DE2548001B2

DE2548001B2 - Induktive reaktanzschaltung mit hohem q-wert

Info

Publication number: DE2548001B2
Application number: DE19752548001
Authority: DE
Inventors: Karl Bo Lidingö Lindell (Schweden)
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1974-11-15
Filing date: 1975-10-27
Publication date: 1977-11-03
Also published as: GB1516158A; SE378954B; DE2548001C3; DK514175A; DE2548001A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine induktive Reaktanzschaltung mit hohem <?-Wert und veränderlicher Induktanz, bestehend aus einer ersten und einer zweiten induktiven Wicklung, die gegenseitig magnetisch miteinander gekoppelt sind, wobei jeweils ein Endpunkt der ersten und zweiten Wicklung die Anschlüsse der Reaktanzschaltung bilden und der andere Endpunkt der ersten Wicklung mit dem Ausgang eines Verstärkerelements verbunden ist.
. Die Erfindung ist hauptsächlich bestimmt zur Verwendung in einem Tonempfänger eines mobilen Radiosystems, in dem eine Tonspule in einer Resonanzschaltung enthalten ist, um den gewünschten Ton durchzulassen; als Beispiel wird auf die SW-PS 3 56 197 verwiesen. Die Erfindung kann jedoch ebenfalls beispielsweise in Filterschaltungen angewendet werden, in denen die darin enthaltenen Induktivitäten jede eine derartige Kerngröße und einen derartigen Q-Wert aufweisen, daß die Kupferverluste überwiegen. Mittels des Erfindungsgedankens kann eine Verbesserung und eine Stabilisierung des Q-Wertes ohne wesentliche Erhöhung der Kosten erzielt werden. Der Erfindungsgedanke läßt sich somit auf solche Induktivitäten anwenden, die dasselbe Ersatzschaltbild aufweisen wie ein Luftspalt-Transformator mit Reihenverlusten.

Ein Beispiel für eine Induktivität, die innerhalb des Tonfrequenzbereiches verwendet wird, ist eine zur Erreichung eines hohen Q-Wertes auf einen Ferritkern do gewickelte Spule. Die Größe des Q-Wertes hängt dann von der Größe des Kernes ab, und es sollte zur Erzielung eines hohen Q-Wertes ein Kern mit relativ großem Querschnitt verwendet werden, der jedoch zu Platzschwierigkeiten führen kann. Wenn kleinere < >5 Kerngrößen verwendet werden, so können Schwierigkeiten wegen zu niedriger Q-Werte entstehen.
Es ist bereits bekannt, zur Erhöhung des Q-Wertes einer Tonfrequenzspule diese Spule an einen Oszillatorkreis anzuschließen, der einen Rückkopplungsverstärker enthält. Auf diese Weise wird ein äquivalenter negativer Widerstand in Reihe mit dem Wicklungswiderstand der Spule eingeführt. Die Größe dieses negativen Widerstandes, d. h. der Rückkopplungsgrad, kann dann so eingestellt werden, daß der gewünschte Q-Wert erzielt wird. Nachteilhaft ist jedoch bei dieser bekannten Schaltung, daß der so erzielte (?-Wert gegen Verstärkungsschwankungen in dem im Oszillator enthaltenen Rückkopplungsverstärker empfindlich ist. Eine Oszillatorschaltung, die einen negativen Widerstand zur Kompensierung des Wicklungswiderstandes ergibt, ist beispielsweise aus »Wireless World«, Dezember 1965, Seiten 600 bis 604 bekannt

Eine Reaktanzschaltung der eingangs beschriebenen Art ist durch das »Design Manual for Transistor Circuits«, McGraw-Hill Book Comp, 1961, Seiten 25 bis 27 bekanntgeworden. Dort ist eine Q-Multiplierschaltung bei einem Niederfrequenzoszillator gezeigt, in welchem der (?-Wert mittels eines Rückführungswiderstandes zwischen einer eingangsseitigen Induktanz und einem niederohmigen Ausgang des Oszillators variiert werden kann. Hier wird die Spule im ganzen belastet, da sie zusammen mit dem Eingangskondensator einen eingangsseitigen Serienresonanzkreis bildet. Der Multiplikationsfaktor ist von dem Wert des Rückführungswiderstandes abhängig, was den Nachteil mit sich bringt, daß ohmsche Verluste entstehen.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine induktive Reaktanzschaltung zu schaffen, die einen hohen und stabilen Q-Wert innerhalb des Tonfrequenzbereiches aufweist.

Diese Aufgabe wird durch eine induktive Reaktanzschaltung der eingangs beschriebenen Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das Verstärkerelement aus einem Operationsverstärker mit einem ersten und einem zweiten Steuereingang besteht, von denen der erste Steuereingang mit einem veränderlichen Anschluß der zweiten Wicklung und der zweite Steuereingang über einen Rückführungswiderstand mit dem Endpunkt der ersten Wicklung der den einen Anschluß der Reaktanzschaltung bildet, verbunden ist.

Zweckmäßig ist der Rückführungswiderstand ein Teilwiderstand eines Spannungsteilers, der zwischen den Anschlüssen der Reaktanzschaltung liegt.

Der Erfindungsgedanke basiert auf der Beobachtung, daß eine Induktivität, beispielsweise eine Ferritkernspule, innerhalb des Tonfrequenzbereiches einen Wicklungswiderstand aufweist, der zu einem widerstandsmäßigen Gleichspannungsabfall führt, welcher eine verringernde Auswirkung auf den Q-Wert der Spule zeigt. Gemäß dem Erfindungsprinzip kann jedoch dieser Gleichspannungsabfall durch Bildung einer Schaltung kompensiert werden, die aus einer Gegeninduktivität in einer Rückkopplungsschleife mit negativer Rückkopplung (Gegenkopplung) besteht. Durch Verwendung der unbelasteten Blindspannung auf der unbelasteten Sekundärseite der Gegeninduktivität als Referenzspannung kann die Eingangsimpedanz fast vollständig reaktiv gemacht werden, wodurch ein sehr hoher ζ)-Wert erzielt werden kann. Bei der erfindungsgemäßen Schaltung wird eine Blindspannungskomponente als Referenzspannung in einem Rückführungskreis verwendet, in dem die Eingangsspannung so gesteuert wird, daß sie gleich der Referenzspannung ist.

Die Erfindung ist im folgenden anhand der Zeichnung näher beschrieben. In der Zeichnung zeigt

25 48 0Oi

pig. 1 das Ersatzschaltbild einer Gegeninduktivität zur Erläuterung des grundlegenden Erfindrngsgedan-

Fig. 2 ein Schaltbild einer induktiven Reaktanzschaltung gemäß der Erfindung zur Erläuterung des Prinzips

F i g. 3 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Reaktanzschalh-ng mit Operationsverstärker.

Zur detaillierten Erläuterung des grundlegenden Erfindungsgedankens wird Bezug auf Fig. 1 genommen, welche ein Ersatzschaltbild eines Luft-Transformators mit auf der Sekundärseite unbelasteten Kupferverlusten zeigt. Diese Ersatzschaltung ist anzuwenden auf eine Spule mit einem Ferritkern im Tonfrequenzbereich, d. h. Frequenzen bis zu 100 kHz, in der die Kupferverluste dominieren. Der Widerstand und die Induktivität der Primär- und Sekundärwicklungen des Transformators sind jeweils mit Al, Li und R2, L 2 bezeichnet. Die Gegeninduktivität ist mit M bezeichnet. Wenn die Eingangsimpedanz des Transformators mit Z1 bezeichnet wird, so ist Z1 = R1 + jw (L 1 + M). Wenn zur Vereinfachung H = L-M gewählt wird, so ist Z\ = Rl + JwL Wenn ein Strom /1 durch die Primärseite des Transformators fließt, so ist die Eingangsspannung Ui = RiIi + jwL ■ Ii. Diese Spannung hat somit eine rein widerstandsmäßige Spannungskomponente. Wenn angenommen wird, daß der Transformator unbelastet ist, so ist der Sekundärstrom = 0, und die Sekundärspannung U 2 = jwM ■ 11 weist nur eine Blindspannungskomponente auf. Nach dem Erfindungsgedanken wird diese Blindspannungskomponente als Referenzspannung in einem Rückführungskreis verwendet, in dem die Eingangsspannung so gesteuert wird, daß sie gleich der Referenzspannung ist. Somit wird eine Eingangsspannung Ui = jwM · Ii erhalten, die im Idealfall eine reine Blindkomponente umfaßt, wodurch ein hoher und stabilier Q-Wet t erzielt wird.

Das Schaltbild gemäß F i g. 2 zeigt die Ersatzschaltung einer Gegeninduktivität, die mit einer Steuerschaltung verbunden ist, um das der Erfindung zugrunde liegende Prinzip zu erläutern. Wie in der Schaltung nach Fig. 1 besteht die Gegeninduktivität aus einer Primärwicklung mit der induktivität L i und dem Widerstand R 1 und einer Sekundärwicklung mit der Induktivität L 2 und dem Widerstand R 2. Ein Ende dieser Wicklung bildet den Eingang des gemeinsamen Kreises. Ein Ende der Sekundärwicklung ist mit dem Eingang einer Verstärkereinheit AFverbunden, deren Eingangsimpedanz so hoch angenommen werden soll, daß ihr Eingangsstrom vernachlässigbar im Vergleich zum Eingangsstrom / ist. Die Verstärkereinheit AF besitzt eine Verstärkung —F, wobei das Minuszeichen andeutet, daß das ankommende Signal um 180° phasenverschoben wird. Die beiden anderen Abgriffe der Gegeninduktivität sind an den gemeinsamen Verbindungspunkt bzw. an den Ausgang der Verstärkereinheit AF angeschlossen. Zur Vereinfachung der nachstehend angegebenen Berechnungen wird angenommen, daß Li = L-M. Der gemeinsame Erdungspunkt der Schaltung ist in F i g. 2 mit O bezeichnet. Zur Bestimmung der Eingangsimpedanz Z der Schaltung wird angenommen, daß eine Spannung Uzwischen dem Eingangsanschluß und dem Erdpunkt erscheint, wenn der Strom / in der Schaltung fließt. Der Strom zum Eingang des Verstärkers wird vernachlässigt, weil dessen Eingangsimpedanz hoch ist. Dann können die folgenden Gleichungen angegeben werden:

U = /VAi · / + jw(L - M)I + Rl ■ I + U2, U = jwM I + (J 1 .
U2 = F- (71 .

Nach Zusammenfassung dieser Gleichungen ist die Eingangsimpedanz Zgegeben zu

₇ __ L'_ jwL

RIf jwM ■ F

TTF -

Aus diesem Ausdruck ergibt sich der Q- Wert zu vv(L + Λί ■ F)

Q =

Rl

w_MF Rl

Da der Faktor Fin einer normalen Verstärkereinheit hoch ist, ist es ersichtlich, daß eine Reaktanz mit hohem Q- Wert durch Anwendung des Prinzips gemäß Fi g. 2 erzielt werden kann. Als Beispiel wird ein Vergleich mit einer Spule durchgeführt, die die Induktivität M und den Wicklungswiderstand R 1 sowie einen Q- Wert

Qo =

w M

aufweist. Es stellt sich heraus, daß der Q-Wert in der Schaltung nach F i g. 2 gleich Qo · F ist, d. h. F-mal größer ist. Wenn die Verstärkung F komplex ist, so ist der oben errechnete Wert der Eingangsimpedanz Z immer noch richtig, und der Q-Wert wird ungefähr

wM/F/

Bei der Ausführungsform gemäß F i g. 3 ist eine induktive Reaktanzschaltung gemäß der Erfindung dargestellt. In dieser Schaltung wird als Verstärkerelement ein Operationsverstärker OP verwendet. Die Gegeninduktivität wird durch zwei Spulenwicklungen 51 und 52 gebildet, die jede jeweils einen Wicklungswiderstand R 1 bzw. R 2 und die Induktivitäten L 1 bzw. L 2 aufweist. Die Wicklung 52 ist mit Abgriffen versehen, die schematisch durch Punkte im Äquivalenzschaltbild der Induktivität L 2 angegeben sind, wodurch diese Induktivität verändert werden kann. Dann ändert sich auch der Wicklungswiderstand P 2, zur Klarheit wurde jedoch dies nicht dargestellt, da diese Änderung die Funktion der Schaltung nicht beeinflußt. Durch Ändern der Induktivität L 2 kann die Reaktanz der gesamten Schaltung geändert werden, wie aus der folgenden Erläuterung deutlich wird.

Die Wicklung R 2, L 2 ist mit dem positiven Eingang des Verstärkers und mit dem gemeinsamen Erdungsanschluß O verbunden, und die Wicklung Ri, Li ist mit dem Eingang der Schaltung und mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden. Einer der Abgriffe eines Widerstandsspannungsteilers 5Pist mit dem negativen Eingang des Verstärkers verbunden, und die anderen zwei Abgriffe des Spannungsteilers sind zwischen den Eingang der Schaltung und den Erdungsanschluß O geschaltet. Die Teilwiderstände des Spannungsteilers sind mit Ra und Rb bezeichnet. Der Widerstand der Widerstände Ra und Rb wird dann so gewählt, daß Ra + Rb > Q · X, worin Q den gewünschten Q-Wert und Xdie Reaktanz der Schaltung bezeichnen.

Zur Bestimmung der Eingangsimpedanz der Schal-

tung wird angenommen, daß eine Spannung U an ihrem Eingang erscheint, wenn der Strom /durch diese fließt. Der Strom zu den beiden Eingängen des Operationsverstärkers ist vernachlässigbar, da dessen Eingangsimpedanz als groß angenommen wird. Aufgrund der magnetischen Kopplung zwischen den Spulenwicklungen wird in der Wicklung L 2 eine elektromotorische Kraft induziert, wobei der Spannungsabfall an dieser Wicklung U2 = jwkL ■ I beträgt, worin der Faktor k den Kopplungsfaktor wie auch die Induktivität des Teiles der gesamten Wicklung L 2 enthält, der angeschlossen ist.

Die folgenden Gleichungen können angegeben werden:

15 (7 = 1/1+ (jwLl + Rl)/,

l/l = F(jwk ■ Ll I - Ub).

Unter der Annahme, daß H = L2 = L und wenn Ub = aU, so erhält man die Eingangsimpedanz ZaIs

R 1 + jwL ■ AF

1 + Fa

Der Blindteil X der Eingangsimpedanz ist — wL, unc der Q- Wert der Schaltung ist

wL A-F
Rl

Wenn die Verstärkung F komplex ist, so gilt dei obenerwähnte Ausdruck für die Eingangsimpedanz 2 auch weiterhin, und der Ausdruck für den (J-Wert wire ersetzt durch seinen Absolutwert \F\. Es ist ersichtlich daß die Induktivität der Schaltung entweder durch Ändern des Widerstanusquotienten Ra/Rb des Span nungsteilers SP oder durch Verändern der Verbindung der Abgriffe an einer der Wicklungen, d. h. durch Ändern des Faktors k, geändert werden kann. Wenn dei Faktor k ■ L nicht zu klein ist, so kann ein hoher Q-Wen der Schaltung erhalten werden. Es ist somit möglich eine variable induktive Reaktanz mit hohem Q- Wert mil der Schaltung gemäß Fig.3 zu erzielen. Dies isi beispielsweise von Bedeutung für einen Tonempfängei in einem mobilen Radiosystem, bei dem eine Tonspule in einem Resonanzkreis enthalten ist, um einen gewünschten Ton in einem bestimmten Toncode durchzulassen.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Induktive Reaktanzschaltung mit hohem (?-Wert und veränderlicher Induktanz, bestehend aus einer ersten und einer zweiten induktiven Wicklung, die gegenseitig magnetisch miteinander gekoppelt sind, wobei jeweils ein Endpunkt der ersten und zweiten Wicklung die Anschlüsse der Reaktanzschaltung bilden und der andere Endpunkt ι ο der ersten Wicklung mit dem Ausgang eines Verstärkerelements verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Verstärkerelement aus einem Operationsverstärker (OP) mit einem ersten und einem zweiten Steuereingang besteht, von denen der erste Steuereingang (+) mit einem veränderlichen Anschluß der zweiten Wicklung (R 2, L 2) und der zweite Steuereingang (—) über einen Rückführungswiderstand (Ra) mit dem Endpunkt der ersten Wicklung (R 1, L1), der den einen Anschluß der Reaktanzschaltung bildet, verbunden ist.

2. Induktive Reaktanzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückführungswiderstand (Ra) ein Teilwiderstand eines Spannungsteilers (SP) ist, der zwischen den Anschlüssen der Reaktanzschaltung liegt.