DE2613245A1 - Dekoder fuer in einem empfangssignal enthaltene frequenzkomponenten - Google Patents

Description

AMERICAN TELECOMMUNICATIONS CORPORATION, eine Gesellschaft nach den Gesetzen des Staates Kalifornien, 9620 Flair Drive, El Monte, Kalifornien 91734, V. St.A.

Dekoder für in einem Empfangssignal enthaltene Frequenzkomponenten

Die Erfindung beschäftigt sich mit einem Dekoder für in einem Empfangssignal enthaltene Frequenzkomponenten _J d.h. mit einem Multifrequenz-Sighaldekodierer.

Ein derartiger Dekoder dient zur Feststellung von Signalkomponenten eines Eingangssignals/das innerhalb jeweils betrachteter Frequenzbänder vorbestimmte Frequenzen oder vorbestimmte Kombinationen davon besitzenkann. Ein wichtiges Anwendungsfeld für einen solchen Dekoder ist ein Telefon-Vermittlungsamt, das ein aus vielen Signalfrequenzen zusammengesetztes Eingangssignal aufnimmt, das durch Druckknopf-Telefone erzeugt wurde.

Die in Telefonsystemen benutzten Frequenzen oder Töne gliedern sich in zwei Gruppen, nämlich eine niederfrequente Gruppe und eine höherfrequente Gruppe. Zur niedrigen Gruppe gehören Frequenzen von 697 Hz, 770 Hz, 852 Hz und 941 Hz.

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Zur hohen Gruppe gehören Frequenzen von 1209 Hz, 1336 Hz und 1477 Hz. Einige Systeme arbeiten auch mit einer Frequenz von 1633 Hz, die natürlich zur hohen Gruppe gehört. Das Vorliegen einer vorbestimmten Kombination zweier Töne, wobei von jeder Gruppe ein Ton genommen ist, in dem zusammengesetzten Signal, bezeichnet eine spezielle gesendete Ziffer.

Vom Dekodieren her gesehen wäre es ideal, wenn das mehrfrequente Signal nur die oben erwähnten Frequenzkomponenten enthielte. Dies ist in praxi jedoch nicht der Fall. Statt dessen sind ein breitbandiges Rauschen und Signalspitzen vorhanden, die durch elektrische Nebeneffekte (Schaltfunken, elektrische Entladungen etc.) her rühren, wobei natürlich auch noch andere unerwünschte Frequenzkomponenten vorhanden sind, die vom Wählton sowie der Summe und der Differenz der Frequenzen der beiden Töne herrühren. Ferner sind Sprachfrequenzen häufig in dem zusammengesetzten Signal vorhanden. Dies tritt immer dann auf, wenn man sich in dem Raum während der Zeitintervalle zwischen aufeinanderfolgenden Betätigungen der Telefondruckknöpfe unterhält. . Weiter besteht ein Erschwernis darin, die für die Signalfrequenzkomponenten erforderliche Toleranz einzuhalten und eine schnelle Antwort sicherzustellen, um mit schnell gewählten Ziffern Schritt zu halten. Jede dieser Zusatzbedingungen schließt die Verwendung schmalbandiger Detektoren aus, selbst wenn ihre Verwendung praktisch erscheinen würde, weil sie viel Rauschen beseitigen und daher die Detektoraufgabe erleichtern würden.

Man hat daher zur Beseitigung des Rauschens in einem Mehrfrequenz-Signaldekoder versucht (Signaling System and Receiver for Touch-Tone Calling" von Battista, Morrison und Nash, veröffentlicht in März 1963), die Schutzwirkung eines Begrenzers auszunutzen. Dementsprechend wird der größtmögliche Teil des Sprachspektrums auf jeden Begrenzer gegeben. Daher verwendet ein dementsprechend aufgebautes

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Mehrkanalsystem zwei Band-Eliminierungsfilter, und zwar
für jeden Kanal eines. Das Band-Eliminierungsfilter blendet daher für jeden Kanal die Frequenzkomponenten, die
außerhalb des Kanals liegen, aus und läßt ein weites
Rauschspektrum passieren.

In der US-Patentschrift 3 790 720 wird ein Hochpaßfilter für einen Kanal und ein Tiefpaßfilter für den anderen
Kanal beschrieben. Jedes gefilterte Signal wird von einer Digitalschaltung verarbeitet, die eine Anzeige der Durchschnitt sfrequenz gibt, die während eines Meßintervalls
gemessen wurde.

Dieses System ist jedoch insofern nachteilig, als das Tiefpaßfilter nicht den Wählton ausfiltert. Für die Mittelwertbildung der Frequenz ist es notwendig, sicherzustellen,
daß der Mittelwert nicht durch Einschaltsprünge oder Spitzen in der einen oder anderen Richtung verschoben wird. Daher wird in der US-Patentschrift 3 790 720 empfohlen, den
Beginn der Meßperiode hinauszuschieben. Je weiter der Anfang der Messperiode jedoch hinausgeschoben wird, umso weniger Zeit steht zur Mittelwertbildung zur Verfügung, oder das
System wäre nicht imstande, innerhalb der kürzest möglichen Zeitspanne zu reagieren. Ferner läßt die Auflösung bei dem bekannten System zu wünschen übrig, was man nach Kenntnis der vorliegenden Erfindung noch deutlicher erkennen wird. Und Schließlich läßt die Mittelwertbildung der Frequenz
das Vorhandensein von Zittern oder Flattern völlig außer
Betracht. Daher ist es bei dem System der Frequenzmittelwertbildung möglich, daß die sprachfrequenten Komponenten als Signalfrequenzen mißdeutet werden, obwohl ein merkbares Flattern bei der sprachfrequenten Modulation aufgetreten
ist.

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Die vorliegende Erfindung schafft daher einen verbesserten Signaldekodierer für mehrere Frequenzen, der eine erheblich verbesserte Rauschfreihiiit als Folge einer Kombination von Bandfiltern und Einrichtungen zur Flatterfeststellung ermöglicht.

Die Erfindung ist in einem Dekoder mit wenigstens zwei Kanälen zur Feststellung, ob im Eingangssignal vorbestimmte Kombinationen vorbestimmter Frequenzkomponenten innerhalb des jeweiligen Frequenzbandes vorhanden sind, verwirklicht. Jeder Kanal enthält ein Filter, an dessen Eingang das Eingangssignal aufgenommen wird, und das am Ausgang ein gefiltertes Signal erzeugt, wobei das Filter in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung eine spezielle Durclilaßkurve hat. Vorzugsweise weist jedes Filter mehrere aktive Filterschaltungen auf, die zusammen die Filter-Charakteristik ergeben. Ferner ist für jeden Kanal eine Einrichtung vorgesehen, die sequentiell Steuerimpulse im wesentlichen synchron mit dem gefilterten Signal erzeugt. Mit Vorteil ist dies durch eine Reihenschaltung einer Begrenzerschaltung mit einer Frequenzteilerschaltung realisiert. Die Teilerschaltung erzeugt ein Signal mit binär bewichteter, zeitlich schankender Amplitude, die mit einem Teiler der gefilterten Frequenz oszilliert, wobei die Steuerimpulse diese Teilerfrequenz besitzen.

Jeder Kanal weist ferner eine Zeitspannen-Quantisier-Einrichtung ι-, if, die durch die Steuerimpulse gesteuert wird, und ein digitales Signal erzeugt, das synchron mit dem gefilterten Signal anzeigt, ob das gefilterte Signal innerhalb einer vorbestimmten Schranke eine Periode entsprechend einer der Frequenzkomponenten besitzt. Mit Vorteil weist die Zeitspanne-Quantisiereinrichtung einen rückstellbaren

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Zähler,auf, wobei die Steuerimpulse synchron mit dem Eingangssignal zu dessen Rückstellung benutzt werden. Ferner ist der rückstellbare Zähler taktgesteuert, so daß er während der Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Steuerimpulsen zählt. Eine Dekodiereinrichtung zum Dekodieren mehrerer vorbestimmter Zählzustände ist vorgesehen, so daß das Erreichen und Verlassen wenigstens eines Zählstandsbereichs angezeigt wird. Und schließlich wird durch die Dekodiereinrichtung eine Aufzeichnungseinrichtung in aufeinanderfolgende Zustände getriggert, die abwechselnd anzeigen, daß der erreichte Zählstand außerhalb oder innerhalb eines bestimmten Zählstandsbereichs liegt. Ein auf die Aufzeichnungseinrichtung ansprechender Signalgeber erzeugt dann das Digital-Signal (Ziffernsignal).

In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist die Aufzeichnungseinrichtung ferner eine Einrichtung auf, die ein einen Periodenbereich angebendes Signal abgibt, das bei Rückstellung des Zählers vor Verlassen des erreichten, erwähnten Zählerbereichs einen binär kodierten Wert besitzt, welcher anzeigt, daß der genannte Zählerbereich nicht überschritten wurde.

Ein sehr wichtiges Merkmal der Erfindung besteht in der Zitter-Feststelleinrichtung für jeden Kanal, die auf das Digitalsignal anspricht und ein Gatter-Steuersignal erzeugt, das anzeigt, ob ein über eine vorbestimmte Toleranz hiaausgehendes Zittern in dem gefilterten Signal aufgetreten ist oder nicht. Während Intervallen, in denen das gefilterte Signal eine mittlex-e Frequenz besitzt, die als eine multifrequente Signalkomponente mißdeutet werden könnte (als Folge des Vorliegens von sprachfrequenten Komponenten u.dgl.), dann stellt die Zitterfeststelleinrichtung das damit verbundene relativ erhebliche Kantenzittern oder die Phasen-

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modulation des Signals fest und vermeidet so, daß der Dekodierer eine fehlerhafte Dekodierung ausführt.

In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung enthält die Zitterfeststelleinrichtung ein spezielles Register, dessen Ausgang den in ihm enthaltenen binär kodierten Wert anzeigt. Ferner ist eine Ladeeinrichtung für das spezielle Register mit dem Periodenbereichs-Signal auf Anweisung des Digitalsignals vorgesehen, und eine Komparator ist mit dem speziellen Register verbunden, und vergleicht die in das spezielle Register nacheinander geladenen kodierten Werte und erzeugt das Gatter-Steuersignal.

Der Dekodierer enthält ferner einen Ausgangskreis, der durch das Gattersignal gesteuert wird und die kontinuierliche, im wesentlichen zitterfreie Dekodierung zweier vorbestimmter Frquenz-Komponente für wenigstens ein vorbestimmtes Zeitintervall anzeigt. Vorzugsweise enthält der Ausgangskreis eine Zeitgeberschaltung für alle Kanäle, die mit der Zeitgabe erneut beginnt, und zwar nach einem vorbestimmten Zeitintervall nach dem einer der Kanäle in seinem gefilterten Signal einen erheblichen Zittereffekt festgestellt hat, was durch das GatterSteuersignal angezeigt wird.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der beigefügten Zeichnungen im einzelnen beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm, die in Übersichtsdarstellung den Zusammenhang der einzelnen Komponenten der Erfindung erläutert;

Fig. 2 ein ins einzelne gehendes Schaltbild der vorderen Endstufen einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

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Fig. 3a und 3b jeweils eine Filtereinrichtung für die Bandpässe aus Fig. 1 und 2;

Fig. 4a und 4b die Durchlaßkurve von Bandpässen,

die im Rahmen der Erfindung Verwendung finden;

Fig. 5 einen Perioden-Grenzwert-Detektor des unteren Kanals aus Fig.. 1;

Fig. 6a - 6g Kurvenzüge zur Erläuterung des Betriebsverhaltens des Detektors aus Fig. 5, wobei Steuerimpulse synchron mit dem aus dem unteren Kanal erzeugten, gefilterten Signal erzeugt werden;

Fig. 7 ein Blockdiagramm der Zeitbereichs-Quantisierschaltung für den unteren Kanal aus Fig. 1;

Fig. 8a - 8h Kurvenzüge zur Erläuterung, auf welcher Weise der Quantisierer aus Fig. 7 ein digitales Signal erzeugt, das den Zitter-Detektor im unteren Kanal der Fig. 1 steuert;

Fig. 9 eine bevorzugte Ausführungsform des Zitterdetektors;

Fig. 10 eine spezielle Schaltung der Steuergatter aus Fig. 1;

Fig. 11 eine Intervall-Zeitgeberschaltung aus Fig.1;

und

Fig. 12a-12f Kurvenzüge zur Erläuterung, auf welche Weise die Intervall-Zeitgeber-Schaltung aus Fig. 11 ein Ausgangssignal zur Anzeige des kontinuierlichen, im wesentlichen zitterfreien Feststellens zweier vorbestimmter Frequenz-Komponenten für wenigstens ein vorbestimmtes Zeitintervall erzeugt.

Eine Telefonvermittlung, entweder in einem Vermittlungsamt, einer öffentlichen oder privaten Telefongesellschaft, erfüllt viele verschiedenartige Funktionen. Die Hauptfunktion besteht darin, zwei beliebige Unterschleifen bei Bedarf miteinander zu verbinden, so daß eine Sprachvermittlung zwischen den beiden Endstellen stattfinden kann.

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Eine Schaltvermittlung führt diese Funktion in Abhängigkeit von empfangenen Signalfolgen aus, die auf einer Unterschleife durch eine Anrufschaltung in einem anrufenden Telefon erzeugt werden. Viele Schaltvermittlungen, die zur Zeit über die ganze Welt verteilt installiert sind, sind mit den Eigenschaften kompatibel, die eine von einer Wählscheibe erzeugte Impulsfolge hat. Im allgemeinen sind diese Schaltvermittlungen jedoch nicht kompatibel mit Signalfolgen, die in der Form von mehrere Frequenzen enthaltenen Tonimpulsen von Druckschalter-Telefongeräten erzeugt werden.

Es ist ein Schnittstellensystem zur Umsetzung von Signalfolgen in der Form von mehrfrequenten Tonimpulsen in Impulsfolgen entwickelt worden, die mit konventionellen Schaltvermittlungen kompatibel sind. Bei dieser Umsetzung führt das Schnittstellensystem eine Anzahl von Routine-Aufgaben durch, wie beispielsweise Puffern von zifferndarstellenden, bitparallelen Datensignalen, Umsetzen der bitparallelen Datensignale in. serielle Impulszüge, Ausgabe der seriellen Impulszüge mit geeigneten Intervallen zwischen den Ziffern. Verschiedene bekannte Digitalschaltungen können diese Routine-Aufgaben ausführen.

Eine zentrale Aufgabe von besonderer Schwierigkeit, die das Schnittstellensystem auszuführen hat, besteht darin, die Ziffern darstellenden bitparallelen Datensignale in Abhängigkeit vom Eingangssignal zu erzeugen. Dieser Teil des Schnittstellensystems, der an dieser Dekodieraufgabe beteiligt ist, ist als Anwendung der vorliegenden Erfindung möglich. Die Organisation im Großen dieser Einrichtung ist in dem Blockdiagramm der Fig. 1 angegeben.

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Wie Fig. 1 zeigt, wird ein Eingangssignal auf Bandpässe 10 und 12 gegeben, die die Eingangsstufe für den niedrigen und den hohen Kanal bilden. Die Durchlass-Charakteristiken der Filter, die im Rahmen der Erfindung verwendet werden, zeigen Fig. 4,auf die weiter unten im einzelnen eingegangen wird.

Das Fourier-Spektrum des Eingangssignals ist relativ komplex und schwankt. Die enthaltenen Frequenz-Komponenten weisen br eitbandiges Rauschen,hochfrequentes Rauschen, herrührend von Signalspitzen, den Wählton und relativ häufig sprachfrequente Komponenten und verschiedene Harmonische auf. Es ist wichtig, daß diese Frequenzkomponenten nicht als Signalfrequenzkomponenten irrtümlich angesehen werden, welche in zwei Gruppen gliedern, nämlich eine hohe Gruppe und eine niedrige Gruppe. Die niederfrequente Gruppe enthält Frequenzen von 697 Hz, 770 Hz, 852 Hz und 941 Hz-Die hochfrequente Gruppe enthält die Frequenzen 1209 Hz,1336Hz und 1477 Hz. Eine gelegentlich zusätzlich verwendete signalfrequente Komponente liegt 1633 Hz. Man sieht, daß nur kleine Modifikationen des hochfrequenten Kanals notwendig sind, um diese zusätzliche Signalkomponente zu dekodieren. Druckschalter-Telefongeräte sind so ausgelegt, daß sie einem industriellen Standard entsprechen mit der Wirkung, daß jeder der tatsächlich erzeugten Töne eine Frequenz von + 1-1/2% der Soll-Frequenz haben muß.

Gemäß Fig. 1 liefert jeder Kanal sequentiell Steuerimpulse (nPQT/Lo und nPQT/Hi) im wesentlichen synchron mit dem gefilterten Ausgangssignal aus dem Kanalbandpass. Dazu enthält der untere Kanal einen Begrenzer 14 und einen n-Perioden-Grenzen-Detektor 16, während der hohe Kanal einen Begrenzer 18 und einen n-Perioden-Grenzen-Detektor 20 enthält. Der Aufbau der Schaltung für die Erzeugung des Steuer-

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impulses im hohen Kanal ist wesentlich der gleiche wie für die im niedrigen Kanal. Es wird daher nur eine der beiden Schaltungen beschrieben.

Gemäß Fig. 5 wird das gefilterte Singal LoFo durch den Begrenzer so begrenzt, daß das Signal SQLoFo erzeugt wird, dessen Kurvenform Fig. 6b zeigt. Ein Flip-Flop 22, getriggert durch das Signal SQLoFo, erzeugt das Signal 2PLoFo, dessen Kurvenform Fig. 6c zeigt. Der Detektor 16 weist ferner ein Schieberegister aus den D-Flip-Flops 24 und 26 auf. Jedes dieser Flip-Flops wird durch eine Taktimpulskette MC/4 getriggert, welche von einer nicht dargestellten, üblichen Taktquelle von 250 kHz geliefert wird. Fig. 6a zeigt den Impulszug der Taktimpulse.

Der D-Eingang des Flip-Flops 24 nimmt das 2PLoFo-Signal auf und erzeugt die komplementären Ausgangssignale SRQ1 und SRQ1 . Der D-Eingang des Flip-Flops 26 nimmt das SRQ1-Signal und erzeugt die komplementären Ausgangssignale SRQ2 und SRQ2. Ein Paar NAND-Gatter 28, 29 dekodiert den Zustand des Schieberegisters und erzeugt die Signale 2PQT/LO und MInO/Lo. Aus einem Vergleich der Figuren 6f und 6b erkennt man, daß das Signal 2PQT/Lo "O" wird und zwar einmal für jedes vier Mikrosekunden dauernde ImpulsintervalI während jedes übernächste Signal SQLoFo. Während der Zwischenzeit zwischen diesen Impulsen nimmt das 2PQT/Lo-Signal den Binärwert "1" an.

Die Namensgabe für diese Signale soll deren Funktion widerspiegeln. So wurde die Bezeichnung 2PQT gewählt, um anzudeuten, daß dieses Signal einer binären "1" während eines 2-Periode-Quantisierungszeit-Intervalls entspricht. In ähnlicher Weise wurde die Bezeichnung MInO gewählt, um anzudeuten, daß dieses Signal einer binären "1" entspricht, und zwar während der Zeit, in der es einen Befehl zum

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Memorieren der Eingänge und Ausgänge (to Memorize Ins and Outs) gibt.

Wie bereits erwähnt, ist der Detektor 20 für den hochfrequenten Kanal im wesentlichen der gleiche wie der Detektor 16 für den niederfrequenten Kanal, was Aufbau und Betrieb anbelangt. Der einzige Unterschied zwischen beiden besteht in der Verwendung einer höheren Taktfrequenz von 500 kHz im Detektor 20 zum Triggern des Schieberegisters.

Der gleiche Unterschied gilt für den Zeitbereichs-Quantisierer 30 für den niederfrequenten Kanal aus Fig. 1 und einen Zeitbereichs-Quantisierer 31 für den hochfrequenten Kanal. Jeder dieser Quantisierer wird durch Steuerimpulse gesteuert, die von dem jeweils zugehörigen Grenzen-Detektor empfangen werden, so daß ein Digitalsignal (SAVE ds) erzeugt werden kann. Dieses Digitalsignal im wesentlichen synchron mit dem gefilterten Signal zeigt an, ob das gefilterte Signal innerhalb vorbestimmter Grenzen eine Periode enthält, die einer der vorgegebenen Signalfrequenzen entspricht.

Der Zeitbereichs-Quantisierer gemäß Fig. 7 umfaßt einen rückstellbaren Zähler 32. Während der 2-Perioden-Quantisierzeit (wenn 2PQT/Lo den Wert "1" besitzt) . zählt der Zähler 32 mit einer Geschwindigkeit von 250 kHz auf Grund seiner Taktsteuerung durch den MC/4-Impulszug. In der bevorzugten Ausführungsform weist der rückstellbare Zähler drei Dekadenzähler auf, die im einzelnen nicht dargestellt sind und von denen jeder durch eine von der RCA Solid State Division mit der Bezeichnung CD4017 vertriebene IC-Schaltung sein kann. Diese integrierte Schaltung enthält zehn Dekodiergatter zur Bildung eines eins-aus-zehn-Kodes um den jeweiligen Zählstand des Zählers anzuzeigen. Da drei dieser IC-Schaltungen in Reihe geschaltet sind, ergibt sich ein Gesamtzähler, der von dezimal 000 bis dezimal 999 zählen

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kann und Hunderter, Zehner und Einer als Ausgänge liefert, wobei jeder dieser Ausgänge in dem eins-aus-zehn-Kode kodiert ist.

Die sequentiell erzeugten Steuerimpulse des 1PQT/Lo-Signals (Fig. 6f) werden durch ein NAND-Gatter 33 zur Rückstellung des Zählers invertiert. Daher wird für ein kurzes Intervall (4με), das während jedes übernächsten Zyklus¹ des gefilterten Signals auftritt, wird der Zähler 32 auf Null zurückgestellt. Unmittelbar nach seiner Zurückstellung startet der Zähler 32 von 000 mit dem Zählen aufwärts bis 999. Der Zähler wird jedoch daran gehindert, stets auf seinen Maximalwert hochzuzählen,und zwar aufgrund eines über das NAND-Gatter 3 führenden Rückkopplungspfades. Dieser Rückkopplungspfad ist aus folgendem Grund vorgesehen. Die unterste zu dekodierende gültige Frequenz des Niederfrequenz-Signals ist nur geringfügig niedriger als 697 Hz. Daher ist die maximale 2-Perioden-Quantisierzeit für ein gültiges Signal hier nur geringfügig größer als 2870 MikroSekunden. Da der Zähler mit einer Frequenz von 250 KHz getaktet wird, entspricht die maximale Zählung während des Quantisierens eines gültigen Signals nur geringfügig mehr als 718 (d.h. 2870 Mikrosekunden geteilt durch 4 Mikrosekunden pro Zählung) . Daher besteht kein Bedürfnis mehr als bis etwa 8 00 oder 900 zu zählen, weil eine derartig hohe Zählung nicht aus einem gültigen Signal resultieren -kann. Wenn weiter der Zähler nicht automatisch zurückgestellt worden sein soll, dann besteht eine kleine Möglichkeit, daß eine sehr niederfrequente Nicht-Signal-Frequenzkomponente vorliegt, die den Zähler zum erneuten Eintritt in einen gültigen Zählbereich veranlaßt und damit zu einer fehlerhaften Wiedererkennung führt. Aus diesen Gründen ist der neunte Ziffernausgang der Hunderter-Zählerstufe, der der "1" entspricht, wenn der Zähler einen Zählstand von 900 erreicht hat, mit einem Inverter 34 verbunden ist. Der Ausgang zwingt daher den NAND-Gatter 33-Ausgang, den Zähler für den Fall zurückzu-

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setzen, daß er eine derartig hohe Zählung erreicht haben sollte.

Der Quantisierer 30 enthält weiter einen Eingangspunkt- und Ausgangspunkt-Dekoder 35, der den Zähler 32 mit einem NOR-Gatter 36 verbindet. Das NOR-Gatter 36 erzeugt ein Singal InO (entspricht einer Abkürzung für In¹S und Out's). Die durch das Signal InO definierte Kurvenform ist abhängig vom Eingangssignal. Für einen repräsentativen Fall, bei dem das gefilterte und begrenzte Signal SQLoFo eine Periode von ungefähr 1180 Mikrosekunden besitzt, ist die zugehörige Kurvenform für das Signal InO in Fig. 8f dargestellt. Diese spezielle Periode fällt in die vorbestimmten Grenzen zum Dekodieren der Signalfrequenz 852 Hz.

Der Zeitmaßstab für jede Kurvenform der Fig. 8 ist am oberen Rand der Figur angegeben. Fig. 8a zeigt den Dezimalwert der vom Zähler 32 zu verschiedenen Zeitpunkten erreichten Zählung. Fig. 8b zeigt für diesen repräsentativen Fall, daß das gefilterte und begrenzte Signal SQLoFo von "O" auf "1" bei ungefähr einer Mikrosekunde umschaltet. Wie in Fig. 8c angedeutet ist, triggert die positive Kante das Flip-Flop 22 (Fig.5), wodurch das Signal 2PLoFo von "1" zu "O" schaltet. Wie Fig. 8d zeigt, schaltet koinzident mit der Vorderflanke des nächstfolgenden Taktimpulses (d.h. bei 4 Mikrosekunden) das Signal 2PQT/LO von "1" zu "0" und bleibt dort über 4 Mikrosekunden hin. Folglich wird der Zähler zurückgesetzt und besitzt wie Fig. 8a zeigt, einen erreichten Zählstand von dezimal 000 bei 8 Mikrosekunden.

Wenn der 4 Mikrosenkunden breite Steuerimpuls des Signals 2PQT/LO bei 8 Mikrosekunden endet, dann schaltes das Signal MInO/Lo (Fig. 8e) nach "0". Man erinnere sich, daß dieses Signal durch ein NAND-Gatter 29 (Fig. 5) des Detektors 16

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erzeugt wurde. Dieses Signal wird vom Löscheingang jedes der drei Flip-Flops 37, 38 und 39 empfangen. In der bevorzugten Ausführungsform wird eine einzige EC-Schaltung verwendet, die diese drei Flip-Flops sowie das NAND-Gatter 29 (Fig. 5) integriert enthält. Diese integrierte Schaltung ist unter der Bezeichnung SN 7493 im Handel erhältlich und kann von der National Semiconductor Corporation bezogen werden. Jedes dieser Flip-Flops besitzt die folgenden Eigenschaften: 1) Es bleibt im Null-Zustand, wenn ein logisches "0"-Signal an seinem Löscheingang anliegt; und 2) es wechselt seinen Zustand, wenn, zu der Zeit, wenn ein logisches "1"-Signal an seinem Löscheingang anliegt, eine negativ-gehende Kante des an seinen CP-Eingang angelegten Signals auftritt.

Das Flip-Flop 37 nimmt das Signal InO an seinem CP-Eingang auf und an seinem Ausgang liefert es ein Signal QrI (bedeutet Quantizer In). Ein Inverter 40 erzeugt das Komplementärs ignal QrO (bedeutet Quantizer Out).

Das Flip-Flop 38 nimmt das Signal QrO an seinem CP-Eingang auf und sein Ausgang wird auf den CP-Eingang des Flip-Flops 39 gegeben. Diese Verbindung der Flip-Flops bildet ein dreistufiges Zählerregister, das Zählimpulse, definiert durch das Signal InO, so lange zählt, wie das Zählerregister einen dementsprechenden Befehl von dem MInO-Signal erhält.

Die erste Stufe dieses Zählerregisters (d.h. des Flip-Flops 37) dient als eine Art Speicher, der in sequentielle Zustände getriggert wird, die abwechselnd anzeigen, daß die erreichte Zählung außerhalb oder innerhalb eines vorbestimmten Zählbereichs liegt. Um dies noch verständlicher zu machen, wird erneut auf Fig. 8 Bezug genommen.

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Wie erwähnt, schaltet das Signal MInO/Lo (Fig. 8f) in eine "0", wenn der 4 MikroSekunden dauernde Steuerimpuls, definiert durch das Signal 2PQT/LO, bei 8 MikroSekunden endet. Für eine relativ lange Zeitspanne danach, jedenfalls verglichen mit den 4 Mikrosekunden-Unterteilungen der Zeitskala, tritt keine Veränderung in dem Binärwert eines der Signale der Figuren 8b-h auf. Dieser Umstand wird in den Signalformen durch die Unterbrechungen angedeutet (der Zähler 32 fährt natürlich mit seiner Zählung fort). Kurz vor der 592-Mikrosekunden-Marke schaltet das Signal SQLoFo von "1" auf "0". Dieser negativ-gehende Übergang hat keinen Einfluß auf das Flip-Flop 22 (Fig. 5). Daher ändert sich der Binärwert keines der anderen Signale.

Kurz vor der Zeitmarke 1180 Mikrosekunden schaltet das Signal SQLoFo von "0" in "1" und beginnt mit den Sekunden der zwei Perioden, die quantiziert werden. Wie in Fig. 8e gezeigt, schaltet das Signal MInO/Lo von "0" in "1" koinzident mit der Vorderflanke des nächstfolgenden Taktimpulses (d.h. bei 1180 Mikrosekunden). Dieses Signal befiehlt daher dem Zählerregister, die durch das InO-Signal definierte Anzahl von Impulsen aufzubewahren.

Das nächste Ereignis von Interesse passiert bei 2076 Mikrosekunden. über ein 4 Mikrosekunden langes, jetzt beginnendes Intervall besitzt der Zähler 32 einen Zählstand von dezimal 516. Dies ist der Eintrittspunkt in einen Zählungsbereich, der der Signalfreguenz 941 Hz entspricht. Der Ausgang des Decoders 35, dessen Kurvenform nicht dargestellt ist, definiert einen 4 Mikrosekunden breiten negativen Impuls, während der Zähler 32 an der Eintrittstelle des Zählbereiches sich befindet. Aufgrund von Laufzeitverzögerungen hängt dieser negative Impuls im Taktimpuls etwas nach. Daher spricht das NOR-Gatter 36 direkt auf den Taktimpuls-zug MC/4 wie auch auf diesen verzögerten

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Impuls an und sein Ausgangssignal (InO) wird mit dem Taktimpulszug exakt synchronisiert.

Somit definiert, wie in Fig. 8f angegeben, das Signal InO einen zwei Mikrosekünden breiten positiven Impuls, dessen negativ-gehende oder Rücktaste bei 2 080 Mikrosekunden auftritt, In Abhängigkeit von dieser Rückflanke wechselt das Flip-Flop 37 seinen Zustand und sein Ausgangssignal QrI schaltet auf "1". Dieser Binärwert zeigt an, daß der Zähler 32 in dem vorbestimmten Zählbereich eingetreten ist oder sich innerhalb desselben befindet. Wenn der Zähler 32 an dieser Stelle zurückgesetzt werden sollte, würde die Folge sein, daß das gefilterte Signal eine Periode entsprechend 968 Hz hätte, die innerhalb einer Abweichung von 2,8% von 941 Hz liegt. Ein binärer "1"-Wert für das Qrl-Signal zeigt daher an, daß wenigstens für den Augenblick es möglich erscheint, daß eine gültige Signalkomponente in dem gefilterten Signal vorhanden ist.

In diesem repräsentativen Fall jedoch wird der Zähler 32 nicht an dieser Stelle zurückgesetzt, sondern setzt seine Zählung vielmehr fort. Dasnächste interessante Ereignis tritt bei 2200 Mikrosekunden auf .Für fein vier Mikrosekunden dauerndes, an dieser Stelle beginnendes Intervall besitzt der Zähler 32 einen Zählstand von dezimal 547. Dies ist der Ausgangspunkt aus dem Zählbereich entsprechend der Signalfrequenz 941 Hz. Wieder definiert in der oben beschriebenen Weise das Signal InO einen zweimikrosekunden breiten positiven Impuls. Die Rückflanke dieses zweiten Impulses tritt bei 2204 Mikrosekunden auf. Unabhängigkeit von dieser Rückflanke verändert das Flip-Flop 37 seinen Zustand und sein Ausgangssignal QrI schaltet zurück auf "0". Jetzt das Signal QrI an, daß der Zähler 32 den vorbestimmten Zählbereich verlassen hat oder außerhalb desselben sich befindet. Mit anderen Worten, dieses- binäre "0" für das QrI-

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Signal zeigt an, daß wenigstens für den Augenblick es nicht so scheint, als ob eine gültige Signalkomponente in der geschilderten Signalkurve vorhanden sein würde.

Das nächste außerordentlich interessante Ereignis tritt bei 2284 Mikrosekunden auf. Über ein vier Mikrosekunden dauerndes Intervall, das zu diesem Zeitpunkt beginnt, besitzt der Zähler 32 einen Zählstand von dezimal 168. Dies ist der Eingangspunkt für den Zählbereich entsprechend der Signalfreguenz 852 Hz. Wieder wird in der oben beschriebenen Weise das Flip-Flop 37 veranlaßt, seinen Zustand zu ändern, so daß sein Ausgang QrI auf "1" schaltet.

Das nächste umwerfende Ereignis tritt bei 585 Mikrosekunden auf. An dieser Stelle schaltet das gefilterte und begrenzte Signal SQLoFo von "O" auf "1". Dies bildet natürlich das Ende der zweiten zu quantisierenden Periode der beiden Perioden. Koinzident mit der Vorderflanke des nächstfolgenden Taktimpuls-Zuges wird ein vier Mikrosekunden breiter Steuerimpuls durch das Signal 2PQT/Lo definiert. Wie oben erwähnt, führt das Auftreten dieses Steuerimpulses zum Rückstellen des Zählers 32. Insoweit dieses Ereignis zu einem Zeitpunkt auftrat, bei dem der erreichte Zählstand innerhalb des Zählbereichs für eine gültige Signalfrequenz (hier 852 Hz), wird daraus geschlossen, daß es außerordentlich wahrscheinlich ist, daß die Periode einer gerade gültigen Signalfrequenz quantisiert worden ist. Diese Wahrscheinlichkeit wird einen positiven Impuls angezeigt, der in einem Signal SAVE ds (vergl.Fig.8h )definiert wird.

Dieses Signal wird durch ein AND-Gatter 41 produziert, das auf das Qrl-Signal und das vom NAND-Gatter 33 produzierte Signal zur Zurückstellung des Zählers 32 anspricht.

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Wie noch erläutert wird, bildet das SAVE ds-Signal einen Befehl für ein Save-Register in der Zitter-Detektor-Einrichtung.Aus der bisherigen Beschreibung dürfte jedoch deutlich geworden sein, daß das SAVE ds-Signal ein digitales Signal bildet im wesentlichen synchron mit dem gefilterten Signal anzeigt, ob das gefilterte Signal innerhalb einer vorgegebenen Schranke eine Periode enthält, die einer der vorbestimmten Signalfrequenzen entspricht.

Einer der Vorteile des Zeitbereichs-Quantisierers besteht darin, daß eine verhältnismäßig große Flexibilität im Hinblick auf das Setzen der Schranken für die £ählbereiche gegeben ist. Insbesondere können der Eingangspunkt und der Ausgangspunkt für jeden Zählbereich unabhängig vorgewählt werden. Ferner können die einzelnen Zählbereiche unabhängig voneinander wählbare Breiten haben. Man bedenke dabei, daß die Zählbereichsgrenzen eine wichtige Rolle bei der Definition der gesamten Detektor-Bandbreite des Dekoders spielen, Andere Faktoren,wie etwa die Bandpaßfilter und der Zitterdetektor, ergeben eine gesamte Detektorbandbreite, die etwas schmaler ist als der jeweilige Zählbereich oder die quantisierenden Bandbreiten. Als ein Ergebnis der Flexibilität im Hinblick auf die Festlegung der Quantisier-Bandbreiten kann die gesamte Detektor-Bandbreite relativ einfach aus empirischen Untersuchungen heraus eingestellt werden. Zur weiteren Erläuterung hierzu bedenke man das Folgende. Wie bereits erwähnt, sind der Eingangspunkt und der Ausgangspunkt für den Zählbereich für die Signalfrequenz 941 Hz bei 516 und 547 gesetzt. Dies entspricht einer Quantisier-Bandbreite von 54,9 Hz «ndiese Frequenz herum. Wenn es erwünscht ist, diese Quantisierbandbreite geringfügig zu verengern, dann können die Dekodier-Zählbereichsgrenzen auf 517 und 546 gesetzt werden. Das ergäbe eine Quantisier-Bandbreite von 51,4 Hz. Demgegenüber ergibt sich bei der Frequenzmittelung gemäß US-Patentschrift 3 790 720 eine

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weit wenigere Auflösung über die Bandbreiten.

In Kombination mit den noch unten zu erläuternden Bandbreiten-Kurven (Fig. 4) sowie mit dem Zitter-Detektor ergeben sich besonders vorteilhafte und günstige Ergebnisse bei Anwendung der Zählbereiche, die aus den nachfolgenden Tabellen hervorgehen.

Unterer Kanal (mit 250 kHz Takt)

	Anfangs-Punkt	2792	End-Punkt	2 PQT Dauer in Mikrosek.
Nominal Frequenz		2520	Dekodierte Zählung	2940
697 Hz	Dekodierte 2 PQT Dauer Zählung Mikrosek.	2272	735	2664
770 Hz	698	2064	666	2420
852 Hz	630	605	2188
941 Hz	56.8	54 7
516

Hoher Kanal (mit 500 kHz-Takt)

Nominal Dekodierte 2 PQT Dauer Dekodierte 2 PQT Dauer in Frequenz Zählung in Mikrosek. Zählung Mikrosekunden

1209 Hz	808	1616	844	1688
1336 Hz	732	1464	766	1532
1447 Hz	661	1322	696	1392

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Die in der Tabelle genannten Anfangs- und Endpunkte sind identisch mit dem oben genannten Eingangs-und Ausgangspunkten .

Bezüglich des Aufbaus des Dekoders 35 für den Anfangsund Endpunkt im einzelnen zeigt Fig. 7 eine Vielzahl von parallelen NAND-Gattern, die ein AWD-Gatter mit mehreren Eingängen versorgen, wobei die Bool'sehe Funktion:

X = (H₁₁ . T₁₁ . U₁₁) + (H₀₁ . T₀₁ . U₀₁) + - ( H₁. . T₁. - U₁.) ₊ (H₀. . T₁. . U₁.) - (H_1n . T_1n . U_1n) + (H -T .U) erfüllt wird. In dieser Gleichung bedeutet X den Ausgang des Dkoders 35, H, T und U stehen für Hunderter, Zehner und Einer, und die Indizes geben die verschiedenen Eingangs- und Ausgangspunkte an.

Wie man weiter aus Fig. 7 entnimmt, erzeugt der darin dargestellte Quantisierer 30 nicht nur das digitale Signal SAVE ds/Lo, sondern ebenfalls ein Perioden-Bereichs-Bezeichnungssignal ds/Lo. Dieses Signal ist ein bitparalleles Signal bestehend aus dsA/Lo und dsB/Lo, was durch die Flip-Flops 38,39 erzeugt wird. Wie erwähnt, bilden diese Flip-Flops zusammen mit dem Flip-Flop 37 und dem Inverter 40 ein Zählerregister, das die Anzahl der Impulse in dem Signal InO während der 2-Perioden-Quantisierzeit zählt oder aufzeichnet.- Im Verlaufe dieser Zählung schreitet das Perioden-Bezeichnungssignal durch eine Reihe von binär kodierten Werten fort, und bezeichnet dabei die verschiedenen Zählbereiche, durch welche sich der Zähler 32 bewegt.

Die folgende Tabelle gibt die Zählsequenz für das Zählerregister im Quantisierer 30 wieder.

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InO/Lo Impuls	Signal	(Binär-	Werte)	Signal-Frequenz
	dsB/Lo	dsB/Lo	Qrl/Lo	entsprechend d. be zeichneten Periode
Kein	0	0 -	0	keine
Erster	0	1	1	941 Hz
Zweiter	0	1	0	keine
Dritter	1	0	1	852 Hz
Vierter	1	0	0	keine
Fünfter	1	1	1	770 Hz
Sechster	1	1	0	keine
Siebenter	0	0	1	697 Hz
Achter	0	0	0	keine

Bezüglich des Quantisierers 31 (Fig.1) im hohen Kanal ist die Zählsequenz für dessen Zählerregister in der folgenden Tabelle wiedergegeben:

InO/Hi Impuls	Signal dsB/Hi	(Binär-Werte) dsA/Hi Qrl/Hi	0	Signal-Frequenz entsprechend d.be zeichneten Periode
Keiner	0	0	1	keine
Erster	0	1	0	1477 Hz
Zweiter	0	1	1	keine
Dritter	1	0	0	1336 Hz
Vierter	1	0	1	keine
Fünfter	1	1	0	1209 Hz
Sechster	1	1	keine

Wie man aus Fig. 1 erkennt, enthält der untere Kanal einen Zitter-Detektor 43, und der hohe Kanal enthält einen Zitter-Detektor 45. Jeder dieser Zitter-Detektoren erzeugt ein Gatter-Steuersignal (Lo zitterfrei und Hi zitterfrei), das anzeigt, ob ein Zittern in dem gefilterten Signal des zugehörigen Kanals vorhanden ist, welches eine vorgegebene Zittergrenze überschreitet.

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Ein Teil der in Fig. 1 dargestellten Vorrichtung arbeitet für die beiden Kanäle. Dieser gemeinsame Teil enthält die Steuergatter 47, die eine Zitterdetektor-Steuerung zwischenden Kanälen bilden. Der gemeinsame Abschnitt enthält ferner die Gatter 48 sowie eine Intervall-Zeitgeberschaltung 49 (Fig. 11). Die gemeinsame Schaltung, die im einzelnen in diesen Figuren dargestellt ist, bildet die bevorzugte Anordnung eines Ausgangskreises, der von einem Gatter-Signal gesteuert wird und die kontinuierliche, im wesentlichen zitterfreie Feststellung zweier vorbestimmter Signalfrequenzen für wenigstens ein vorbestimmtes Zeitintervall anzeigt.

In der bevorzugten Ausführungsform wird diese Ausgangsanzeige durch das Signal GOOD gegeben, dessen Amplitudenform für einen repräsentativen Fall Fig. 12c zeigt. Wie noch weiter unten ausgeführt werden wird, wird das Signal GOOD von "0" zu "1" zur Anzeige gültiger Dekodierungen schalten, solange wie ein Gatter-Steuersignal, das in jedem Kanal erzeugt wird (d.h. Lo zitterfrei und Hi zitterfrei), von "0" zu "1" schaltet und bei "1" für wenigstens ein vorbestimmtes Zeitintervall (beispielsweise 21 Millisekunden) anhält.

Zu einer mehr ins einzelne gehenden Erläuterung des Aufbaus und des Betriebs des Zitterdetektors 43 ist in Fig. 9 dargestellt, daß der Zitter-Detektor 43 die folgenden Eingänge aufnimmt: SAVE ds/Lo; ds A/Lo; ds B/Lo; DON'T FORGET; und KEEP JÜTTER CHECKING. Der Zitterdetektor 45 für den hohen Kanal ist in Aufbau identisch und erhält die entsprechenden Eingangssignale aus den entsprechenden Schaltungsteilen für den hohen Kanal.

Bezüglich des SAVE ds/Lo Signals erinnere man sich, daß dieses Signal als Befehl für ein Save-Register dient. Wie

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Wie Fig. 9 zeigt, weist das Save-Register zwei D-Flip-Flops 50 und 51 auf. Die D-Eingänge dieser beiden Flip-Flops nehmen das ds/A/Lo sowie das ds B/Lo-Signal auf. Bezüglicher dieser beiden Signale erinnere man sich, daß sie in Kombination als ein Perioden-Bezeichnungssignal dienen, das durch eine Reihe von binär kodierten Werten durchläuft.

Das DON'T FORGET-Signal ist aus den Steuergattern 47 empfangen, auf die weiter unten noch eingegangen wird. Die durch dieses Signal definierte Kurvenform ist sehr einfach und kann ohne besondere Darstellung in den Zeichnungen erklärt werden. Kurz gesagt, gleicht sie einer "0"-nur dann, wenn das Ergebnis einer 2-Perioden-Quantisierung eines der Kanäle anzeigt, daß keine gültige Signalfrequenz vorhanden ist. An allen anderen Zeitpunkten ist sie gleich "1". Wenn die Signalform "0" entspricht,bewirkt sie, daß das Save-Register gelöscht oder zurückgesetzt wird. Wenn die Signalform "1" gleicht, befiehlt sie, daß das Save-Register den letzten binär kodierten und in ihm enthaltenen Wert nicht vergißt.Das Laden des Save-Registers mit letzterem geschieht koinzident mit der Vorderflanke jedes Impulses, der in dem SAVE ds/Lo-Signal auftritt. Was dann in das Save-Register geladen wird, ist der dann laufende binär kodierte Wert, der durch das Periodenbereichs-Identifizierungssignal definiert wird.

Der Rest der Schaltung aus Fig. 9 bildet einen Komparator, der aufeinanderfolgende binär kodierte Werte, die in das Zählregister geladen wurden vergleicht. Wenn der Vergleich Gleichheit ergibt, dann wird das Steuersignal JITTERFREE/Lo durch das NOR-Gatter 52 erzeugt und gleich einem "1". Wenn sich Ungleichheit ergibt, ist das JITTERFREE/Lo-Signal gleich "0".

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Der Komparator enthält zwei Schaltungen 53 und 54, zwei exklusive ODER-Gatter 55 und 56 und das NOR-Gatter 52. In der bevorzugten Ausführungsform sind die beiden Kippschaltungen wie auch die beiden Kippschaltungen für den hohen Kanal in einer einzigen integj ierten Schaltung "quad latch"-SN7475 enthalten.

Beide Kippschaltungen 53 und 54 werden durhc das Signal KEEP JITTER CHECKING gesteuert, dessen Kurvenfurm für einen repräsentativen Fall Fig. 12d zeigt. Während ihr Signal "1" gleicht, dient es als Befehl für die Kippschaltung und 54, die Signale LVA/Lo und LVB/Lo, die durch die Save-Register Flip-Flops geliefert werden, zu kopieren. Wenn es in "0" schaltet, dann arbeiten die Kippschaltungen im Speichermodus und fahren fort, die dann kopierten Binär-Werte zu halten.

Vor der ins einzelne gehenden Erläuterung des Betriebs des Zitterdetektors sind noch die Schaltungen aus Fig. und 11 zu beschreiben. Gemäß Fig. 10 enthalten die gemeinsamen Gatter 47 zwei parallele NOR-Gatter 57 und 58, die ein AND-Gatter 59 versorgen. Das DON'T FORGET-Signal wird von dem NOR-Gatter 59 produziert. Ferner ergibt sich aus Fig. 10, daß diesSignal gleich "0" ist, wenn entweder sowohl E2PM/LO und QrO/Lo "1" gleichen oder beide Ε2ΡΜ/ΗΪ und QrO/Hi gleich "1" sind. Mit anderen Wörtern, wenn einer der Zeitbereichs-Quantisierer am Ende einer 2-Perioden-Quantisierung anzeigt, daß der Quantisierer-Zähler außerhalb eines gültigen Zählbereichs sich befindet, dann definiert das DON'T FORGET-Signal einen negativ gehenden Impuls. Sonst bleibt das DON'T FORGET-Signal gleich "1".

Aus Fig. 10 geht weiter hervor, daß die gemeinsamen Gatter 48 ein UND-Gatter 60 sowie ein NAND-Gatter 61 enthalten, das ein MISCOMPARE-Signal erzeugt. Weiter ergibt sich aus Fig. 10, daß das MISCOMPARE-Signal gleich "1" ist, wenn

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eines der Signale JITTERFREE/Lo, JITTERFREE/Hi, oder DON'T FORGET gleich "0" ist. Mit anderen Wörtern, das MISCOMPARE-Signal gleicht "1", wenn in einem der Kanäle ein zu großes Zittern festgestellt wurde, oder wenn eine nicht-gültige Signalperioden-Quaritisierung auftritt.

Bezüglich Fig. 11 ist zu sagen, daß der Intervall-Zeit geber-Schaltung 49 einen ersten und einen zweiten Zeitgeber 62 und 63 sowie zwei D-Flip-Flops 64 und 65 aufweist. In der bevorzugten Ausführungsform sind beide Zeitgeber in einer einzigen integrierten Schaltung enthalten, die mit SN74123 von der National Semiconductor-Corporation vertrieben wird (äußere RC-Schaltungen für die Zeitgeber sind nicht dargestellt).

Man betrachte nun den Gesamtbetrieb, bei welchem zwei gültige Tonimpulse ankommen. Die Bandpaßfilter trennen die beiden und das sich ergebende Paar gefilterte Signale sind jeweils durch die Begrenzer 14 und 18 begrenzt. In Abhängigkeit zu den gefilterten Signalen erzeugen die Grenzen-Detektoren 16 und 20 sequentiell Steuerimpulse 2PQT/LO und 2PQT/Hi im wesentlichen synchron mit den gefilterten Signalen.

Unter Steuerung dieser Steuerimpulse erzeugen die Zeitbereichs-Quantisierer 30 und 31 die Digitalsignale SAVE ds/Lo und SAFE ds/hi. Wenn zwei gültige Tonimpulse im Eingangssignal vorhanden sind, werden diese Digitalsignale im wesentlichen mit den gefilterten Signalen synchronisiert sein und Impulse definieren, die anzeigen, daß die gefilterten Signale für den niedrigen und den hohen Kanal jeweils eine Periode enthalten, die einer der gültigen Signalfrequenzen entsprechen. Als Ergebnis anfänglicher Sprünge wird dies nicht sofort auftreten, und bis es dies tut, werden die Steuergatter 47 das MISCOMPARE-Signal steuern, um einen oder mehrere

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zeitlichen Abstand aufweisende Impulse zu definieren.

In den Kurvenformen gemäß Fig. 12 beginnt der letzte dieser anfänglichen Sprungimpulse in dem MISCOMPARE-Signal zur Zeit T_Q. Zu diesem Zeitpunkt gleich das KEEP JUTTER CHECKING SIGNAL, das durch den Q -Ausgang des Flip-Flops (Fig. 11) erzeugt wird, einer "1", wie Fig. 12d zeigt. Dementsprechend wird den Kippschaltungen 53 und 54 (Fig.9) befohlen, das Save-Register zu kopieren.

Nachdem die anfänglichen Sprünge ausgestorben sind, und beginnend zum Zeitpunkt T₁ werden die zeitlichen Abstand aufweisenden SAVE ds-Impulse geliefert. Fener entspricht das DON'T FORGET-Signal einer "1", weil die rückstellbaren Zähler nicht außerhalb eines gültigen Zählbereichs sind, wenn sie wiederholt am Ende ihrer jeweiligen 2-Perioden-Quantisierzeiten zurückgesetzt werden. Unter diesen Bedingungen resultieren die SAVE ds-Impulse in dem Save-Register, wobei die Zitter-Detektoren mit den binär kodierten Werten geladen werden, die von den Zählerregistern in den Quantisierern geliefert werden.

Solange wie die aufeinanderfolgend geladenen binär-kodierten Werte die gleichen bleiben, werden die Komparatoren in den Zifcer-Detektoren dies anzeigen. Das bedeutet, daß das JITTERFREE-Signal für jeden kanal gleich "1" ist.

Zur Zeit T_Q triggert die Vorderkante des MISCOMPARE-Impulses den Zeitgeber 62. In Abhängigkeit davon schaltet sein Q-Ausgang von "1" zu "0". Dies ist in Fig. 12a dargestellt als Kurvenform für das GOOD TRIGGER-Signal, das von diesem Q-Ausgang erzeugt wird. In der bevorzugten Ausführungsform ist der Zeitgeber 62 ein wieder-triggerbarer Zeitgeber, der bei wenigstens 21 Millisekunden ausläuft. D.h., wenn er während dieser 21 Millisekunden nicht erneut wieder getriggert

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wird, dann kehrt er in seinen stabilen Zustand zurück. Wenn er früher als die genannte Zeitspanne erneut getriggert wird, dann bleibt er in seinem unstabilen Zustand. Kurz, wenn er einmal getriggert wird, bleibt er in seinem unstabilen Zustand, bis eine Zeitspanne von 21 Millisekunden ausläuft, während welcher keine Fehler-Vergleiche angezeigt werden.

Zum Zeitpunkt T- (d.h. 21 Millisekunden nach dem Zeitpunkt Tq) schaltet das GOOD TRIGGER-Siganal auf "1". Zu diesem Zeitpunkt gleicht ein INT?-Signal (Fig.12e) einer "1". Folglich ist das Flip-Flop 64 frei, auf den positiv gehenden Übergang in das GOOD TRIGGER-Signal zu antworten. In Beantwortung verändert es seinen Zustand und das GOOD Signal schaltet auf "1" und das Komplementär-Signal, JITTER FREE CHECKING, schaltet auf ¹¹O". Dadurch werden die Kippschaltungen 53 und 54 (Fig.9) in ihren Speichermodus gesetzt. Kurz, sie werden an dieser Stelle eingefroren und fahren fort, in dann verbleibenden binär kodierten Wert, der kopiert wird, zu speichern.

In dem repräsentativen, jetzt erläuterten Fall, findet das nächste Ereignis von Interesse zum Zeitpunkt T₂ statt. Zu diesem Zeitpunkt beginnt eine kurze Unterbrechung. Das bedeutet, als Ergebnis gewisser Rausehphenomäne ergibt sich ein Miß-Vergleich. Es ist natürlich wichtig, daß dies nicht als das Ende eines empfangenen Tonimpulses gedeutet wird, weil sonst ein einziges Tonimpulspaar in einem ausgegebenen Doppelimpuls resultieren würde. Die Art und Weise, mit der dies ausgeschlossen wird, wird jetzt erläutert. Zur Zeit T₂ gleicht das GOOD-Signal einer "1". Somit ist der Zeitgeber 63 frei, durch die Vorderkante des Unterbrechungsimpulses getriggert zu werden, der in dem MISCOMPARE-Signal definiert ist. Aufgrund des Rückkopplungspfades von seinem

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Q-Ausgang ist der Zeitgeber 63 so angeordnet, daß er als nicht wieder triggerbarer Zeitgeber arbeitet. Das Zeitintervall, das er definiert, dauert in der bevorzugten Ausführungsform 35 Millisekunden. In Beantwortung auf die oben erwähnte Vorderkante ändert der Zeitgeber 63 seinen Zustand in den instabilen Zustand und sein Ausgangssignal INT? TRIGGER schaltet auf "0".

Im Zeitpunkt T₃ (weniger als 35 Millisekunden nach dem Zeitpunkt T„) endet der Unterbrechungsimpuls, der in dem MISCOMPARE-Signal definiert ist. Zur Zeit T₄ (35 Millisekunden nach dem Zeitpunkt T„) kehrt der Zeitgeber 63 in seinen stabilen Zustand zurück und das INT? TRIGGER-Signal schaltet zurück auf "1". Zur Zeit T₃ ist das GOOD Signal noch immer "1". Somit ist das Flip-Flop 65 (Fig.11) frei, auf die positiv gehende Kante des INT? TRIGGER-Signals anzusprechen. Insoweit das MISCOMPARE-Signal jetzt "0" gleicht, ändert das Flip-Flop 65 seinen Zustand zu diesem Zeitpunkt nicht. Somit bleibt sein Ausgang INT? (Fig. 12f) bei "1" erhalten.

Das nächste interessante Ereignis tritt im Zeitpunkt T₅ auf. Dieser markiert die Stelle, an der das empfangene Tonimpulspaar tatsächlich endet. Wieder schaltet das MISCOMPARE-Signal in "1". Jetzt jedoch bleibt es gleich "1" aus folgendem Grund: Man erinnere sich, daß die Kippschaltungen 53 und 54 (Fig.9) zur Zeit T₁ eingefroren worden waren. Natürlich waren auch die entsprechenden Kippschaltungen in dem hohen Kanal ebenfalls zu jenem Zeitpunkt eingefroren worden. Soweit das empfangene Tonimpulspaar jetzt endete, werden beide Save-Register gelöscht und zwar weil das DON'T FORGET-Signal jezt gleich "0" ist. Folglich ergibt sich ein Unterschied zwischen den binär kodierten Werten,

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die in den Kippschaltungen eingefroren sind und den binär kodierten Werten, die ihnen durch die Save-Register zugeführt werden. Die Exklusiv-ODER-Gatter stellen diesen Unterschied fest und veranlassen durch die JITTER FREE-Signale, daß das MISCOMPARE^Signal bei "1" erhalten bleibt.

Wenn somit im Zeitpunkt T_fi (35 Millisekunden nach T₁-) das INT? TRIGGER-Signal wiederum das Flip-Flop 65 (Fig.11) triggert, dann schaltet das INT?-Signal auf "0". Dies seinerseits löscht das Flip-Flop 64 und nach einer kurzen Laufzeit-Verzögerung schaltet das GOOD-Signal auf "0". Dies seinerseits löscht das Flip-Flop 65 und das INT?- Signal kehrt auf "0" zurück. Kurz, das INT?-TRIGGER-Signal sorgt dafür, daß das Flip-Flop 65 prüft, ob nach 35 Millisekunden noch ein Mißvergleich vorliegt oder nicht. Wenn ja, dann ist dies eine zu lange Zeit, als daß es sich einfach um eine Rauschunterbrechumj handeln könnte, und stellt vielmehr das Ende eines gültigen Tonpaares dar.

Unter Bezugnahme auf Fig. 2 und 3 betrachte man jetzt die bevorzugte Anordnung der Bandpaßfilter. Wie in Fig. 2 gezeigt, wird die Eingangskurve von RING und TIP Leitungen geführt und von einem Puffer-Verstärker 70 verstärkt. Der Ausgang des Verstärkers 70 wird auf die Bandpaßfilter sowohl für den niedrigen wie für den hohen Kanal gegeben. Jedes dieser Filter umfaßt vorzugsweise drei Stufen aus aktiven Filtern.

Um einen linearen Betrieb der aktiven Filter sicherzustellen, hat der Puffer-Verstärker in der bevorzugten Ausführungsform eine Verstärkung von -20db.

Von den sechs aktiven Filtern haben vier die in Fig. 3a gezeigte Konfiguration und die anderen beiden die in Fig. 3b dargestellte Konfiguration.

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In Fig. 3a ist das T-Netzwerk, umfassend die Impedanzen Z1, Z2 und Z3, verbunden zwischen dem Eingang für die aktive Filterstufe und den nicht-invertierenden Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers 73. Die Verstärkungs-Stabilität wird durch den negativen Rückkopplungsweg über die Impedanzen Z4,Z5,Z6 sichergestellt. Das andere T-Netzwerk bestehend aus Impedanzen Z7,Z8 und Z9 ist mit seinem Mittelabschnitt (Z9) mit dem Stufenausgang verbunden und liefert somit eine gewisse positive Rückkopplung, was zur Erhöhung der Gesamtverstärkung in gewissen Maß über einen gewählten Frequenz-Bereich beiträgt.

In der bevorzugten Ausführungsform werden die nachstehenden Dimensionieren für die Impedanzen Z1 bis Z10 verwendet.

Aktive Filter der ersten Stufe

Impedanz	Impedanz- Art	Unterer Kanal (71-1) Wert	oberer Kanal (71-2) Wert
Z1	Widerstand	261 kOhm	150 kOhm
Z2	Widerstand	261 kOhm	150 kOhm
Z3	Kondensator	2200 pF	2200 pF
Z4	Widerstand	193 kOhm	193 kOhm
Z5	Widerstand	100 kOhm	100 kOhm
Z6	Widerstand	110 kOhm	36 kOhm
Z7	Kondensator	1100 pF	1100 pF
Z8	Kondensator	1100 pF	1100 pF
Z9	Widerstand	130,5 kOhm	75 kOhm
Z10	Widerstand	267 kOhm	154 kOhm

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	Aktive Filter der zweiten	Unterer Kanal (71-3) Wert	26 1 32A5	Stufe
	Impedanz Art	1100 pF	Oberer Kanal (71-4) Wert
Impedanz	Kondensator	1100 pF	1100 pF
Z1	Kondensator	60,5 kOhm	1100 pF
Z2	Widerstand	193 kOhm	34,9 kOhm
Z3	Widerstand	100 kOhm	193 kOhm
Z4	Widerstand	0 Ohm	100 kOhm
Z5	Widerstand	121 kOhm	0 Ohm
Z6	Widerstand	121 kOhm	69,8 kOhm
Z7	Widerstand	2200 pF	69,8 kOhm
Z8	Kondensator	1100 pF	2200 pF
Z9	Kondensator	1100 pF
Z10

Mit den vorstehenden Werten haben die vier aktiven Filter die folgenden Übertragungsfunktionen:

1. · Stufe 71-1 -

2. Stufa 71-2 -

3. Stufe 71-3 -

4. Stufe 71-4 -

2,93 [s² + l,20(10⁷)]
s² + 380 s + 3_#56(10⁷)

2,93 [s² + 3,60(10⁷)]
B² + 660 s + 1,07 (10⁸)

0,977 [s² + 5^60 (IQ⁷) j s² + 277 s + 1.88(10⁷)

0,977 (s² + 1,69(10⁸H s² + 480 s + 5,67 (10⁷)

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Die einzelnen Komponenten der Schaltung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform haben für die in Fig. 3b dargestellte Schaltung die folgenden Werte:

Impedanz	Unterkanal (72-1)	kOhm	Oberer Kanal (72-2)	kOhm
	Wert	Ohm	Wert	Ohm
75	1 ,58	kOhm	1,58	kOhm
76	100	kOhm	100	kOhm
77	14,0	pF	16,2	pF
78	14,0	MOhm	16,2	MOhm
79	2200	pF	1100	pF
80	1,15	1,33
81	2200	1100

Mit den vorstehenden Werten erfüllen diese beiden aktiven Filter die folgenden Übertragungsfunktionen:

0,59 s (791)

1. Stufe 72-1

s² + 791 s + 2,59(10⁷)

0,59 s (1374) 2. Stufe 72-2

s² + 1374 s + 7,79(10⁷)

Fig. 4a und 4b zeigen die Durchlaßkurve der Bandfilter. Vorteilhafte Merkmale sind darin .zu sehen, daß die Verstärkungs-Welligkeit in dem Durchlaßband einen höchsten Wert für die multifrequenten Signalkomponenten ergibt, wobei außerordentlich steile Abfälle nach den Seiten hervorzuheben sind.

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Insgesamt wurde ein Mehrkanal-Dekodierer beschrieben, der ein auf ein mehrere Signalkomponenten verschiedener Frequenz enthaltendes Eingangssignal ansprechendes Filter sowie in jeden Kanal einen Zitter-Detektor enthält. Entsprechend einem besonders vorteilhaften Merkmal enthält das Filter für jeden Kanal einen eigenen Bandpaß, wobei wesentliche Rauschunempfindlichkeit als Folge der Verwendung der Bandpaßfilter sowie des Zitterdetektors erreicht wird. Das Bandfilter für jeden Kanal dämpft sowohl Breitband-Rauschen wie auch die Signalfrequenz-Komponenten des Eingangssignals, die außerhalb des Kanals liegen. Jeder Zitter-Detektor zeigt an, ob das jeweils gefilterte Signal einen Kantenzitter hat, der über eine vorbestimmte Zittertoleranz hinausgeht. Er leistet dies in Abhängigkeit von einem Digitalsignal, das von einem Zextbereichsquantisierer in dein Kanal so erzeugt wird, daß das Digitalsignal synchron mit dem gefilterten Signal eine Information über die Periode des gefilterten Signals ergibt. Während Intervallen, in welchen jedes der gefilterten Signale als Folge von vorliegender sprachfrequenten Komponenten o.dgl. eine gemittelte Frequenz hat, die als mehrfrequente Signalkomponente mißdeutet werden könnte, stellt der Zitter-Detektor das begleitende relativ merkbare Kantenzittern- oder Flattern oder die Phasenmodulation des Eingangssignals fest, so daß der Dekoder von Falsch-Feststellungen befreit wird. Eine Ausgangsstufe zeigt das Auftreten einer zitterfreien Feststellung für wenigstens ein vorbestimmtes Zeitintervall an.

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Claims (1)

1. Patentansprüche

   fly Dekodierer für in einem Empfanyssignal enthaltene Signalfrequenzkomponenten aus wenigstens zwei Kanälen mit einem Filter (10,12), in welchem aus dem Empfangssignal wenigstens ein gefiltertes Signal erzeugt wird, mit einer Steuerimpulsquelle, die im wesentlichen synchron mit dem gefilterten Signal sequentiell Steuerimpulse abgibt; mit einer Zeitbereichs-Quantisiereinrichtung (30,32), welche von dem Steuerimpulsgeber gesteuert wird und im wesentlichen synchron mit dem gefilterten Signal ein Digital-Signal erzeugt, das anzeigt, ob das gefilterte Signal innerhalb einer vorgegebenen Schranke eine Signalkomponente einer der vorbestimmten Frequenzen enthält/ mit einer Zitter-Detektoreinrichtung (43,45), die auf das erzeugte Digitialsignal anspricht und ein Gatter-Steuersignal erzeugt, das anzeigt, ob ein über eine vorgegebene Toleranz hinausgehender Zitter in dem gefilterten Signal vorhanden ist; sowie mit einer Ausgangsstufe, die das kontinuierliche, im wesentlichen zitterfreie Feststellen von Signalkomponenten zweier vorgegebener Frequenzen für wenigstens ein vorbestimmtes Zeitintervall anzeigt.

   2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter einen Bandpaß mit spezieller Durchlaßkurve umfaßt.

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   3. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerimpulsgeber eine Reihenschaltung aus einer Begrenzerschaltung (14,18) sowie einer Frequenzteilerschaltung umfaßt, wobei die Begrenzerschaltung das gefilterte Signal aufnimmt und die Teilerschaltung ein zeitlich variierendes, binär bewichtetes Signal erzeugt, das mit einem Teiler der Frequenz des gefilterten Signals schwingt, wobei die Steuerimpulse die Teilerfrequenz besitzen.

   4. Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Zeitbereichs-Quantisiereinrichtung einen rückstellbaren Zähler umfaßt, der die Steuerimpulse synchron mit dem gefilterten Signal empfängt.

   5.- Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitbereichs-Quantisiereinrichtung einen rückstellbaren Zähler enthält, der durch empfangene Steuerimpulse synchron mit dem Eingangssignal rückgestellt wird; daß der rückstellbare Zähler so getaktet wird, daß er einen Zählstand während des zwischen aufeinanderfolgenden Steuerimpulsen vorhandenen Zeitintervalls aufsammelt; daß eine Dekodiereinrichtung zur Dekodierung mehrerer vorbestimmter Zählungen vorgesehen ist, um den Eintritt und das Verlassen wenigstens eines Zählbereichs zu identifizieren ;daß eine Aufzeichnungseinrichtung von der Dekodiereinrichtung in sequentielle Zustände getriggert wird, die abwechselnd anzeigen, daß die erreichte Zählung innerhalb oder außerhalb eines der Zählbereiche liegt, wobei das Digitalsignal in Abhängigkeit von der Aufzeichnung erzeugt wird.

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   C. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Aufzeichnungseinrichtung ein Periodenbereichs-Bezeichnungssignal liefert, das jedesmal dann, wenn der Zähler vor dem Verlassen eines Zählbereichs zurückgestellt wird, einen binär bewichteten Wert repräsentiert, der anzeigt, daß ein spezieller Zählbereich nicht verlassen wurde.

   7. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Zitterdetektor ein Save-Register enthält, das eine Anzeige des in ihm enthaltenen binärkodierten Wertes liefert; daß das Save-Register mit dem Anzeigesignal sequentiell geladen wird; und daß ein an das Save-Register angeschlossener Vergleicher die sukzessiv in das Register geladenen Binärwerte das Gatter-Steuersignal erzeugt.

   8. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß für die Kanäle eine gemeinsame Taktgeberschaltung vorgesehen ist, die jedesmal dann ein vorbestimmtes Zeitintervall neu beginnen läßt, wenn in einem der Kanäle ein übermäßiges Zittern in dem gefilterten Signal vermöge des Gatter-Steuersignals festgestellt wird.

   9. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter mehrere aktive Filter-Schaltungen umfaßt, die zusammen die Bandpaß-Durchlasskurve ergeben.

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