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Transistorverstärker
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Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zur Verstärkung elektrischer
Signale unter Verwendung eines Transistors, bei der Mittel zur Linearisierung der
Verstärkungskennlinie vorgesehen sind.
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Für die Verstärkung von Hochfrequenzsignalen, insbesondere von einem
Hochfrequenzträger aufmodulierten Signalen mit hohem Wirkungsgrad, eignen sich sogenannte
Transistor-C-Verstärker. Sie haben jedoch den Nachteil, daß im allgemeinen ein nichtlinearer
Zusammenhang zwischen Ein- und Ausgangsleistung besteht, der dann zu störenden Intermodulationsprodukten
führt, wezmn der Verstärker breitbandig ausgelegt ist und zur gleichzeitigen Verstärkung
mehrerer modulierter Hochfrequenz schwingungen. herangezogen werden soll, wie das
bispielsweise bei der Anwendung derartiger Verstärker in Nachrichtensatelliten der
Fall ist.
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Um diese Nichtlinearitäten und die dadurch bedingten Intermodulationsprodukte
klein zu halten, ist es beispielsweise durch die Literaturstelle "Microwave Journal",
Juli 1975, Seiten 35 bis 37 und 44, bekannt, dem eigentlichen Verstärker ein steuerbares
Dämpfungsglied vorzuschalten, dem eine der Wirkung der Nichtlinearität des Verstärkers
entgegenwirkende Steuerspannung zugeführt wird. Diese Steuerspannung wird dabei
aufs einem Vergleich der Hüllkurven des Signals am Eingang und am Ausgang des Verstärkers
abgeleitet. Neben diesem steuerbaren Dämpfungsglied umfassen die Linearisierungsmittel
zwei Koppler, ein weiteres Dämpfungsglied, zwei
Detektoren, einen
Differenzverstärker und ein Filter. Eine weitere Lösung dieses Problems ist in der
Literaturstelle "Microwaves", April 1974, Seiten 47 bis 50, angegeben, bei der ein
sogenanntes "FeedZforward"-Netzwerk zur Anwendung gelangt. Auch hier ist der Aufwand
an Linearisierungsmitteln beträchtlich.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen Transistorverstärker
der eingangs genannten Art eine weitere Lösung zur Linearisierung seiner Verstärkungskennlinie
anzugeben, die mit einem sehr kleinen technischen Aufwand auskommt und sich im Gegensatz
zu den bekannten Lösungen auch bei mehrstufigen Verstärkern auf jede Stufe einzeln
anwenden läßt.
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Ausgehend von einer Schaltung zur Verstärkung elektrischer Signale
unter Verwendung eines Transistors, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch
gelöst, daß der Stromkreis für die Erzeugung der Basis-Emittervorspannung auf der
Transistoreingangsseite einen nichtlinearen Widerstand aufweist, daß ferner der
Transistoreingangsschaltung ein konstanter, die Summe zweier Teilströme darstellender
Strom eingeprägt ist, von denen der eine Teilstrom den ni.chtlinearen Widerstand
durchfließt und der andere Teilstrom der Basisvorstrom des Transistors ist, und
daß der Stromkreis für die Erzeugung der Basis-Emittervorspannung eine solche Bemessung
hat, daß die Basis-Emittervorspannung über die Verkopplung des Basiseingangsstromes
mit dem im Transistorausgangskreis fließenden Strom hinweg in Abhängigkeit der Amplitude
der Einhüllenden des Ausgangssignals gesteuert ist.
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Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß sich die Abhängigkeit
der Verstärkung von der Amplitude der Einhüllen-
den des Ausgangssignals
im Sinne einer konstanten Verstärkung dadurch ausregeln läßt, daß die Emitter-Basisvorspannung
des Transistors in Abhängigkeit der Amplitude der Einfüllenden des Ausgangssignals
in einer vorgegebenen nichtlinearen Wei.se gesteuert wird. Hierbei kann aufgrund
der Verkopplung des Basiseingangsstromes zum Strom im Transistorausgangskreis über
dessen Stromverstärkung auf eine besondere Ableitung eines Steuersignals vom Transistorausgangssignal
abgesehen werden, wenn von einem konstanten, der Transistoreingangsschaltung eingeprägten
Summenstrom Gebrauch gemacht wird. Auf diese Weise wird nämlich eine entsprechende
Steuerung des den nichtlinearen Widerstand durchfließenden Teilstroms durch die
Größe des wiederum vom Strom im Transistorausgangskreis abhängigen Basiseingangsstromes
erzielt.
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Zweckmäßig wird der nichtlineare Widerstand durch eine in Durchlaßrichtung
betriebene Diode verwirklicht.
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Bei einer ersten bevorzugten Ausführungsform umfaßt der Verstärker
eine einzelne Transistorstufe in Basisschaltung mit je einer Impedanz im Emitter-
und Kollektorstromkreis und einer gegen Bezugspotential geschaltete Diode im Basi.sstronkreis.
Dabei ist der eingeprägtc Summenstrom am gemeinsamen Verbindungspunkt von Basis
und Diode zugeführt und die Diode mittels einer Reaktanz, vorzugsweise einem Kondensator
überbrückt, die einen Blindwiderstand hat, der für die höchsten Frequenzen der Einhüllenden
des Signals praktisch vernachlässigbar ist, jedoch für die eigentlichen hohen Betriebsfrequenzen
nahezu einen Kurzschluß bildet.
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Bei einer zweiten bevorzugten Ausführungsform umfaßt der Verstärker
eine einzelne Transistorstufe in Emitterschaltung, dessen Basiselektrode mit einer
mit einem Anschluß auf Bezagspotential liegenden Diode in Verbindung steht. Dabei
ist
der Diode an ihrem bezugspotentialfreien Anschluß der Summenstrom zugeführt und
zwischen diesem bezugspotentialfreien Anschluß der Diode und dem Basisanschluß des
Transistors eine Reaktanz, vorzugsweise eine Induktivität angeordnet, die einen
Blindwiderstand hat, der für die höchs-ten Frequenzen der Einhüllenden nahezu einen
Kurzschluß, jedoch für die eigentlichen hohen Betriebsfrequenzen einen Sperrwiderstand
bildet.
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Anhand von Ausführungsbeispielen soll die Erfindung im folgenden noch
näher erläutert werden. In der Zeichnung bedeuten Fig. 1 die Verstärkungskennlinie
eines Transistor-C-Verstärkers, Fig. 2 ein die Linearisierungsbedingungen für die
Verstärkungskennlinie eines Transistor-C-Verstärkers erläuterndes Kennliniendiagramm,
Fig. 3 das Korrekturspannungsdiagramm für die Basis-Emittervorspannung nach der
Erfindung, Fig. 4 die schematische Darstellung des die gesteuerte Basis-Emittervorspannung
liefernden Steuergenerators nach der Erfindung, Fig. 5 ein erstes Ausführungsbeispiel
eines Transistorverstärkers nach der Erfindung, Fig. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel
eines Transistorz-erstärkers nach der ErfIndung, Fig. 7 ein vergleichendes Verstärkungskennliniendiagramm
für einen Verstärker nach Fig. 5.
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Bei einem Transistor-C-Verstärker besteht im allgemeinen der im Diagramm
nach Fig. 1 angegebene nichtlineare Zusammenhang zwischen der Eingangsleistung P
und der Ausgangsleistung Pa e in Watt. Kleine Eingangsleistungen können die Basis-Emitter-
strecke
des Transistors nur ungenügend durchsteuern. Vom merklichen Verstärkungseinsatz
bis hin zur Sättigung des Transistors besteht praktisch nur in der Nähe des endepunktes
Wp der Kennlinie nach Fig. 1 eine konstante, differentielle, vom Eingangspegel unabhängige
Verstärkung. Bei Signalen mit zeitlich stark schwankenden Einhüllenden, z.B.
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im Mehrträgerbetrieb, wird die Hüllkurve stark verzerrt, was sich
durch die Entstehung starker Intermodulationsprodukte bemerkbar macht. Bei seinen
sonst günstigen Eigenschaften ist die Einsatzmöglichkeit eines Transistor-C-Verstärkers
durch diese Nichtlinearität stark eingeschränkt, sofern nicht durch besondere Linearisierungsmaßnahmen
das Entstehen der Intermodulationsprodukte in ausreichendem Umfange herabgesetzt
wird.
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Ausgangspunkt für die Linearisierung eines Transistor-C-Verstärkers
ist die Bedingung, seine Verstärkung vom Eingangs- bzw. Ausgangspegel unabharlgig
zu machen. In Fig. 2 im Diagramm ist über der Eingangsleistung e in dBm die Ausgangsleistung
Pa ebenfalls in dBm im logarithmischen Mafifstab aufgetragen. Soll die Kennlinie
K1 linearisiert werden, dann muß sie den mit K2 bezeichneten Verlauf haben, und
zwar muß sie in der logarithmischen Darstellung eine Steigung von 1 dB/ 1 dB bzw.
450 aufweisen. Die obere Grenze für die Linearisierung ist gegeben, wenn die Ausgangsleistung
den Sättigungswert erreicht. Für kleinere Leistungen gibt es grundsätzlich keine
Einschränkungen. Wie Fig. 2 erkennen läßt, muß zur Linearisierung der Ausgangspegel
Pa für Werte unterhalb der Sättigung gegenüber seinem unkompensierten Wert angehoben
werden, und zwar abhängig von seinem jeweiligen Wert. Dies kann durch eine zusätzliche
Gleichvorspannung in Flußrichtung der Basis-Emitterstrecke des Transistors vorgesehen
werden. Diese Korrekturspannung kann vom Kollektorstrom als Maß für die Ausgangsleistung
so gesteuert
werden, daß die Verstärkungskennlinie bis zu ihrem
Sättigungswert linearisiert wird. Den entsprechenden Verlauf der Basis-Emitterspannung
UBE in Abhängigkeit des Kollektorstroms 1c zeigt Fig. 3. Durch diese Spannungsnachführung
wird keine Eigenschaft des Transistor-C-Verstärkers verschlechtert. Bei großen Ausgangsleistungen
ist der Verstärker als C-Verstärker vorgespannt (UBE=0). Bei kleinen Eingangsleistungen
arbeitet der Transistorverstärker als A-Verstärker, aber mit einem Kollektorstrom,
der etwa bei 10 94 des maximalen Wertes liegt.
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Durch die erfindungsgemäße Linearisierungsschaltung werden Steuerungseingriffe
in den für die Hüllkurvenschwankungen niederohmigen Emitter- bzw. Kollektorkreis
vermieden und dadurch eine Verschlechterung des Wirkungsgrades des Verstärkers verhindert.
Als Steuereingang wird die Basis verwendet, wobei als Steuersignal der Basisstrom
direkt dient, der um die Stromverstärkung kleiner ist als der Kollektorstrom.
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Zur Realisierung der Steuerspannungsquelle eignen sich im Hinblick
auf die benötigte niedrige Leerlaufspannung in der Größe von 0,5 V als nichtlinearer
Widerstand eine Diodenstrecke. Die Grundschaltung dieser Steuerspannungsquelle zeigt
schematisch Fig. 4. Die Diode ist mit Di bezeichnet, an der die steuerbare Basis-Emitterspannung
UBE ansteht. Dem gemeinsamen Verbindungspunkt der Diode Di mit der Basiselektrode
des Transistors ist der konstante Summenstrom io eingeprägt, iD der aus dem Diodenstrom
iD und dem Basisstrom iB besteht.
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Die Basis-Emitterspannung UBE genügt der in Fig. 4 angegebenen nichtlinearen
Beziehung. Hierin bedeuten UT das Produkt aus der Boltzmann'schen Konstante k und
der Temperatur T in Gräd Celsius und iDo der Sättigungsstrom der Diode. Die Basis-Emitterspannung
hat mit anderen Worten in erster Näherung einen Verlauf, wie er im Diagramm der
Fig. 3 angegeben ist.
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Die in Fig. 5 dargestellte Transistorverstärkerstufe in Basisschaltung
besteht aus dem Transistor Tr, dessen Emitter über die Drossel Dr1 mit Bezugspotential
und über den eingangseitigen Koppelkondensator Ce mit dem Signaleingang verbunden
ist. Der Kollektor ist seinerseits über die Hochfrequenzdrossel Dr2 mit dem positiven
Pol der Betriebsgleichspannung und über den Koppelkondensator Ca mit dem Signalausgang
verbunden. Die Basis des Transistors Tr ist über die Diode Di mit Bezugspotential
verbunden. Ihr ist der Kondensator C parallelgeschaltet. Der Summenstrom io wird
entsprechend Fig. 4 am gemeinsamen Verbindungspunkt von Diode Di, Kondensator C
und Basis des Transistors Tr eingeprägt. Da der Verstärker bis auf seine Linearität
nicht beieinflußt werden soll, muß die Steuerstromquelle für die Trägerfrequenz
des Eingangssignals unwirksam, für die Hüllkurvenfrequenz aber voll wirksam sein.
Diese Forderung wird durch den Kondensator C erfüllt. Die Kapazität C ist so bestimmt,
daß sie eine Impedanz von etwa |c| = = 1/C-1 Ohm bei der Trägerfrequenz und'v 100
Ohm und mehr bei der maximalen Hüllkurvenfrequenz aufweist. Dies sind jedoch nur
Richtwerte, die von den verwendeten Transistortypen abhängig sind. In diesem Falle
wird die Kompensation bis etwa 1 % der relativen Bandbreite wirksam.
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Bei dem in Fig. 6 dargestellten zweiten Ausführungsbeispiel einer
Transistorstufe in Emitterschaltung ist der nicht auf Bezugspotential liegende Anschluß
der Diode Di über die Induktivität L mit der Basis des Transistors Tr verbunden.
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Der Summenstrom i0 wird zweckmäßig am gemeinsamen Verbindungspunkt
der Induktivität L mit der Diode Di eingeprägt.
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Für die Impedanz IZLl =cJL gilt- wiederum ein Wert r 100 Ohm bei der
Trägerfrequenz und rv1 1 Ohm bei der maximalen Hü11-kurvenfrequenz, um einen Einfluß
der Steuerspannungsquelle auf die Trägerfrequenz zu unterbinden. Ist die an den
Signaleingang
angeschlossene Signalquelle niederohmig, dann muß der Koppelkondensator Ce' auf
der Singangsseite so bemessen sein, daß der Signalgenerator mit seinem Innenwiderstand
keinen Nebenschluß zur Steuerspannungsquelle darstellen kann. Dies ist dann gegeben,
wenn der eingangsseitige Koppelkondensator Ce' in gleicher Weise bemessen ist wie
der Kondensator C parallel zur Diode Di nach Fig. 5.
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Fig. 7 zeigt das Ergebnis der erfindungsgemäBen Linearisierung der
Verstärkungskennlinie einer Transistorverstärkerstufe in Basisschaltung nach Fig.
5 mit einem Transistor vom Typ 2 N 3866 für eine Trägerfrequenz von 230 IHz. Der
Kondensator C hatte dabei eine Kapazität von 168 pF. Das ergibt bei 230 tMHz eine
Impedanz von 4 0hm und bei einer Frequenz von 10 MHz eine Impedanz von 100 Ohm.
K1' stellt die Verstärkungskennlinie der Transistorverstärkerstufe ohne die erfindungsgemäßen
Linearisierungsmaßnahmen dar.
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Bei Anwendung der Linearisierungsmaßnahmen entsprechend Fig. 5 ergibt
sich die Verstärkungskennlinie K2'. Die Verstärkungskennlinie des Transistors konnte
damit von 2 dB Variation der Ausgangsleistung für 1 dB Variation der Eingangsleistung
auf 1.2 dB/1 dB verringert werden. Die hieraus resultierenden Verbesserungen des
Intermodulationsabstandes bei Ausgangsleistungen von 500 bzv.-600 mW betragen bis
zu 10 dB bei Zweiträgerbetrieb.
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4 Patentansprüche 7 Figuren
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