DE2809313A1

DE2809313A1 - Netzanschlussgeraet

Info

Publication number: DE2809313A1
Application number: DE19782809313
Authority: DE
Inventors: Takaaki Masaki; Tohru Morioka
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1977-03-04
Filing date: 1978-03-03
Publication date: 1978-09-14
Also published as: NL178110C; FR2382794A1; GB1600763A; NL178110B; US4194238A; FR2382794B1; NL7802431A

Description

Die Erfinaunft betrifft ein Net^anscMu^geri^t und insbesondere ein fileichstronnrersorgunrsfrerat Ti it einer Qleich^r'trori/^T,Ven⁷--!3e Istrom-Umkehrstufe, das insbesondere für elektrische Gerste von kleiner Größe und freringem Gewicht /reel f.net ist.

Eine seiLsterregte Umkehrstufe mit einem Royer-Oszillator ist bereits bekannt und wird als Umkehrstufe bzw. Wechselrichter in einem Iietzanschlußgerat bzw. Stromversorgun/rsgerat verwendet. Da eine solche Royer-Umkehrstufe bekannt ist, wird es nicht für erforderlich gehalten, diese im Detail zu beschreiben. Kurz gesagt besteht eine Royer-Umkehrstufe aus zwei Lei-

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BAtJK: DRF=SDNER BANK. HAMBURG. 4 031 «8 (BLZ ZOO8OD QO) · POSTSCHECK' HAMBURG 147607-?03 TELEGRAMM: SPECHTZIES

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stungstransistoren, die jeweils so als Schaltvorrichtungen benutzt werden, daß ein Gleichstrom einer Auf-Zu-Regelung bzw. Schaltung unterworfen wird und sich eine Wechselstromspannung mit rechteckiger Wellenform ergibt» Dabei wird der Schaltvorgang der Transistoren durch eine Rückkopplungsspule erreicht, die mit der Primärwicklung eines sättigungsfähigen Transformators bzw. Sattigungstransformators verbunden ist. Beim Betrieb einer solchen Royer-Umkehrstufe wird ein Transistor leitend gemacht, während der andere Transistor während einer bestimmten Zeitdauer nicht leitend ist ο Danach wird der

•10 Betriebszustand umgekehrt und der Vorgang wiederholt» Bei einer solchen Royer-Umkehrstufe bewirkt die in der Primärwicklung des Sattigungstransformators erregte Spannung, die als gemeinsame Last der entsprechenden Transistoren dient, daß eine etwa zweimal so große Spannung als die Spannung des Hetzanschlußgerätes zwischen Kollektor und Emitter des jeweiligen Transistors im nicht-leitenden Zustand anliegt. Demnach müssen die Transistoren für eine derartige Umkehrstufe eine höhere Stehspannung aufweisen.

Als Verbesserung für die oben beschriebene Royer-Umkehrstufe wurde eine Halbbrücken-Umkehrstufe vorgeschlagen. Eine Ausfuhrungsform dieser Halbbrücken-Umkehrstufe ist in Mg. 1 dargestellt. Zum besseren Verständnis der Erfindung wird der Aufbau und der Betrieb der Halbbrücken-Umkehrstufe 1 nach Pig. 1 soweit erforderlich beschrieben. Wenn ein Schalter 3

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eingeschaltet wird, bewirkt eine Gleichstromspannung von der Gleichstroüispannungsquelle 2, daß ein Strom durch die Basiswiderstände 7 und 11 eines Paares von PHP-Transistoren "' und 10 fließt und ein Spannungsabfall am entsprechenden Basiswiderstand 7 und 11 das Paar der PNP-Transistoren 6 und 10 in den leitenden Zustand bringt. Zwischen Basis und Kollektor des Transistors 10 liegt ein Startwiderstand 13. Aus dieses?! Grund ist der durch den Basiswiderstand 11 fließende Strom größer als der durch den anderen Basiswiderstand 7 fließende Strom, so da3 der Transistor 10 vor dem Transistor 6 in den leitenden Zustand übergeht. Wenn der Transistor 10 leitet, so wird die elektrische Ladung in einem Teilungskondensator über den Transistor 10 und eine auf einem Sättigungs-Magnetkern 14 aufgewickelte Primärwicklung 5 entladen. Andererseits ".'/ird ein Teilungskondensator 5 durch einen, durch den Transistor 10 und die Primärwicklung 5 von der Gleichstromspannungsquelle 2 aus fließenden Strom aufgeladen. Zu diesem Zeitpunkt induziert der vom Punkt a zum Punkt b der Primärwicklung 5 fließende Strom eine Spannung an der einen Rückkopplungswicklung 12 in Richtung der Durchlaßspannung für den Transistor 10 und eine Sperrvorspannung für den Transistor 6 in der anderen Rückkopplungswicklung 8. Demzufolge wird der Transistor 10 in den leitenden und der Transistor 6 in den nicht-leitenden Zustand gebracht. Dies hat zur Folge, daß eine positive Halbwelle in einer auf dem Magnetkern H aufgewickelten und mit der Primärwicklung 5 verbundenen Sekundärwicklung 15 erzeugt wird.

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Damit wird die Primärwicklung 5 erregt. Wenn die Primärwicklung 5 erregt ist und der Magnetkern 14 des Sättigungstransformators gesättigt ist, verschwindet die magnetomotorische Kraft des Magnetkerns 14 und in die entsprechenden Rückkopplungnwicklungen O und 12 wird in Umkehrrichtung eine Spannung induziert. Damit wird der eine Transistor 1O in den nicht-leitenden und der andere Transistor 6 in den leitenden Zustand gebracht. Dies hat zur PoIge, daß die elektrische Ladung im Teilungskondensator 4 über die Primärwicklung 5 und den Transistor 6 entladen und der Teilungskondensator 9 durch einen Strom geladen wird, der durch die Primärwicklung 5 und den Transistor 6 von der Gleichstromspannungsquelle 2 aus fließt. Der oben beschriebene Ladestrom bewirkt eine Erregung der Primärwicklung 5 in der Richtung vom Punkt b zum Punkt a, was zur Folge hat, daß eine negative Halbwelle an der Sekundärwicklung 15 erhalten wird.

Das Ausgangssignal der Umkehrstufe 1 wird über die Sekundärwicklung 15 erhalten, die auf dem Sättif?ungs-i>iagnetkern 14 aufgewickelt und mit der Primärwicklung 5 gekoppelt ist₉ und einem Lastschaltkreis 200 zugeführt, der z.B. einen Gleichstrommotor aufweisen kann.

Da bei einer solchen Halbbrücken-Umkehrstufe nach Fig. 1 die Spannung E der Gleichstromspannungsquelle 2 mittels eines Paares von Teilungskondensatoren 4 und 9 durch zwei geteilt wird,

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liegt die Spannung E zwischen Kollektor und Emitter des sich im leitenden Zustand befindenden Transistors. Damit können in der Halbbrücken-Umkehrstufe im Vergleich zur Royer-Umkehrstufe Transistoren mit einer geringeren Stehspannung verwendet werden.

Aber auch in der Halbbrücken-Umkehrstufe müssen noch einige Probleme gelöst werden. So muß der eine Transistor 10 mit einem Startwiderstand 13 versehen werden, um vorzugsweise den anderen Transistor 6 in den leitenden Zustand zu bringen.

Wegen des Startwiderstandes 13 werden die Yorspannungsschaltkreise für die beiden Transistoren 6 und 10, die bezüglich der elektrischen Kennlinie als ein Paar ausgewählt sind, asymmetrisch. Dies hat jedoch zur Folge, daß der Transistor nicht vollständig gesperrt bzw. abgeschaltet wird, d.h. selbst während der Zeitdauer des nicht-leitenden Zustandes bleibt eine geringe "leitende Tendenz"bestehen. Um diesen Zustand zu vermeiden, könnte man beispielsweise zwischen Basis und Emitter des Transistors 10 eine Sperrvorspannung legen, obwohl auch dann einige Schwierigkeiten auftreten. Ein weiteres Problem besteht darin, daß die oben beschriebene "leitende Tendenz¹* des Transistors 10 die Ausgangswelle der Umkehrstufe 1 asymmetrisch hinsichtlich der positiven und negativen Polung macht, was einen schlechten Wirkungsgrad zur Folge hat. Dies kann auch leicht einen Kurzschlußzustand des Transistorpaares 6 und 10 verursachen.

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Eine wesentliche Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Netzanschlußgerät mit einer Umkehrstufe zu schaffen, bei dem ein Paar von komplementären Transistoren mit symmetrischem Vorspannungsschaltkreis verwendet wird.

Eine weitere wesentliche Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Fetzanschlußgerät zu schaffen, das auch bei einer Laständerung stabil arbeitet.

Eine weitere wesentliche Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Netzanschlußgerät mit einer Umkehrstufe zu schaffen, das einen verbesserten Umwandlungswirkungsgrad aufweist und in dem Transistoren mit vermindertem Leistungsverlust verwendet werden.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Netzanschlußgerät zu schaffen, das kompakt ist und eine höhere Stromkapazität aufweist. Insbesondere soll das Netzanschlußgerät besonders geeignet sein für eine Stromversorgungsquelle für kleine und tragbare elektrische Geräte.

Das erfindungsgemäße Netzanschlußgerät ist dadurch gekennzeichnet, daß es eine verbesserte Gleichstrom/Wechselstrom-Umkehrstufe aufweist, in der eine Reihenschaltung eines Paares von Teilungskondensatoren und eine Reihenschaltung eines Paares von komplementären Transistoren parallel zu einer Gleichstromspannungsquelle geschaltet sind, eine auf

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einem Sättigungs-Magnetkern aufgewickelte Primärwicklung zwischen dem Verbindungspunkt des Kondensatorpaares und dem Verbindungspunkt des Transistorpaares geschaltet ist, ein Paar von Rückkopplungswicklungen auf dem Sättigungs-Magnetkern so aufgewickelt sind, daß sie mit der Primärwicklung magnetisch gekoppelt sind, wobei das Paar der Rückkopplungswicklungen schaltungsmäßig zwischen der Basis und, über den entsprechenden Basiswiderstand, dem Emitter des entsprechenden Transistors liegen, und bei dem eine Impedanz zwischen den Verbindungspunkten der entsprechenden Rückkopplungsspulen und der Basiswiderstände der entsprechenden Transistoren geschaltet ist.

Demnach sieht die Erfindung vor; Eine Reihenschaltung aus einem Paar von Teilungskondensatoren und eine Reihenschaltung aus einem PNP-Transistor und einem UPN-Transistor sind parallel zu einer Gleichstromspannungsquelle geschaltet, eine Primärwicklung eines Sättigungstransformators ist zwischen den Verbindungspunkten der entsprechenden Reihenschaltungen geschaltet, wobei der Sättigungstransistor ein Paar von mit der Primärwicklung gekoppelten Rückkopplungswicklungen aufweist, das Paar der Rückkopplungswicklungen ist verbunden mit der Basis und über die entsprechenden Basiswiderstände mit dem Emitter der entsprechenden Transistoren, die Emitter der entsprechenden Transistoren sind mit den Klemmen der Gleichstromspannungsquelle verbunden, eine Reihen-

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schaltung aus zwei Kondensatoren ist mit den Verbindungspunkten der entsprechenden Eückkopplungswicklungen und der Basiswiderstände verbunden und der Verbindungspunkt der beiden Kondensatoren ist mit dem Verbindungspunkt der Reihenschaltung der Teilungskondensatoren verbunden. Eine zweite Wicklung ist mit der Primärwicklung des Sättigungstransformators gekoppelt und am Ausgang wird von der Sekundärwicklung eine Gleichstromausgangsspannung durch Gleichrichtung erhalten.

Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches SchaItungsdiagramm einer herkömmlichen Halbbrücken-Umkehrstufe;

Mg. 2 ein schematisches S ehalt ungs diagramm einer ersten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Umkehrstufe;

Mg. 3 ein schematisches Sehaltungsdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

Mg. 4A eine Lastkennlinie der in der Ausführ ungs form nach und 4B

Mg. 3 verwendeten Transistoren;

Mg. 5 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

Pi ir. bk hurvenf or α en des Ausfcangssignales der Umkehrst ufe und 6 J<

nach Fig. 5;

Pig. 7A Kurvenformeii der elektrischen Signale an verbis 7J

schiedenen Stellen der Ausführungsform nach Pig. 5;

Pig. '.:. ein scheraatisclies oclialtungsdiagramra einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

Pig. °i Kurvenformen des Kollektorstromes in der Aus- und 10

führungsform nach Pig. ö;

Pig. 11 eine Kurvenform der Spannung am Zeitkonstant-Kondensator in der Ausf uhr unfcs form naoh Pig. 8;

Pig. 12 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 13 ein sohematisches Schaltungsdiagramm einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

Pie· H eine Schwankungskennlinie des Ladestromes bezüglich

einer Netsspannungsänderung in der Ausführungsform naoh Pig. 13;

Pig. 15 ein sohematisches Schaltungsdiagramm einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

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Fig» 16 ein schematisches Schaltungsdiagramn einer

weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung 5

Pig. 17 die Kurvenform einer ladespannung der zweiten Batterie in der Ausfuhrungsform nach Pig. 16;

Figo 18 ein schematisches Sehaltungsdiagramm einer

weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung und

Pig. 19 eine Rauschkurve bzw» eine Storungskurve.

In Pig» 2 ist eine prinzipielle Schaltungskonfiguration einer Gleichstrom/Wechselstrora-Umkehrstufe zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Schaltung dargestellt« Die Ausführungsform zeigt eine Reihenschaltung aus einem Paar von Teilungskondensatoren 104 und 109 und eine Reihenschaltung aus einem PNP-Transistor 106 und einem NPI-Transistor 110, wobei beide Serienschaltungen über einen Schalter 103 mit einer Gleichstroms pannungs quelle 2 parallel geschaltet sind. Eine Primärwicklung 105, die auf einen einen Sättigungstransformator darstellenden Sättigungsfegen bzw. Sättigungs-Magnetkern II4 aufgewickelt ist, liegt zwischen dem Punkt a und dem Punkt b der entsprechenden Serienschaltungen. Der Sättigungstransformator weist weiterhin eine Sekundärwicklung 115 und ein Paar von

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Rückkopplungswickluneen 108 und 112 auf, die so auf detr: oättigungs-Hagnetkern 114 aufgewickelt sind, daß sie mit der Primärwicklung 105 magnetisch gekoppelt sind. Die Sekundärwicklung 115 ist mit einem Lastschaltkreis 200 verbunden.

Das eine Ende der beiden Rückkopplungswicklungen 108 und 112 ist .jeweils mit der Basis des entsprechenden Transistors 106 bzw. 110 verbunden. Das andere Ende der beiden Rückkopplungsv-'icklungen 103 und 112 ist jeweils so über den entsprechenden Basiswiderstand 107 bzw. 111 mit dem Emitter des entsprechenden Transistors 106 bzw. 110 verbunden, daß ein entsprechender Basisvorspannungsschaltkreis gebildet wird. Zwischen dem Verbindungspunkt c der Rückkopplungswicklung 10S und dem Basiswiderstand 107 sowie dem Verbindungspunkt d zwischen der Rückkopplungswicklung 112 und dem Basiswiderstand 111 liegt ein Kondensator 116, der von einem Widerstand 117 mit einem großen Widerstandswert überbrückt wird.

Wenn der Schalter 103 geschlossen wird, fließt über das Basiswiderstandspaar 107 und 111 und den Kondensator 116 ein Strom und ein Spannungsabfall am entsprechenden Basiswiderstand 107 bzw. 111 bringt den entsprechenden Transistor 106 bzw. 110 in den leitenden Zustand. Da jedoch eine verschiedene Kennlinie der Elemente vorliegt, wie etwa der Transistoren und 110, der Rückkopplungswicklungen 108 und 112 und der Basiswiderstände 107 und 111, wird lediglich einer der beiden Transistoren früher als der andere in den leitenden Zustand gebracht.

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Es wird nun angenommen, daß der Transistor 106 vor dem Transistor 110 in den leitenden Zustand gebracht wird. Wenn der PNP-Transistor 106 leitend wird, so entlädt sich die elektrische Ladung im Teilungskondensator 104 über den Transistor 106 und die Primärwicklung 105. Andererseits beginnt sich der Teilungskondensator 109 durch einen Strom aufzuladen, der über den Transistor 106 und die Primärwicklung 105 von der Gleichstromspannungsquelle 2 aus fließt. Zu diesem Zeitpunkt induziert der vom Punkt b der Primärwicklung 105 zum Punkt a fließende Strom eine Spannung in der einen Rückkopplungswicklung 108 in Richtung der Durchlaßvorspannung des Transistors 106 und eine Spannung in der anderen Rückkopplungswictclung 112 als üperrvorspannung d'is Transistors 110» Damit wird der Transistor 106 leitend und der Transistor 110 nicht-leitend gemacht, was zur Folge hat, daß an der Sekundärwicklung 115 eine positive Halbwelle abgenommen werden kann.

Auf diese Weise wird die Primärwicklung 105 erregt und der magnetische Kern 114 des Sättigungstransformators kommt in den Sättigungszustand. Wenn der Magnetkern 114 gesättigt ist, verschwindet die magnetomotorische Kraft des Magnetkerns 114 und eine Spannung mit umgekehrter Richtung wird in die entsprechenden Rückkopplungswicklungen 108 und 112 induziert. Damit wird der eine Transistor 106 nicht-leitend und der andere Transistor leitend gemacht. Danach entlädt sich die elektrische

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ladung im Teilungskondensator 109 über die Primärwicklung 105 und den Transistor 110 und der Teilungskondensator 104 wird durch einen Strom aufgeladen, der durch die Primärwicklung 105 und den Transistor 110 von der Gleichstromspannungsquelle 2 aus fließt. Der oben beschriebene Ladestrom bewirkt eine Erregung der Primärwicklung 105 in Richtung vom Punkt a zum Punkt b, was zur Folge hat, daß an der Sekundärwicklung 115 eine negative Halbwelle abgenommen werden kann.

Danach wird der leitende Zustand der Transistoren jedesmal dann umgekehrt, wenn der magnetische Kern 114 des Sättigungstransformator s in den Sättigungszustand kommt, und man erhält abwechselnd an der Sekundärwicklung 115 eine positive und eine negative Halbwelle.

Hervorzuheben ist bei der Ausführungsform nach Fig. 2 die Verbindung des Kondensators 116 mit dem Widerstand 117· Diese Verbindung zwischen dem Kondensator 116 und dem Widerstand läßt am Anfangsζustand des Betriebes einen großen Strom durch den Vorspannungsschaltkreis fließen, so daß der beim Stand der Technik notwendige und in Fig. 1 mit dem Bezugszeichen 13 gekennzeichnete Startwiderstand nioht erforderlich ist. Zusätzlich dazu wird das Transistorpaar 106 und 111 durch komplementäre Transistoren gebildet, deren Emitter jeweils mit einer Klemme der Gleichstromspannungsquelle verbunden ist. Dies hat

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zur Folge, daß der Basisvorspannungsschaltkreis der entsprechenden Transistoren 106 und 110 bezüglich der Primärwicklung 105 des Transformators auf der Spannungsquellenseite vorgesehen werden kann, wodurch die Implementierung des oben beschriebenen Paares von symmetrischen Basisvorspannungsschaltkreisen ermöglicht wird. Damit kann der Ausgang der erfindungsgemäßen Umkehrstufe symmetrisch gemacht werden. Die oben beschriebene symmetrische Schaltungskonfiguration der Basisvorspannungsschaltkreise erleichtert die Auswahl der Impedanzwerte der verschiedenen Impedanzelemente, wie etwa der Widerstände und Kondensatoren, zur Bildung der Basisvorspannungsschaltkreise. Zusätzlich dazu wird vermieden, daß, wie oben beschrieben wurde, der im nicht-leitenden Zustand befindliche Transistor eine "leitende Tendenz" aufweist und damit ein Kurzschluß des Transistorpaares 106 und 110 auftritt .

In Fig. 3 ist eine bevorzugte Ausfuhrungsform eines Netzanschlußgerätes dargestellt, in dem die oben beschriebene Umkehrstufe Verwendung findet. Diese Ausführungsform ist insbesondere als ein Wetzanschlußgerät zur Energiezuführung für elektrische Geräte geeignet, die einen kleinen Gleichstrommotor verwenden, wie etwa ein elektrischer Rasierapparat, eine Zahnbürste, jeweils mit Motorantrieb, und dgl. Die Ausführungsform zeigt einen Akkumulator 203 und einen Gleichstrommotor im lastachaItkreis 200. Beide Klemmen der Sekundärwicklung

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des Sättigungstransformators sind mit einen Gleichrichtungsschaltkreis bildenden G-leichrichterdioden 201 und 202 und deren Ausgang jeweils mit dem einen Ende des Akkumulators verbunden. Das andere Ende des Akkumulators 203 ist über einen Begrenzungswiderstand 204 mit einem Mittenabgriff 115a der Sekundärwicklung 115 verbunden. Zusätzlich dazu sind beide Anschlüsse des Akkumulators 203 über einen Schaltkontakt mit dem Gleichstrommotor 205 verbunden. Wenn der Schaltkontakt geschlossen wird, wird der Begrenzungswiderstand 204 kurzgeschlossen und damit der Akkumulator 203 mit einem zweiweggleichgerichteten Ausgangssignal aufgeladen, das durch die Gleichrichtung eines Wechselstromausgangssignals in eine rechteckige Kurvenform an der Sekundärwicklung .11.5- der Umkehrstufe 100 mittels der Dioden 201 und 202 erhalten wird. Auch der Gleichstrommotor 205 wird durch das Ausgangesignal der oben beschriebenen Zweiweggleichrichtung erregt.

Die Gleichstromspannungsquelle 2 der Umkehrstufe 100 kann eine Wechselstromspannungsquelle 21, wie etwa ein handelsübliches Netzgerät, und eine Brückenschaltung 22 zur Zweiweggleichrichtung des Wechselstromausgangssignales von der Wechselstromspannungsquelle 21 aufweisen. Beide Anschlüsse der Brückenschaltung 22 sind mit den Eingangsklemmen der Umkehrstufe als Ausgangsklemmen der Gleichstromspannungsquelle 2 verbunden.

Die Umkehrstufe 100 in Fig. 3 weist gegenüber der in Fig. die folgenden Unterschiede auf. In der Ausführungsform nach

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Fig. 3 wird der Kondensator 116 und der Widerstand 117 durch Reihenschaltungen von zwei Kondensatoren 116a und 116b bzw. von zwei Widerständen 117a und 117b gebildet, wobei jeweils der Verbindungspunkt der entsprechenden Reihenschaltung mit dem Verbindungspunkt a der Teilungskondensatoren 104 und 109 verbunden ist. Es wurde herausgefunden, daß die Verbindung der Kondensatoren 116a und 116b mit dem Punkt a eine an der Primärwicklung 105 auftretende Spitzenspannung vermindert. Eine an der Primärwicklung 105 auftretende Spitzenspannung bewirkt einen Strom, der durch die Kondensatoren 116a und 116b und die Rückkopplungswicklungen 108 und 112 zu der Basis bzw. dem Kollektor der entsprechenden Transistoren 106 bzw. 110 fließt. Me oben beschriebene Spitzenspannung hat zur Folge, daß ein Strom durch die Kondensatoren 104 und 109 zum Emitter bzw. Kollektor der entsprechenden Transistoren 106 und 110 in der umgekehrten Richtung fließt. Demnach wird die oben beschriebene Spiteenspannung in der Umkehrstufe absorbiert.

Wie aus Fig. 3 ersichtlich ist, überbrückt ein Kondensator 118 die Primärwicklung 105. Der Kondensator 118 dient auch dazu, die in der Primärwicklung 105 auftretende Spitzenspannung zu absorbieren. Insbesondere kann es ohne diesen Kondensator 118 passieren, daß die Traneistoren 106 und 110 außerhalb des sicheren Betriebsbereiches A der Lastkennlinie gelangen, die in Fig. 4A in gestrichelter Form dargestellt ist. Es wurde jedoch festgestellt, daß eine Einfügung des Kondensators 118 in der oben beschriebenen Form dazu dient, den Betrieb der Tran-

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sistoren 106 und 110 innerhalb des sicheren Betriebsbereioh.es A zu halten, wie es in Fig. 4B dargestellt ist. In den Mg. 4A und 4B ist auf der Abszisse die Kollektor/Emitter-Spannung Vqj, der Transistoren und auf der Ordinate der Kollektorstrom I₀ der Transistoren aufgetragen. Da der Betrieb der Umkehrstufe 100 nach Fig. 3 gleich ist wie der der prinzipiellen Schaltungsfiguration nach Fig. 2 wird es nicht für erforderlich gehalten, diesen erneut zu beschreiben.

Fig. 5 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm einer weiteren Ausfuhrungsform der Erfindung, und zwar einer verbesserten Ausführungsform der Umkehrstufe. Im Vergleich zur Ausführungsform nach Fig. 3 weist die Ausführungsform nach Fig. 5 Dioden 119 und 120 auf, die zwischen den Kollektoren und Emittern der entsprechenden Transistoren 106 bzw. 107 in umgekehrter Richtung geschaltet sind. Da die übrigen Teile der Ausführungsform nach Fig. 5 im wesentlichen gleich denen der Ausführungsform nach Fig. 3 sind, wird lediglich das kennzeichnende Merkmal der Ausführungsform nach Fig. 5 im Detail näher beschrieben. Ohne die Dioden 119 und 120 liefert die Sekundärwicklung 115 eine positive Halbwelle mit einzelnen Störimpulsen, wie es in Fig. 6B dargestellt ist, obwohl die normale Welle die in Fig. 6A dargestellte Form haben sollte. Solche Störimpulsabschnitte P bewirken, daß zwischen Basis und Emitter der entsprechenden Transistoren 106 und 110 in Umkehrrichtung eine Überspannung anliegt, was eine Erwärmung

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der Transistoren 106 und 110 und eine Verzerrung der Kurvenform des Ausgangssignales der Umkehrstufe 100 zur Folge hat, während im Sättigungstransformator ein niederfrequentes Schwingungsgeräusch auftritt. Aus Messungen hat sich z.B. die in Fig. 7A dargestellte Kurvenform der Basis-Emitter-Spannung Vtj_E des Transistors 110 ergeben. In gleicher Weise ergaben sich die Kurvenformen des Basisstromes I_B> des Kollektorstromes I~ und des Emitterstormes 1™ des Transistors 110, wie es in den Fig. 7B, 70 bzw. 7D dargestellt sind. Damit ergibt sich eine leitende Periode des Transistors 110 mit W in Fig. 7A. Bezüglich Fig. 7A wird angenommen, daß die Basis-Emitter-Spannung V_BE in Abhängigkeit vom Anstieg des Basisstromes Lg positiv sein sollte und positiv bleibt, wie es durch die gestrichelte Linie dargestellt ist. Tatsächlich tritt jedoch ein ins Negative gehender Talbereich auf, wie er durch die durchgezogene Linie in Fig. 7A dargestellt ist. Es wird angenommen, daß dieser ins Negativ gehende Talbereich den oben beschriebenen Störimpulsabschnitt P bewirkt.

Wenn der Transistor 110 vom nicht-leitenden in den leitenden Zustand gebracht wird, beginnt ein Strom durch die Primärwicklung 105 in Richtung vom Punkt a zum Punkt b zu fließen. Vor diesem ist jedoch ein Strom durch die Primärwicklung 105 in Richtung vom Punkt b zum Punkt a aufgrund des leitenden Zustande des Transistors 106 geflossen. Dies hat zur Folge, daß an der Primärwicklung 105 eine entgegenwirkende elektromotorische Kraft erzeugt wird. Diese entgegenwirkende elektro-

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motorische Kraft bewirkt einen Strom I_{1 A£}- , der durch die Primärwicklung 105 in negativer Richtung fließt, d.h. in Richtung vom Punkt b zum Punkt a, wie es in Fig. 7H dargestellt ist, und zwar unabhängig vom leitenden Zustand des Transistors 110. Die Kurvenform des Stromes L·-^, des Kon-

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densators 116b, des Stromes I₁₁₇J₃ des Widerstandes 117b und des Stromes I₁₁.. des Basiswiderstandes 111 sind in den Fig. 7E, 7F bzw. 7G- dargestellt. Unter Berücksichtigung der oben beschriebenen Kurvenformen wird angenommen, daß der oben beschriebene,'ins Negative gehende Strom in der Primärwicklung 105 von der Basis des Transistors 110 über die Rückkopplungswicklung 112, den Kondensator 116b und den Widerstand 117b der Parallelschaltung zur Kollektorelektrode des Transistors 110 fließt. Dabei ist der Transistor 110 in Sperrichtung vorgespannt und der oben beschriebene ins Negative gehende Strom fließt über den Teilungskondensator 109 und über die Emitter-Kollektor-Verbindung des Transistors 110. In anderen Worten, es wird angenommen, daß der oben beschriebene ins Negative gehende Strom sofort einen durch den Transistor 110 in umgekehrter Richtung fließenden Strom verursacht, wodurch dieser sofort als sogenannter Rückwärts-Transistor dient, was zur Folge hat, daß ein ins Negative gehender Talbereich, wie er in Fig. 7A dargestellt ist, der Basis-Emitter-Spannung T-g_E bewirkt wird. So wird angenommen, daß die Störimpulsbereiche P zur Abschaltung des Transistors 110 erzeugt werden, der aufgrund der entgegenwirkenden elektromotorischen Kraft dabei ist, leitend zu werden.

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In der in Pig. 5 dargestellten Ausführungsform wird die in der Primärwicklung 105 auftretende, entgegenwirkende elektromotorische Kraft mittels der Diode 120 um den Transistor 110 umgeleitet, wodurch ein durch die Emitter-Kollektor-Verbindung fließender Strom verhindert wird. Damit ergibt sich am Ausgang der Sekundärwicklung 115 eine Kurvenform, wie sie in Fig. 6A dargestellt ist, in der die Störimpulsbereiche P, wie sie in Fig. 6B dargestellt sind, nicht auftreten. Bei der dargestellten Ausführungsform wird damit die Kurvenform am Ausgang der Umkehrstufe 100 nicht verzerrt und ein niederfrequentes Schwingungsgeräusch des Transformators eliminiert. Die in diesem Zustand auftretenden Kurvenformen der Basis-Emitter-Spannung Y-g-g des Transistors 110 und des Stromes I-i pn ^^er Diode 120 sind in den Fig. 71 bzw. 7 J dargestellt. Gleiches gilt auch für den Transistor 106 und die Diode 119·

Wie aus der obigen Beschreibung ersichtlich ist, wird bei der Ausführungsform nach Fig. 5 eine Kurvenverzerrung des Ausgangssignales der Umkehrstufe 100 und das Schwingungsgeräusch des Transformators aufgrund einer Spitzenspannung eliminiert, die durch einen durch die Transistoren 106 und 110 in umgekehrter Richtung fließenden Strom bewirkt wird, was auf die entgegenwirkende elektromotorische Kraft in der Primärwicklung 105 im Sättigungstransformator zurückzuführen ist. Dies wird erreicht durch die Dioden 119 und 120, die in umgekehrter Richtung zwischen die Emitter und Kollektoren der Transistoren 106 bzw. 110 geschaltet sind.

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Aus der obigen Beschreibung kann außerdem ersehen werden, daß dann, wenn Transistoren 106 und 110 mit guter Sperrkennlinie ausgewählt werden, auf die Dioden 119 und 120 verzichtet werden kann, wenn die oben beschriebenen Effekte auftreten. Da die Dioden 119 und 120 so geschaltet sind, daß sie einen Strom in Sperrichtung zwischen dem Kollektor und dem Emitter der Transistoren 106 und 110 umleiten, kann auf die Dioden 119 und 120 verzichtet werden, wenn die Transistoren 106 und 110 jeweils eine gute Kennlinie als Rückwärts-Transistoren aufweisen.

Fig. 8 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, bei der berücksichtigt wird, daß verschiedene Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren 106 und 110 dadurch absorbiert werden, daß ein Paar von RC-Zeitkonstantschaltungen 121 und 122 mit den Basisvorspannungsschaltkreisen des Transistorpaares 106 und 110 verbunden werden. Eine weitere Veränderung der Aus führungs form nach Mg. 8, im Vergleich zu den oben beschriebenen Ausführungsformen, stellt ein Rauschfilter 23 dar, das eine Drosselspule und einen Kondensator aufweist und zwischen der Wechselstromspannungsquelle 21, wie etwa einer handelsüblichen Spannungsquelle, und der Brückenschaltung geschaltet ist, sowie die oben beschriebenen Zeitkonetantschaltungen 121 und 122, die in die Basisvorspannungsachaltkreise der Umkehrstufe 100 eingefügt sind.

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Wenn der Schalter 103* beim Betrieb eingeschaltet wird, fließt ein Strom durch das Paar der Zeitkonstantschaltungen 121 und 122 und durch die Kondensatoren 116a und 116b und der Spannungsabfall an den entsprechenden Zeitkon3tantschaltungen 121 und 122 beginnt die entsprechenden Transistoren 106 und 110 in den leitenden Zustand zu bringen. In diesem Zustand wird jedoch nur ein Transistor zuerst leitend, da die Schaltelemente, wie etwa die Transistoren 106 und 110, die Rückkopplungswicklungen 108 und 112 und die Zeitkonstantschaltungen 121 und 122, verschiedene Kennlinien aufweisen. Ss wird nun angenommen, daß der Transistor 106 zuerst leitend gemacht wird und daß dann im wesentlichen der gleiche Vorgang wie in der Ausführungsform nach Pig. 2 abläuft. Wenn der andere Transistor 110 leitend wird, fließt der in Pig. 9 dargestellte Kollektorstrom I„ und der Sättigungs-Magnetkern 114 des Transformators wird magnetisch gesättigt, und zwar kurz bevor der Kollektorstrom I_n verschwindet. Dies hat zur Folge, daß ein Spitzenstrom I₀ ¹ fließt, wie er in Fig. 9 durch die gestrichelte Linie dargestellt ist. Die Spannung V_{1 Qg} des Teilungskondensators 109 nimmt bei einem solchen spitzen Punkt abrupt ab und nimmt den Wert "V₁₀Q¹ an. Unter der Annahme, daß der Kondensator 116b nicht verbunden i3t, kann die Schwankung Δν der Basisvorspannung des Transistors 110 bei einem solchen Spannungsübergang durch die folgende Gleichung ausgedrückt werdenj

^R122a ^{+ R}117b

(V₁

_0g

wobei R-] 22a ^{und R}1i7b ^die W^{it3ersi:;an(3}swerte der Widerstände 122a und 117b sind.

Da die oben beschriebene Schwankung AV klein ist, nimmt der Basisstroir, des Transistors 110 nicht abrupt ab und der Kollektorstrom erhöht sich zum Spitzenstrom I ', wie er durch die gestrichelte Linie in Pig. 9 dargestellt ist. Mit dem Kondensator 116b, der auf die Spannung V₁^, aufgeladen ist, kann die Schwankung ^V¹ der Basisvorspannung des Transistors 110 durch die fo'lgende Gleichung ausgedrückt werden, wenn der Teilungskondensator 109 über die Primärwicklung 105 entladen wird:

X #· = (T₁₀₉ - v_116b) - (V₁₀₉' - V₁₁₆J = V₁₀₉ - v₁₀₉«

Die oben beschriebene Schwankung ^V¹ ist größer als die Schwankung ^V und kann ein Absinken des Basisstromes des Transistors 110 bewirken, was zur Folge hat, da3 der Kollektorstro'B I₀ die in Fig. 9 in durchgezogener Linie dargestellte Kennlinie annimmt, die keine Spitze aufweist. Gleiches gilt für den Kollektorstrom des anderen Transistors 106. Außerdem kann die Stromlast und die Wärme in den entsprechenden Transistoren 106 und 110 verringert werden.

Bei der dargestellten Ausfuhrungsform zeigt der Kollektorstrom I_n der Transistoren 106 und 110 die in Fig. 9 dargestellte Kennlinie ohne Spitze. In Abhängigkeit vom Wert des Stromver-

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Stärkungsfaktors der entsprechenden Transistoren 106 und 110 ist jedoch der Abschaltzeitpunkt t verschieden. So liegt der AbschaltZeitpunkt t2 eines Transistors mit einem kleinen Stromverstärkungsfaktor zeitlich vor dem Abschaltzeitpunkt ti eines Transistors mit einem großen Stromverstärkungsfaktor, wie es in Fig. 10 dargestellt ist. Dies ergibt eine Differenz δ t in der leitenden Periode von Transistoren mit verschiedenen Stromverstärkungsfaktoren. Dies bewirkt eine Unsymmetrie der in positiver und negativer Richtung gehenden Ausgangssignale der Umkehrstufe. Wenn z.B. in der Ausführungsform nach Pig. 8 der eine Transistor 106 des Transistorpaares 106 und 110 einen kleineren Stromverstärkungsfaktor als der andere Transistor 110 aufweist, ist die Basissehaltspannung oder der Basisschwellenwert des Transistors 106 größer als der des anderen Transistors 110. Damit ist die Spannung V..Q. bis zum einen Transistor 106 gehörenden Teilungskondensators 104 höher als die Spannung V-qq des anderen Teilungskondensators 109· Damit weichen die Spannungen "V^₀- und V_{1 oq} selbst dann voneinander ab, wenn die Zeitkonstanten der Zeitkonstantschaltungen 121 und 122, die in den Basisvorspannungsschaltkreisen der entsprechenden Transistoren 106 und 110 vorgesehen sind, gleich sind. Demnach zeigen die Spannungen V..^-)v, ^un^ V-io2b ^^er Basiskondensatoren 121b und 122b die in Fig. 11 dargestellten Kennlinien. Der eine Transistor 106 wird durch die Basisvorspannung entsprechend der Spannung "V₁₂Ii₃ ^{1 in 1}^S* ^{11 n}i^clrt leitend gemacht und in ähnlicher Weise wird der Transistor 110 durch die Bas is vor spannung entsprechend der Spannung V-] 22b* ^ⁿ

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Fig. 11 nicht leitend gemacht. Demzufolge werden die leitenden Perioden der entsprechenden Transistoren 106 und 110 im wesentlichen selbst dann gleich, wenn die Stromverstärkungsfaktoren voneinander verschieden sind. Außerdem wird eine ungleiche Differenz eines Temperaturanstieges der entsprechenden Transistoren 106 und 110 vermindert.

Fig. 12 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm einer weiteren bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung, bei der die Kondensatoren 116a· und 116b¹ zu den entsprechenden Basiswiderständen 107 und 111 parallel geschaltet sind. Bei den obigen Ausführungsformen wurden diese Kondensatoren 116a und 116b als in Parallelschaltung zu den Widerständen 117a und 117b liegend und als Impedanzelemente dienend besehrieben. Die Abänderung in Mg. 12 hat die folgenden Vorteile. Falls die Kondensatoren 116a und 116b parallel zu den Widerständen 117a und 117b, wie in Fig. 3, geschaltet sind, müssen die Kondensatoren 116a und 116b eine erhöhte Durchbruch- oder Stehspannung aufweisen, und zwar um so mehr, je größer die Widerstandswerte der Widerstände 117a und 117b gegenüber denen der Basiswiderstände 107 und 111 sind. Damit steigen jedoch die Herstellungskosten und die Größe der Kondensatoren. Im Gegensatz dazu können bei der Ausführungsform nach Fig. 12 die Kondensatoren 116a¹ und 116b¹, da sie parallel zu den Basiswiderständen mit einem verminderten Widerstandswert geschaltet sind, eine kleinere Durchbruchspannung und damit eine geringere Größe aufweisen, so daß

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ein Netzanschlußgerät mit billiger Umkehrstufe geschaffen
wird.

Fig. 13 zeigt eine bevorzugte Ausfuhrungsform der mit
der Sekundärwicklung 115 des Sättigungstransformators verbundenen Lastschaltung 200. Die GIeichstromspannungsquelle 2
und die Umkehrstufe 100 können eine der oben beschriebenen
Ausführungsformen annehmen. Im nachfolgenden wird die Lastschaltung 200 im Detail beschrieben.

Beide Klemmen der Sekundärwicklung 115 des Sättigungs-

transformators sind jeweils über die Basis-Kollektor-Verbindung der Planartransistoren 207 und 208, deren Basis- und Emitter-Elektroden in Durchlaßrichtung kurzgeschlossen sind, mit einem
Anschluß des Akkumulators 203 und dem Gleichstrommotor 205 verbunden. Der andere Anschluß des Akkumulators 203 und des Gleichstrommotors 205 ist jeweils mit einem ersten und aweiten Schaltkontakt 211 bzw. 203 verbunden. Der Mittenabgriff 115a der
Sekundärwicklung 115 ist mit dem dritten Kontakt 212 und ein
Ende der Sekundärwicklung 115 ist mit dem vierten Schaltkontakt 210 über einen Begrenzungswiderstand 209 verbunden. Ein Schalt-Kurzschlußstück 206· wird in die in durchgezogener Linie dargestellte Stellung, wie sie in Pig. 13 dargestellt ist, gebracht, wenn der Gleichstrommotor 205 benutzt werden soll. Der Schalter 206· wird eingeschaltet, daß Ausgangssignal der Umkehrstufe 100 wird durch die Basis-Kollektor-Verbindung der Transistoren 207

und 208 über den Mittenabgriff 115a zweiweg-gleichgerichtet und

der Gleichstrommotor 205 wird mit einer Hälfte des zweiweggleichgerichteten Ausgangssignal der Umkehrstufe 100 erregt, während der Akkumulator 203 gleichzeitig aufgeladen wird. Wenn andererseits der Gleichstrommotor 205 nicht benutzt werden soll, wird das Schalt-Kurzschlußstück 206* in die gestrichelte Stellung gebracht und der Akkumulator durch das gleichgerichtete Halbwellenausgangssignal der Ausgangsspannung an der Sekundärwicklung 115 aufgeladen.

In Anbetracht der Tatsache, daß die Zahl der Windungen der Sekundärwicklung 115 eines solchen Sättigungstransformators oder Schwingungstransformators extrem klein ist, z.B. zehn Windungen in der Ausfuhrungsform nach Fig. 3» wird der Akkumulator 203 mit der Hälfte der Ausgangsspannung der Umkehrstufe 100 aufgeladen. Demnach kann der Wert des Begren-Zungswiderstandes 204 in Fig. 3 klein sein. Dies hat zur Folge, daß die Schwankung des Akkumulatorladestromes aufgrund der Schwankung der Netzspannung relativ groß ist, wie es in Fig. durch die strichpunktierte Linie X dargestellt ist. Im Gegensatz dazu wird bei der in Fig. 13 dargestellten Ausführungsform der Akkumulator 203 mit der vollen, an der Sekundärwicklung 115 anliegenden Ausgangsspannung der Umkehrstufe aufgeladen, so daß der Wert des Begrenzungswiderstandes 209 größer gewählt werden kann, z.B. einige Male größer als der des Begrenzungswiderstandes 204 in der Ausführungsform nach Fig. 3. Damit wird die Schwankung des Akkumulatorladestromes hinsichtlich der Schwankung der Netzspannung vermindert, wie

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es in der durchgezogenen Kurve Y in Mg. H dargestellt ist.

Allgemein ist eine Diode so geschaffen, daß ein Pellet oder eine Pastille direkt mit zwei Anschlüssen von Außenleitungen verbunden ist. Wenn damit eine Diode beschädigt ist, so ist zu "befürchten, daß die beiden Außenleitungen eher geschlossen als geöffnet werden. Damit besteht die Gefahr, daß bei einem Kurzschluß des Gleichstrommotors oder des Akkumulators 203 ein großer Kurzschlußstrom durch die Sekundärwicklung 115 fließt und damit ein Feuer in den Elementen der Umkehrstufe 100 bewirkt. Im Gegensatz dazu werden bei der in Pig. 13 dargestellten Ausfuhrungsform anstelle der herkömmlichen Dioden Planartransistoren 207 und 208 verwendet, bei denen die Basis-Kollektor-Verbindung als Gleichrichter verwendet wird. Ein solcher Planartransistor ist so beschaffen, daß ein Anschlußdraht oder interner Draht mit einer Dicke von 30 ^m mit der Außenleitung und dem Pellet verbunden wird. Damit wird bei Verwendung eines Planartransistors in der oben beschriebenen Ausführungsform die Kapazität des Kollektorstromes durch diesen Draht begrenzt.

Wenn nun der Gleichstrommotor 205 oder der Akkumulator kurzgeschlossen werden, so wird der Anschlußdraht geschmolzen und er bricht durch einen durch die Sekundärwicklung 115 fließenden erhöhten Kurzschlußstrom, wodurch ein Peuerfangen der entsprechenden Elemente der Umkehrstufe 100 verhindert wird.

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Obwohl die Basis-Emitter-Verbindung eines Transistors als einer üblichen Diode ähnlich angesehen werden kann, ist nebenbei festzustellen, daß die Spannung V_EB0, d.h. die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter bei geöffneter Basiselektrode, niedriger ist und der Transistor nicht als Diode verwendet werden kann, wenn die an der Sekundärwicklung 115 induzierte Spannung groß ist. Um einen derartigen Nachteil zu vermeiden, werden daher die Basis-Kollektor-Verbindungen der Transistoren 207 und 208 zum Zwecke der Gleichrichtung verwendet.

Wenn der Akkumulator 203 mit der !Tastschaltung 200 verbunden ist, so muß eine Überladung des Akkumulators 203 verhindert werden. Fig. 15 bis 17 zeigt zu diesem Zweck zwei bevorzugte Ausführungsformen in der Erfindung.

Pig· 15 ist ein schematisches Sehaltungsdiagramm einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, bei der die folgenden Veränderungen im Vergleich zu der Ausführungsform nach Fig. 3 vorgenommen wurden. Eine Schaltvorrichtung 306 ist mit der Basis und dem Emitter eines Transistors 110 der Umkehrstufe 100 verbunden. Parallel zum Akkumulator 203 ist eine Serienschaltung aus einem Widerstand 302 und einem Konstantspannungsgerat 303 sowie ein Detektor 301 geschaltet, um festzustellen, ob die Akkumulatorladungsmenge einen vorbestimmten Wert beim Aufladen des Akkumulators 203 erreicht. Der Detektor 301 stellt einen Punkt fest, an dem die Akkumulator-

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spannung eine durch ein Konstantspannungselement 303 bestimmte Bezugsspannung erreicht und kann z.B. einen Operationsverstärker aufweisen. Der Detektor 301 ist an seinem Ausgang mit einem aktiven Element 305 verbunden, um die oben beschriehene Schalteinrichtung 306 zu schließen. In der dargestellten Ausfuhrungsform wird ein optoelektronischer Koppler

304 verwendet und die Schaltvorrichtung 306 wird durch einen Fototransistor und das aktive Element 305 durch eine lichtemittierende Diode bzw. Leuchtdiode gebildet.

Wenn sich die Gleichstromspannungsquelle 2 und die Umkehrstufe 100 im Betriebszustand befinden, wie er anhand von Fig. beschrieben wurde, wird der Akkumulator 203 durch ein Ausgangssignal der Umkehrstufe aufgeladen, das durch die Dioden 201 und 202 zweiweg-gleichgerichtet ist. Wenn der Akkumulator 203 aufgeladen wird und die Ladespannung die Bezugsspannung des Konstantspannungselements 303 erreicht, wird das aktive Element

305 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Detektors 301 in Betrieb gesetzt, d.h. es wird Licht emittiert. Die Schaltvorrichtung 306 wird als Fototransistor aufgrund des einfallenden Lichts leitend. Damit werden Basis und Emitter des Transistors 110 kurzgeschlossen und die an der Rückkopplungawicklung 112 induzierte Spannung liegt nicht mehr zwischen Basis und Emitter des Transistors 110. Damit wird der Transistor 110 nicht-leitend, Da der Transistor 110 nicht-leitend gemacht wird, wird der Ladungsschaltkreis des Teilungskondensators unterbrochen und der Teilungskondensator 104 wird nicht mehr aufgeladen und der

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Transistor 106 wird nicht-leitend. Damit wird der oszillierende Betrieb der Umkehrstufe 100 gestoppt und damit auch der Ladevorgang des Akkumulators 203.

Fig. 16 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm einer weiteren Ausfuhrungsform der Erfindung, die am besten zur Verhinderung einer Überladung geeignet ist. Im Vergleich zu Pig. weist die Ausführungsform nach Fig. 16 die folgenden Veränderungen auf. In der Ausführungsform nach Fig. 15 war die Schaltvorrichtung '306 zwischen Basis und Emitter des Transistors 110 angeordnet, damit der eine Transistor 110 der Umkehrstufe 100 in Abhängigkeit von der Ladungsmenge des Akkumulators 203 unterbrochen werden kann. Demgegenüber sind bei der Ausführungsform nach Fig. 16 zwei aktive Elemente 305a und 305b, wie etwa lichtemittierende Dioden, mit dem Ausgang des Detektors 301 verbunden. Zusätzlich dazu sind die Zweirichtungs-Schaltvorrichtungen 306a und 306b als Fototransistor so vorgesehen, daß durch die aktiven Elemente 305a und 305b und Auf-Zu-Regelung erfolgt, so daß jeder der Schaltvorrichtungen 306a und 306b eine Reihenschaltung zusammen mit jedem der Kondensatoren 307a und 307b bildet. Die Reihenschaltung des Kondensators 307a und der Schaltvorrichtung 306 und die Reihenschaltung des Kondensators 307b und der Schaltvorrichtung 306b sind jeweils mit einem Anschluß der Rückkopplungswicklungen 108 und 112 sowie dem Verbindungspunkt a verbunden.

Wenn der Schalter 103 eingeschaltet wird, wird die umkehrstufe 100 in den Betriebszustand gebracht, der Akkumulator 203

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durch das von den Dioden 201 und 202 gleichgerichtete Ausgangssignal der Umkehrstufe 100 aufgeladen. Wenn der Akkumulator aufgeladen wird und die Batteriespannung die Bezugsspannung der Konstantstromvorrichtung 303 erreicht, sprechen die aktiven Elemente 305a und 305b, nämlich die lichtemittierenden Dioden, auf das Ausgangssignal des Detektors 301 an und emittieren Licht, so daß die Zweirichtungs-Schaltvorrichtungen 306a und 306b, nämlich die auf das Licht von den aktiven Elementen 305a und 305b ansprechenden Fototransistoren, leitend.

Damit sind die Kondensatoren 307a und 307b parallel zu den entsprechenden Kondensatoren 116a und 116b geschaltet, so daß die Gesamtkapazität der Kondensatoren 116a und 307a sowie der Kondensatoren 116b und 307b größer wird. Diese Kondensatoren 116a, 307a, 116b und 307b werden in Abhängigkeit von der entgegenwirkenden elektromotorischen Kraft über die entsprechenden Rückkopplungswicklungen 108 und 112 und die Basis-Kollektor-Verbindungen der Transistoren 106 und 110 aufgeladen. Was insbesondere die Kondensatoren 116b und 307b anbetrifft, so werden sie bei einem Übergang von einem Zustand, in dem der Transistor 106 eingeschaltet und der Transistor 110 ausgeschaltet ist, zu einem Zustand, in dem der Transistor 106 ausgeschaltet und der Transistor 110 eingeschaltet ist, in Abhängigkeit von der entgegenwirkenden elektromotorischen Kraft über die Rückkopplungswicklung 112 und die Basis-Kollektor-Verbindung des Transistors 110 aufgeladen. Da die Gesamtkapazität der Kondenatoren 116b und 307b in diesem Zustand größer ist als die Kapazität lediglich des Kondensators 116b, nimmt die Sperrvorspannungsperiode des Transistors 110 zu, der gerade dabei

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ist, eingeschaltet zu werden. Wenn der Spitzenwert des zweiweg-gleichgerichteten Ausgangssignal an den Ausgangsklemmen der Gleichstromspannungsquelle 2 zunimmt, wird die Basis-Emitter-Verbindung des Transistors 110 in Durchlaßrichtung vorgespannt. Damit tritt die leitende Periode des Transistors 110 dann auf, wenn der Spitzenwert des zweiweggleichgerichteten Ausgangssignales groß wird und das Ausgangssignal der Dioden 201 und 202 wird bestimmt durch die in Fig. 17 dargestellte Dauer T, d.h. einen zusätzlichen Ladezustand. Bei der beschriebenen Ausfuhrungsform wird festgesM.lt, ob der zu ladende Akkumulator 203 einen vorbestimmten Ladungszustand erreicht und es wird eine Sperrvorspannungsperiode des Transistors durch Erhöhung der Kapazität der Impedanzschaltung der Umkehrstufe 100 vorgesehen, wodurch die Einsehaltdauer des Transistors 106 und 110 verkürzt und der Ladezustand vom schnellen Aufladen zum zusätzlichen Aufladen umgeschaltet wird. Damit kann der verwendbare Bereich des eine Halbbrücken-Umkehrstufe verwendenden Ladegerätes des Akkumulators erweitert werden.

Selbstverständlich kann auch eine andere Kombination der aktiven Elemente 305 (305a und 305b) und der Schankvorrichtungen 306 (306a und 306b) vorgenommen werden, ohne den oben beschriebenen optoelektronischen Koppler, und kann z.B. eine Kombination aus einer Relaisspule und deren Kontakte aufweisen.

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Allgemein liefert ein eine Gegentakt-Umkehrstufe verwendendes Netzanschlußgerät ein oszillierendes Ausgangssignal an der Umkehrstufe, das von rechteckiger Wellenform ist, und das Ausgangssignal ist im allgemeinen größer, wodurch an der Umkehrstufe leichter ein Rauschen oder ein Störsignal auftreten kann.Wann ein Tonfrequenzgerät in der Jähe einer kleinen elektrischen Maschine mit einem Ladeschaltkreis angeordnet ist, wird eine Raumladungskapazität zwischen dem Akkumulator mit einer größeren Oberfläche in der Last der Umkehrstufe und dem Tonfrequenzgerät gebildet und das durch eine Raumladungskapazität an der Umkehrstufe auftretende Rauschen kann leicht das Tonfrequenzgerät negativ beeinflussen. Eine solche Störung oder Rauschen weist lediglich eine Gleichtaktstörung auf, die als zwischen Erde und elektrischem Gerät auftretende Störung definiert werden kann und die gegenüber einer zwischen zwei Leitungen in dem Gerät auftretenden üblichen Störung (normal mode noise) verschieden ist. Da sie von einer üblichen Störung verschieden ist, ist •ine solche Gleichttaktstörung (common mode noise) schwer zu unterdrücken, unabhängig von einer zunehmenden Größe.

Mg. 18 zeigt «in· weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung, die eine solche Gleichtaktstörung vermindern soll. Zu diesem Zweck wird ein Störabsorptionskondensator 308 vorgesehen. Das eine Ende dieses Störabsorptionskondensators 308 ist mit dem Gehäuse 203a des Akkumulatos 203 oder dem Gehäuse 205a des Gleichstrommotors 205 und dae andere Ende mit der

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Gleichrichtungsausgangsklemme der Zweiweg-Gleichrichtungsschaltung 22 oder der Ausgangsklemme der Gleichstromspannungsquelle 2 verbunden. Der Kondensator 308 dient dazu, die Primär- und Sekundärseite des Sättigungstransformators gleichstrommäßig zu trennen, während sie weehselstrommäßig miteinander verbunden sind. Demzufolge wird die an der Primärwicklung 105 auftretende Störung über die Sekundärwicklung 115 auf das Gehäuse 203a des Akkumulators 203 oder des Gehäuses 205a des Gleichstrommotors 205 übertragen, wobei allerdings die Störung des Gehäuses 203a oder des Gehäuses 205a auf der Primärseite des Transformators durch den Kondensator 308 absorbiert wird. Durch Experimente hat sich ergeben, daß man ohne den Kondensator 308 die gestrichelte Eckenlinie in Fig. 19 und mit Kondensator 308 die durchgezogene Linie in Fig. 19 erhält, wobei die Kurven in Fig. 19 eine Abnahme der Störung um einige Dezibel zeigen.

Änderungen und Ausgestaltungen der beschriebenen Ausführungsformen sind für den Fachmann ohne weiteres möglich und fallen in den Rahmen der Erfindung. So kann beispielsweise auch eine Kombination aus den oben beschriebenen einzelnen Ausfuhrungsformen vorgenommen werden.

Abschließend kann gesagt werden, daß das erfindungsgemäße Netzanschlußgerät insbesondere geeignet ist für einen tragbaren elektrischen Rasierapparat. Im allgemeinen weist ein elektrischer Rasierapparat ein Gehäuse mit einer öffnung auf,

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wobei eine Rasierschneidvorrichtung durch die Öffnung vorsteht, sowie ein erstes Triebwerk, wie etwa einen Elektromotor zum Antreiben der Rasierapparatschneidevorrichtung. Üblicherweise weist die Rasierapparatschneidevorrichtung eine am Gehäuse befestigte stationäre Schneidvorrichtung, die durch die Öffnung vorsteht, sowie eine bewegliche Schneidvorrichtung auf, die bezüglich der stationären Schneidvorrichtung beweglich angeordnet ist. Das erste Triebwerk kann einen Gleichstrommotor aufweisen, der mit einer Gleichstromspannungsquelle zum Antreiben der beweglichen Schneidvorrichtung verbunden ist. Bei einem bekannten Rasierapparat weist das Gehäuse einen Raum zur Aufnahme einer Trockenzelle oder eines wieder aufladbaren Akkumulators als Gleichstromspannungsquelle auf. Ein anderer bekannter Rasierapparat ist mit einem getrennten Wechselstrom-Adapter verbunden, der die Wechselspannung aus dem Netz in eine Gleichstromspannung zum Antreiben eines Gleichstrommotors umwandelt. Da ein solcher Wechselstrom-Adapter relativ groß ist, ist es unmöglich, sowohl einen wieder aufladbaren Akkumulator als auch einen Wechselstrom-Adapter in einem Rasierapparatgehäuse unterzubringen, ohne daß die Größe des Gehäuses zunehmen würde. Es besteht demnach ein Bedürfnis für einen kompakten Rasierapparat, in dem sowohl ein wieder aufladbarer Akkumulator als auch ein Wechselstrom-Adapter untergebracht werden kann. Erfindungsgemäß wird nun ein Wechselstrom-Adapter geschaffen, der kompakt ist und ein geringes Gewicht aufweist. Der in Fig. 3 dargestellte Akkumulator 203 kann z.B. als wieder aufladbarer Akkumulator zur Erregung eines Gleichstrommotors für

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einen elektrischen Rasierapparat und der Gleichstrommotor 205 als ein Gleichstrommotor zum Antrieben der beweglichen Schneidvorrichtung eines Rasierapparates vorgesehen werden, wobei beide Schaltungselemente, wie der wieder aufladbare Akkumulator und der Gleichstrommotor, in einem Gehäuse untergebracht werden können« Erfindungsgemäß kann die Schaltung der Umkehrstufe 100, die Brückenschaltung 22, der wieder aufladbare Akkumulator 203 und der Gleichstrommotor 205 in einem Rasierapparatgehäuse üblicher Größe untergebracht werden, ohne daß eine wesentliche Vergrößerung des Gehäuses erforderlich wäre.

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Claims

Patentansprüche :

1.J Hetzanschlußgerät, gekennzeichnet durch:

eine Gleichstromspannungsquelle (2), einen Sättigungstransformator (14) mit mindestens einer Primärwicklung, ein mit der GIeichstromspannungsquelle (2) und der Primärwicklung (105) des Sättigungstransformators verbundenes Transistorpaar (106, 110) zum Schalten der Gleichstromquellenausgangsspannung und zur Erzeugung eines Stromes in der Primärwicklung (105) in abwechslungsweise geänderter Richtung sowie einen mit der Gleichstromspannungsquelle (2) verbundenen Vorspannungsschaltkreis zur Versorgung des Transistorpaares (106, 110) mit gleichen Vorspannungen.

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■ - ORiGlMAL INSPECTED

2. Netzanschlußgerät nach. Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Yorspannungsschaltkreis Spannungsteilerschaltkreiselemente (104, 109) aufweist, die mit der Gleichstromspannungsquelle (2) verbunden sind und die gleichen Torspannungen liefern.

3» Netzanschlußgerät nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß das Transistorpaar durch ein Paar von komplementären Transistoren (106, 110) gebildet wird.

4. Hetzanschlußgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Spannungsteilung3elemente durch eine Impedanz zur Begrenzung eines hindurchfließenden Stromes gebildet werden.

5. ITetzanschluSgerät mit einer Gleiehstromspannungsquelle und einer Umkehrstufe zur Umwandlung eines Gleichstromausgangssignales von der Gleichstromspannungsquelle in eine Wechselspannung, dadurch gekennzeichnet , daß die Umkehrstufe aufweist:

eine erste, parallel zur Gleichstromspannungsquelle (2) geschaltete Serienschaltung aus einem von einem ersten und zweiten Teilungskondensator (104, 109) gebildeten Kondensatorpaar,

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eine zweite, parallel zur Gleichstromspannungsquelle (2) geschaltete Serienschaltung aus einem von einem ersten und zweiten Transistor (106, 110) gebildeten Transistorpaar,

ein von einem ersten und zweiten Basiswiderstand (107, 111) gebildetes Widerstandspaar,

einen Sättigungstransformator mit einem Sättigungs-Magnetkern (114), einer auf dem Sättigungs-Magnetkern aufgewickelten Primärwicklung (105) und einem auf dem Sättigungs-Magnetkern aufgewickelten, magnetisch mit der Primärwicklung gekoppelten Paar einer ersten und zweiten Rückkopplungswicklung (108, 112),

wobei die Primärwicklung (105) mit dem Verbindungspunkt (a) des ersten und zweiten Teilungskondensators (104, 109) der ersten Serienschaltung und mit dem Verbindungspunkt (b) des ersten und zweiten Transistors (106, 110) der zweiten Serienschaltung, beide Rückkopplungswicklungen (108, 112) mit der Basis und über den jeweiligen Basiswiderstand (107, 111) mit dem Emitter des ersten bzw. zweiten Transistors (106, 110) und

eine Impedanz (116) mit dem Verbindungspunkt der ersten Rückkopplungswicklung (108) und dem ersten Basiswiderstand (107) des ersten Transistors (106) sowie dem Verbindungs-

punirt, der zweiten TMickkopplunnjsv/icklunfr (112) und der;: zweiten Basiswiderstand (111) des zweiten Transistors (110) verbunden ist.

b. Ijetzansciilußgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß das Impedanzelement eine BlindwiderstandskoEOonente aufweist.

7. Tletzanschlußgerät nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß die Blindwiderstandskomponente eine kapazitive Blindwiderstandskomponente aufweist.

Hetsansehlußgerät nach Anspruch 7» dadurch g e kennzeichnet , daß das Impedanzelement eine Parallelschaltung aus einem Widerstand (117) und einem "Kondensator (116) aufweist.

<j. IletHanscVJ "liireräb nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanzelenient eine üeriensehaltuiir; aus einen von einem dritten und vierten Kondensator (116a, 116b) gebildeten Kondensatorpaar aufweist und der Verbindungspunkt des dritten und vierten Kondensators mit den Verbindungspunkt des ersten und zweiten Teilungskondensators (104, 108) verbunden ist.

10. Hotr.ansehlußiierät nach Anspruch 5, dadurch, gekennzeichnet , daß das aus dem ersten und zweiten

Transistor (1O6₉ 110) gebildete Transistorpaar ein Paar von komplementären Transistoren (106, 110) aufweist, deren Elektroden jeweils mit der Gleichstromspannungsquelle (2) verbunden sind«

11. Netzanschlußgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß es weiterhin aufweist ein von einer ersten und zweiten Diode (119, 120) gebildetes Diodenpaar, wobei beide Dioden in Sperrichtung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des jeweiligen ersten und zweiten Transistors (106, 110) geschaltet sind.

12. Netzanschlußgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet s daß der erste und zweite Transistor (106, 110) so gewählt wird, daß die zwischen Emitter und Kollektor auftretende Sattigungsspannung bei Betrieb des Transistors als Rückwärts-Transistor relativ klein ist.

13· Netzanschlußgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß es weiterhin aufweist eine erste und zweite Zeitkonstantschaltung (121, 122), die jeweils eine Serienschaltung aus einem Widerstand (121a, 122a) und einem Kondensator (121b, 122b) aufweisen und zwischen dem Emitter des jeweiligen Transistors (106, 110) und dem Impedanzelement (116) geschaltet sind.

14. Netzanschlußgerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet , daß die das Impedanzelement (116)

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bildenden dritten und vierten Kondensatoren (116a¹, 116b*) jeweils parallel zurr: Basiswiderstand (107, 111) des jeweiligen Transistors (106, 110) geschaltet sind.

15» i\ietsanschlußgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß der Sättigungstransformator eine auf dem oättigungs-Hagnetkern (114) aufgewickelte Sekundärwicklung (115) aufweist und daß zusätzlich eine Vorrichtung (201, 202; 207, 20S) zur Gleichrichtung der in der Sekundärwicklung (115) induzierten Ausgangsspannung zur Lieferung eines Gleichstromausgangssignales vorgesehen ist.

16. ITetzanschlußgerät nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet , daß die Gieichrichtungsvorrichtutig eine Diode (201, 202) aufweist.

17. Netzanschlußgerät nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet , daß die Gleichrichtungsvorrichtung durch eine Kollefctor-Basis-Yerbindung eines Planartransistors (207, 208) gebildet wird.

18. Netzanschlußgerät nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet , daß es weiterhin einen mit dem Ausgang der Gleichrichtervorrichtung (201, 202; 207, 208) verbundenen Gleichstrommotor (205) aufweist, der von deren Ausgangssignal erregt wird.

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19° Wetzanschlußgerät nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet , da:.i es einen Akkumulator (203) aufweist, der mit dem Ausgang der Gleiouricntervorrichtung verbunden ist und durch das Ausgangssignal aufgeladen wird.

20. Netzanschlußgerät nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet , daß es weiterhin einen mit dem Ausgang der Gleichrichtervorrichtung (201, 202; 207, 208) verbundenen Gleichstrommotor (205) aufweist, der von deren Ausgangssignal erregt wird»

21. Netzanschluß nach Anspruch 19, dadurch g e kennzeichnet , daF es weiterhin aufweist einen Detektor (301) sura Peststellen des geladenen Zustandes des Akkumulators (203) und eine auf den Ausgang des Detektors (301) ansprechende Schaltvorrichtung (304) zum Kurzschließen der Basis-Emitter-Elektroden eines (110) der beiden Transistoren (106, 110).

22. Netzanschlußgerät nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet , daß es weiterhin aufweist einen Detektor (301) zum Peststellen des geladenen Zustandes des Akkumulators (203) und eine auf den Ausgang des Detektors (301) ansprechende Vorrichtung zur Erhöhung der Kapazität des die Impedanz (116) bildenden Kondensators (116a, 116b).

23. Netzanschlußgerät nach Anspruch 18, dadurch ge kennzeichnet , daß der Gleichstrommotor (205) ein

leitendes Gehäuse aufweist und dai?> das Metzanschlußgerät weiterhin einen einen Störungs- oder Rauschabsorptions- !condensator (308), der zwischen der Gleichstromspannungsquelle (2) und dem Gehäuse des Gleichstrommotors (205) geschaltet ist.

24· Hetsanschlußgerät nach Anspruch 19? dadurch gekennzeichnet , daß der Akkumulator (203) ein Gehäuse aufweist und daß das Netzanschlußgerät weiterhin einen utörungs- oder Rauschabsorptionskondensator (308) aufweist, der zwischen der Gleichstromspannungsquelle (2) und dem Gehäuse des Akkumulators geschaltet ist.

2t¹· Elektrorasierer mit einem eine Öffnung aufweisenden Gehäuse, einer im Gehäuse vorgesehenen Rasierschneideinrichtung, die dtrnii die Öffnung hinaus vorsteht und die eine stationäre und eine gegenüber dieser bewegliche Schneidvorrichtung aufweist, sowie einen innerhalb des Gehäuses vorgesehenen iJetzanschlutigerät, dadurch gekennzeichnet, daß das ^efczanschlußgerät aufweist:

eine GleiohstTOmspannungsquelle (2), einen Sättigungstransformator (114) mit einer Primär- (105) und Sekundärwicklung (115), ein mit der Gleichstromspannungsquelle (2) und der Primärwicklung (105) des Sättigungstransformator verbundenes Transistorpaar (106, 110) zum Schalten des Ausgangssignales der Gleichstromspannungsquelle und zum Er-

zeugen eines Stromes in der Primärwicklung (105) in abwechslungsweise geänderter Richtung, mit der Gleichstrom- \ spannungsquelle (2) verbundene Vorspannungsschaltkreise, die dem Transistorpaar (106, 110) gleiche Vorspannungen zuführen, sowie einen Motor (205), der im Gehäuse angeordnet und mit der Sekundärwicklung (115) des Sättigungstransformators verbunden ist, zum Antreiben der beweglichen Schneidvorrichtung der Rasierschneideinrichtung»

26. Elektrorasierer mit einem eine Öffnung aufweisenden Gehäuse, einer im Gehäuse vorgesehenen und durch die Öffnung vorspringenden Schneideinrichtung, die eine stationäre und eine gegenüber dieser bewegliche Schneidvorrichtung aufweist, mit einem Netzanschlußgerät, das im Gehäuse angeordnet ist und eine Gleichstromspannungsquelle aufweist, sowie einer Umkehrstufe zum Umwandeln des Ausgangssignales der Gleichstromspannungsquelle in eine Wechselspannung, dadurch ge= kennzeichnet , daß die Umkehrstufe aufweist?

eine erste, parallel zur Gleichstromspannungsquelle (2) geschaltete Serienschaltung aus einem ersten und zweiten Teilungskondensator (104, 109),

eine zweite, parallel zur Gleichstromspannungsquelle (2) geschaltete Serienschaltung aus einem ersten und zweiten Transistor (106, 110),

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einen ersten und zweiten Basiswiderstand (107, 111),

einen Sättigungstransformator mit einem Sättigungs-Magnetkern (114), einer auf dem Sättigungs-Magnetkern aufgewickelten Primärwicklung (1O5)_S einer ersten und sweiten, auf den: Sättigungs-Hagnetkern aufgewickelten und magnetisch mit der Primärwicklung gekoppelten Rückkopplungswicklung (108, 112) sowie einer auf dem Sättigungs-Hagnetkern aufgewickelten und magnetisch mit der Primärwicklung gekoppelten Sekundärwicklung (115),

wobei die Primärwicklung (105) mit dem Yerbindungspunkt (a) des ersten und zweiten Teilungskondensators (104, 109) der ersten Serienschaltang und dem Yerbinäungspunkt (b) des ersten und zweiten Transistors (106, 110) der aweiten Serienschaltung und beide Rückkopplungswicklungen (108, 112) jeweils mit der Basis und über den entsprechenden Basiswiderstand (107, 111) mit dem Emitter des ersten bzw. zweiten Transistors (106, 110) verbunden sind,

sowie eine Impedanz (116), die mit dem Verbindungspunkt der ersten Rückkopplungswicklung (108) und des ersten Basiswiderstands (107) des ersten Transistors (106) und dem Verbindungspunkt der zweiten Rückkopplungswicklung (112) und des zweiten Basiswiderstands (111) des zweiten Transistors (110) verbunden ist,

und daß der Elektrorasier weiterhin aufweist:

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einen mit der Sekundärwicklung (115) des Sättigungstransformators verbundenen Gleichrichtungsschaltkreis
(201, 202; 207, 208) zum Gleichrichten des an der Sekundärwicklung (115) anliegenden Ausgangssignales und einen Gleichstrommotor (205)? der im Gehäuse vorgesehen ist und mit dem Gleichrichtungsschaltkreis zum Antreiben der beweglichen Schneidvorrichtung in der Schneideinrichtung
verbunden ist«

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