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Verzerrungsfreier Digitalverstärker
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Die Erfindung bezieht sich auf ein digitales Übertragungssystem für
binäre Signale. Bei digitalen Übertragungssystemen werden die Signale üblicherweise
in sog. Regenerativverstärkern nach Form und Zeittakt regeneriert, so daß sie am
Ausgang dieser Verstärker verzerrungsfrei sind. Die Zeittaktregeneration erfordert
jedoch einen erheblichen Aufwand. Es ist deshalb schon vorgeschlagen worden, sog.
Digitalverstärker zu verwenden, die nur eine Amplitudenregenerierung jedoch keine
Taktregenerierung bewirken Durch die Einschwingvorgänge der Signale, bedingt durch
den Frequenzgang der Leitung, weisen solche Verstärker jedoch zeitliche Verzerrungen
auf (sog; Telegrafieverzerrung oder Jitter). Dieser Effekt begrenzt sowohl die mögliche
Übertragungsgeschwindigkeit als auch die Anzahl der hintereinander betreibbaren
Digitalverstärker. Nach einer größeren Anzahl (z. B. 5 oder 10) muß daher ein voll
regenerierender Verstärker (Regenerativverstärker) verwendet werden0 Deshalb heißt
ein solches System auch Digitalverstärker-Hybridsystem Es ist das Ziel der vorliegenden
Erfindung, die zeitlichen Verzerrungen des binähren Signals (Telegrafieverzerrung,
Jitter) so klein wie möglich zu halten, damit möglichst viele Digitalverstärker
hintereinander geschaltet werden können bzw. damit die größtmögliche Übertragungsgeschwindigkeit
erreicht werden kann. Dieses Ziel wird nach dem Grundgedanken der Erfindung dadurch
erreicht, daß ein Digitalverstärker bestehend aus einem linearen Übertragungsteil
und einer bistabilen Schaltung vorgesehen wird und daß die Rückführung der bistabilen
Schaltung frequenzabhängig ist und so dimensioniert ist, daß die Summe aus übertragener
Spannung und rückgeführter Spannung am Eingang des Schwellelementes für alle Zeitpunkte
von ganzzahligen Vielfachen der Bit-Zeit vor bzw. nach dem Umschaltzeitpunkt einen
konstanten Wert annimmt.
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Auf diese Weise läßt sich eine theoretisch vollkommene und in der
Praxis wenigstens angenäherte Verzerrungsfreiheit erreichen. Hierbei muß bemerkt
werden,
daß der Schaltungsaufwand denkbar gering ist, denn es wird die bei einer bistabilen
Schaltung ohnehin vorhandene normalerweise frequenzkonstante Rückkoppelung erfindungsgemäß
durch eine frequenzabhängige Rückkoppelung ersetzt, was mit geringem zusätzlichem
Aufwand möglich ist.
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Die Erfindung wird nun anhand von Fig. 1 - 7 näher erläutert: Fig.
1 zeigt das Blockschema zur Erläuterung des Erfindungsgedankens Fig. 2 zeigt die
Zeitverläufe einiger Spannungen von Fig. 1 Fig. 3 erläutert die Dimensionierungsvorschrift
für Verzerrungsfreiheit Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel der bistabilen Schaltung
gemäß der Erfindung Fig. 5 zeigt ein erweitertes Ausführungsbeispiel Fig. 6 veranschaulicht
das E;appelnetzwerk der frequenzabhängigen Rickffhrung gem. Fig. 4 oder Fig. 5 Fig.
7 zeigt eine spezielle Ausführung für das Koppelnetzwerk.
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In Fig. 1 bedeutet u0die binäre Spannung am Eingang des Übertragungsabschnittes,
SL ist der Übertragungsfaktor der Leitung, u1 ist die Eingangsspannung des Digitalverstärkers.
SE ist der Entzerrer und somit der lineare Teil des Digitalverstärkers; seine Ausgangsspannung
ist U2.
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sE enthält auch die notwendige Verstärkung. Die Kaskadenschaltung
der beiden Ubertragungsfaktoren wird mit S = SL ° SE bezeichnet0 Am Ausgang des
Schwellelementes tritt die binäre Spannung U3, die Ausgangsspannung auf. Vom Ausgang
wird über den erfindungsgemäß frequenzabhängigen Übertragungsfaktor SQ die Spannung
u4 erzeugt, Die Eingangsspannung des Schwellelementes u5 ist die Summe von u2 und
u4, d.h. u5 = u2 + u4.
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In Fig. 2 wird der Zeitverlauf der vier Spannungen u2, U4, U5 und
dargestellt. Hierbei wird angenommen, daß ein einfacher Sprung übertragen
wird
und daß das Schwellelement im Zeitpunkt t = 0 und bei der Schwellspannung Uo/2 schaltet.
Ebenso ist angenommen, daß das System keinen Gleichstrom überträgt, was wegen der
Übertrager und der Wechselstromkoppelung der Verstärker in der Regel der Fall ist.
Für große negative Zeiten ist die Spannung u3 = 0 und u5 = 0, was dem einen binären
Zustand entspricht. Im Zeitpunkt t = # setzt der Einschwingvorgang u2 (Sprungantwort)
aufgrund eines Sprungs von u0 ein. Erreicht u2 den Wert Uo/2, so springt u3 vom
Wert 0 auf den Wert UO, den anderen binären Zustand.
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Dann addiert sich die Sprungantwort u4 von SQ zu u2 0 Wenn Verzerrungs-Q
freiheit herrschen soll. so muß um entweder den Wert O (für negative Zeiten) oder
den Wert Uo (für positive Zeiten) bei den möglichen weiteren Schaltzeitpunkten naben.
Ancterntaiis wurclen sich die Einschwingvorgänge zum Schwellenwert addieren und
den Umschaltzeitpunkt beeinflussen. Diese Forderung ist durch die umkreisten Punkte
an den Stellen #T ( 2: ganze Zahl, T: Bitdauer) in Fig0 2 angedeutet. proportional
der Da u4 proportional der in Fig. 3 dargestellt.
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Mathematisch ist die Forderung der Verzerrungsfreiheit wie folgt formulierbar.
Bezeichnet # (t) die Sprungantwort von S = SL SE und (t) die Sprungantwort von SQs
so gilt:
Die ersten beiden Gleichungen sind leicht zu erfüllen, insbesondere wenn ff C <
T ist, was normalerweise gilt. Aus der dritten Gleichung ergibt sich die Bedingung
für die Sprungantwort # Q (t) zu.
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Danach ist 6iQ(t) und auch SQ nach bekannten Methoden bestimmbar und
durch ein realisierbares Netzwerk wenigstens angenähert darstellbar.
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Bei den Kurvenverläufen von Fig. 2 und Fig. 3 ist angenommen, daß
S keinen Gleichstrom überträgt (Hochpaß-System). Die obige Dimensionierungsvorschrift
gilt jedoch auch für den Fall des Gleichstromdurchgangs (Tiefpaß-System) für den
Übertragungsfaktor S.
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Fig. 4 zeigt eine Ausführung der bistabilen Schaltung als Differenzverstärker
mit Rückkoppelung (Schmitt-Trigger).
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Die Eingangsspannung des Schwellelementes (u5 in Fig. 1) ist hier
durch die Differenzspannung ua - ub gegeben. Über das Widerstandsnetzwerk, bestehendausW1,
W2 und W3 ist die Rückkoppelung realisiert0 Dieses Netzwerk ist in Fig. 6 dargestellt0
Der Übertragungsfaktor SQ ist hier durch SQ = konst. U2/I1 gegeben. Entsprechend
ist die Sprungantwort (t) der Ausgangsspannung proportional, die aufgrund eines
Stromsprunges am Eingang entsteht. Durch dieses Netzwerk lassen sich praktisch beliebige
Forderungen für 6 Q (t) erfüllen. Ein einfaches Beispiel, das etwa den Kurvenverlauf
von Fig. 3 annähert, zeigt Fig. 7o Hierbei ist W2 = 0 und W3 = oo gesetzt und für
W1 ist eine Schaltung gewählt, die bei einem Stromsprung eine schnell abklingende
und eine langsam ansteigende e - Funktion erzeugt.
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Fig. 5 zeigt schließlich eine weitere Abart der bistabilen Schaltung,
wobei in der Rückkoppelung noch eine Trennstufe eingesetzt ist, was zur Entkoppelung
von Vorteil sein kann.
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Die Erfindung ist natürlich nicht auf die beschriebenen Arten bistabiler
Schaltungen beschränkt, sondern ist auf alle bistabilen Schaltungen mit der Möglichkeit
einer frequenzabhängigen Rückkoppelung anwendbar.
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