DE2536448C3 - Vorrichtung zur Übertragung von Informationen - Google Patents

Description

/0

</w

Pu

Hu

Pu

verknüpft sind.

6. Vorrichtung gemäß den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Mischen im Frequenzempfänger durch Abtastung des Hochfrequenzeingangssignals mit Hilfe von Niederfrequenzimpulsen geschieht, wobei diese Niederfrequenzimpulse eine An- und Abklingzeit aufweisen, die mindestens kleiner als die Halbperiode des Eingangssignals ist und durch einen Impulsgenerator (15), der durch ein vom Ortsoszillator herrührendes Signal gesteuert wird, erzeugt werden.

7. Vorrichtung gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die charakteristischen Frequenzen /0 und f\ der Zifferen »0« und »I« mit dem Verhältnis pu/qn des Vervielfachers-Teilers (13), mit dem Verhältnis pn/qu des Vervielfachers-Teilers (14) und mit dem Bemusterungsfaktor p_e durch die Gleichung

Jj_ ₌ f Pe Pu ₊ J₁₃N J (

/0 \ ciu Pu Jl \

PePu_

<lu

Jli_

Pn

verknüpft sind.

8. Verwendung der Vorrichtung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger in einem Zeitmeßgerät eingebaut ist, worin der Ortsoszillator (7) des Empfängers als Zeitnormal dient und dieses Zeitnormal während des Empfangs eines Signals auf einen genauen Wert eingestellt wird, unabhängig von der Übertragung einer Nachricht.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Übertragung von Pulscode-Informationen mittels einer Modulation durch Frequenzumtastung, wobei von einem Sender zwei charakteristische Frequenzen für die Zifferen »0« und »I« an einen Superheterodyn-Empfänger gelangen, in welchem die Zwischenfrequenz in einem Phasendetektor mit der Frequenz eines Ortsoszillators verglichen und ein der Phasendifferenz entsprchendes Ausgangssignal (M) erzeugt wird.

Es ist bekannt, Informationen entweder direkt von einer Maschine (Tastatur, Datenverarbeitungsmaschine, usw.) oder durch Digitalisierung eines kontinuierlichen analogen Signals zu erhalten. Diese Darstellung der Nachricht nennt sich PCM.

Die Nachricht kann durch direkte Modulation einer Trägerfrequenz übertragen werden. Es kann jedoch manchmal aus technischen Gründen nötig sein, vorher einen Hilfsträger zu modulieren. Gewöhnlich kann der Träger oder der Hilfsträger frequenz- oder phasenmoduliert werden. Da jedoch das modulierende Signal eine digitale Nachricht ist, werden besondere Techniken

verwendet wie die Modulation durch Frequenz- oder Phasenumtastung. Beide Arten von Modulationen haben ihre Verwendung, jedoch ist hier nur die Modulation durch Frequenzumtastung von Interesse.

Die Modulation durch Frequenzumtastung ist ebenfalls bekannt und wird häufig durch den Ausdruck FSK. bezeichnet, welcher eine Abkürzung für das englische »Frequency Shift Keying« ist. In diesem Verfahren frequenzmoduliert die Nachricht m(t) eine Trägerfrequenz oder einen Hilfsträger, um eine Nachricht m*(t) zu ergeben, in welcher die Ziffern »0« und »I« durch die Werte /o und f\, die die Trägerfrequenz oder die Frequenz des Hilfsträger annimmt, charakterisiert sind.

Der Frequenzhub wird als Differenz der beiden Frequenzen /₀ und /i definiert. Man muß wenigstens theoretisch zwischen der kohärenten und inkohärenten Modulation unterscheiden. Im ersten Fall ist die Phase des Trägers oder des Hilfsträger die gleiche für alle Ziffern des gleichen Wertes der Nachricht; im zweiten Fall ändert sich die Phase als Funktion der Stellung der Ziffern. Die inkohärente Modulation wird in der Praxis mehr verwendet Auch das Verfahren dieser Anmeldung fällt in diese Kategorie.

Außerdem kennt man Schaltungen mit Phasenverriegelung für den Empfang und das Ausfiltern von Signalen, wie sie in den F i g. 1 und 2 wiedergegeben sind.

Die F i g. 1 zeigt die hauptsächlichen Elemente einer bekannten Phasensteuerungsschleife (Elektronik-Informationen Bd. 5,1973 H. 9, Seiten 2,4,6).

Der Phasenkomparator 101 vergleicht die Phase des periodischen Eingangssignals A mit der Phase des Signals H des gesteuerten Oszillators 301; die Fehlerspannung u_eam Ausgang des Phasenkomparators 101 ist ein Maß für die Phasendifferenz der beiden Signale A und H. Die durch das Schleifenfilter 201 gefilterte Fehlerspannung u_c wird an den gesteuerten Oszillator 301 angelegt. Eine an den Eingang des gesteuerten Oszillators 301 angelegte Spannung u_s verändert dessen Frequenz im Sinne einer Verringerung der Phasendifferenz zwischen den Einganssignalen A und Wund denen des gesteuerten Oszillators. Wenn die Schleife »verriegelt« ist, ist die Fehlerspannung u_c derart, daß die Frequenz des gesteuerten Oszillators 301 genau gleich der mittleren Frequenz des Eingangssignals A ist. Der Mittelwert wird durch das Schleifenfilter 201 gebildet.

Angenommen, das Eingangssignal weise einen gewissen Rauschpegel auf. Der Phasenverriegelungs-Empfänger reproduziert das Signal unter Verwendung eines gesteuerten Ortsoszillators, dessen Frequenz nahe derjenigen des Eingangssignals ist. Der Ausgang des Phasenkomparators mißt den momentanen Phasenabstand. Um die Wirkung des Rauschens zu unterdrücken, nimmt man mittels des Schleifenfilters den Mittelwert der Fehlerspannung während einer gewissen Zeit; die mittlere Fehlerspannung wird benützt, um den Ortsoszillator zu steuern.

Falls die Frequenz des Eingangssignals stabil ist, braucht der Ortsoszillator nur wenig Information, um sich auf das Eingangssignal zu verriegeln; diese Information kann durch Bildung des Mittelwertes über eine lange Zeitperiode erhalten werden. Dadurch wird ein Rauschen, das sehr groß sein kann, unterdrückt.

Daher kann die Schleife als eine Art Filter angesehen werden, welches das Signal durchläßt und das Rauschen unterdrückt. Zwei wichtige Eigenschaften dieses Filters sind seine sehr geringe Bandbreite und seine Eigenschaft des Suchens und automatischen Verriegeins des Eingangssignals. Diese Eigenschaften sind die bekannten Vorteile der Systeme mit Phasenverriegelung. Im allgemeinen begegnet man dieser Art von Schaltung in den Empfängern, die dazu bestimmt sind, bei starkem Rauschen ein schwaches Signal zu empfangen.

Die Fehlerspannung einer Phasenverriegelungsschleife stellt sich so ein, daß die Frequenz des gesteuerten Oszillators die gleiche ist wie diejenige des

ίο Eingangssignals. Falls die Frequenz des Eingangssignals sich verändert wird sich die Fehlerspannung gleichfalls verändern. Eine Nachricht m"(t), in welcher die Ziffern »0« und »I« durch die Werte /o und Fi, die die Trägerfrequenz annimmt charakterisiert sind, wird

ι s durch die Phasenverriegelungsvorrichtung leicht demoduliert d.h., daß in diesem Falle die Fehlerspannung durch 2 verschiedene Werte die Ziffern »0« und »I« der ursprünglichen Nachricht m(t) darstellt Diese Eigenschaft wird häufig in den FSK-Empfängern verwendet.

Aus verschiedenen Gründen wird der einfache Phasenverriegelungsempfänger sehen gebraucht Fast immer wird eine Frequenzumsetzung gemäß dem Superheterodyn-Prinzip vorgenommen, welches von den klassischen Empfängern her bekannt ist (vgL F. M.

G a r d η e r »Phaselock Technique«, J. Wiley 1967). Eine der möglichen Ausführungen wird in F i g. 2 erläutert.

Vom Eingangssignal A mit der Frequenz F, ausgehend erhält man in einem Mischer 102 ein Signal K der Zwischenfrequenz /"3. Dieses Signal geht durch einen Verstärker 202, um anschlieend in einen Phasenkomparator 302 zu gelangen, der die Phase des Zwischensignals K mit der Phase eines von einem festen Oszillator 402 stammenden Signals L der Frequenz /4 vergleicht. Die Fehlerspannung u_c gelangt einesteils auf ein Nachdemodulationsfiller 502, welches die Nachricht M liefert, und andererseits auf ein Schleifenfilter 602, dessen Ausgang den Oszillator 702 steuert dessen Signal N mit der Frequenz /5 zuerst einen Frequenzvervielfacher 802 durchläuft, der dem Mischer 102 ein Signal //mit der Frequenz /2 liefert

Der Mischer ist ein klassisches Element des Superheterodyn-Empfängers. Man erhält den Wert der Zwischenfrequenz durch die Beziehung:

/3 = I/, -/₂i

Der Empfänger weist die gleiche Empfindlichkeit auf

für zwei Eingangssignale mit verschiedenen Frequenzen Fi₁ und /ifc sogenannte Spiegelfrequenzen, die voneinander mit dem doppelten Wert der Zwischenfrequenz Λ abweichen.

Es wird die Beziehung f\_a> F2 > /i(,definiert, wobei:

f\_a die obere Spiegelfrequenz und
f\b die untere Spiegelfrequenz bedeutet

Der Ruhezustand der Schleife wird erreicht, wenn die Zwischenfrequenz und die Frequenz des festen Oszillators gleich sind.

(10 Die Arbeitsweise des Superheterodyn-Empfängers ist derjenigen des einfachen Empfängers sehr ähnlich. Der feste Oszillator erlaubt, auf einfache Weise das Signal eher in der Zwischenfrequenz als in der Eingangsfrequenz zu verstärken. Der Frequen?vervielfacher 802

'15 wird gebraucht, um den Einsatz eines gesteuerten Hochfrequenzoszillators zu vermeiden.

Der bekannte Empfänger gemäß F i g. 2 weist, im Hinblick auf das angestrebte Ziel, mehrere Nachteile

und wesentliche Beschränkungen auf:

I) Er weist zwei Oszillatoren auf, wovon einer fest (402) und der andere gesteuert (702) ist. Es ist dies eine kostspielige Lösung, deren Ausführung problematisch wird, wenn das Signal/Rausch-Verhältnis am Eingang ungünstig ist wegen der großen Stabilität, die von den beiden Oszillatoren gefordert wird.

II) Der Empfänger gemäß Fig. 2 weist Schaltungen auf, die bei Hochfrequenz arbeiten, so z. B. der Mischer (102) und der Frequenzvervielfacher (802). Eine miniaturisierte Ausführung schließt die Induktivitäten aus. Es ist daher nicht möglich, die Störkapazität der Hochfrequenzschaltungen zum Schwingen zu bringen, derart, daß der Energieverbrauch der mit ihrer Arbeitsfrequenz wächst, für eine in diesem Empfänger eingebaute schwache Quelle zu hoch wird.

111) Bezüglich der Kapazität des Übertragungskanals sind 2 Einschränkungen zu betrachten, eine durch die Phasenverriegelung und die andere durch das Rauschen. Betreffend der Einschränkung durch die Phasenverriegelung sei daran erinnert, daß für die Übertragung durch Frequenzumtastung zwei verschiedene Frequenzen f₀ und f\ den beiden Ziffern »0« und »I« der Nachricht zugeordnet werden.

Demgegenüber ist es Aufgabe der Erfindung, die Vorteile des Superheterodyn-Empfängers zu übernehmen, denselben jedoch derart verbessern und vereinfachen zu können, daß er in ein miniaturisiertes, tragbares Gerät eingebaut werden kann und sehr wenig Leistung verbraucht. Eine der möglichen Anwendungen ist ein persönlicher miniaturisierter Empfänger, der in einer Personen-Rufanlage eingebaut ist.

Die erfindungsgemäße Übertragungsvorrichtung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger nur einen einzigen, in an sich bekannter Weise spannungsgesteuerten Ortsoszillator aufweist, und daß das Verhältnis der genannten charakteristischen Frequenzen derart gewählt ist, daß die Zwischenfrequenz des Empfängers die Hälfte des Frequenzhubes beträgt, wobei der Frequenzhub durch die Differenz der beiden charakteristischen, den Ziffern »0« und »1« zugeordneten Frequenzen definiert ist, und daß der Phasendetektor durch das Zwischerirequenzsignal und durch ein vom Ortsoszillator abgeleitetes Signal mit gleicher Frequenz angesteuert wird, wobei dieser Phasendetektor bestimmt, ob im Gleichgewicht die Phasenverschiebung zwischen diesen Signalen nahe bei 0° oder nahe bei 180° liegt.

Diese Übertragungsvorrichtung soll folgenden Bedingungen genügen:

— Da sich der Empfänger in einer Umgebung mit starken Störungen befinden kann und nur über eine Antenne mit kleinen Abmessungen, d.h. mit schlechtem Wirkungsgrad, verfügt, wodurch der Beitrag des Eigenrauschens des Empfängers wichtig wird, ist die spektrale Dichte des Rauschens am Eingang hoch. Um das Signal/Rausch-Verhältnis annehmbar zu halten, muß der Durchlaßbereich des Empfängers schmal sein und daher die Kapazität des Kanals gering, in der Größenordnung von 1 bit/sec Dies bedeutet eine Zwischenfrequenz von niedrigem Wert

— Die diesem Einsatz zugeordneten Trägerfrequenzen befinden sich in der Nähe von 100 MHz.

— Der Frequenzhub, der durch die Differenz der Frequenzen der beiden Eingangssignale definiert ist, wird beispielsweise bei 20 kHz festgelegt.

— Der Oszillator muß eine große Stabilität aufweisen, > während er von einem Steuersignal gesteuert wird.

Ein Oszillator, der am besten die geforderten Bedingungen erfüllt, wird durch ein Quarz gesteuert, dessen Frequenz derart gewählt wird, daß ein billiger und widerstandsfähiger Quarz genommen ίο werden kann. Diese Frequenz befindet sich bei ungefähr 4 MHz. Für diese Art von Quarz ist die Abweichung des Oszillators in der Größenordnung von 10~⁵, wenn man eine kostspielige Thermokompensation vermeiden will.

Die durch die Phasenverriegelung verursachte Begrenzung rührt im Falle des bekannten Systems mit Frequenzumtastung daher, daß die Steuerschleife Mühe bekundet, ein Signal, dessen Frequenz sich verändert, zu

;o erfassen und darauf verriegelt zu bleiben. Von diesem Standpunkt aus weist das vorteilhafteste Signal einen kontinuierlichen Übergang von einer Frequenz zur anderen auf. Bei der Analyse der Differentialgleichung der Schleife wird man dazu geführt, einen wichtigen physikalischen Parameter zu definieren: die natürliche Kreisfrequenz der Schleife, die man durch ω_η symbolisiert.

Bei der Auswertung der kompletten Differentialgleichung des Systems, inklusive Schleifenfilter, stellt man fest, daß die Schleife verriegelt bleibt, d. h., daß die Frequenz des Ortsoszillators derjenigen des Eingangssystems folgt, falls die Steilheit der Frequenzänderung oder Frequenzrampe des Eingangssignals geringer ist als ein Grenzwert, welcher, für eine Schleife zweiter Ordnung, gegeben ist durch:

!„„

Ii

wobei Δω\ die Differenz der den Ziffern »0« und »I« entsprechenden Kreisfrequenzen und At die Übergangszeiten von einer Kreisfrequenz zur anderen bedeuten.

Der Erfassungsvorgang wurde durch Viterbi in seinem Werk »Principles of coherent communication« (MacGraw Hill 1966) untersucht und führt zu einer etwas strengeren Bedingung als die vorhergehende. Viterbi gibt für eine Schleife zweiter Ordnung:

-^ < 1 ■ ,„*

Ir ^ 2 "

Man kann annehmen, daß der einer bestimmten Frequenzänderung entsprechende Grenz-Übertragungsrhythmus, d. h., die oberste Frequenz, mit welcher die Eingangssignale umgetastet werden können, /-i folgende Bedingungen erfüllt:

¹ .If

Durch Kombination dieser Bedingungen entsteht:

0,5 „4

¹ ^ /Im₁

Man stellt also fest, daß der Grenz-Übertragungsrhythmus F\ umgekehrt proportional der Drift der

Frequenz -~-- ist; daher sollte Δω\ so klein wie möglich

werden. Das demodulierte Signal wird jedoch am Ausgang des Phasenkomparators erhalten und, um es von der Fehlerspannung, welche die verschiedenen Abweichungen des gesteuerten Oszillators beseitigt, zu unterscheiden, ist es notwendig, daß:

"¹S "5

¹A

proportional der Abweichung der auf den Eingang bezogenen freien Frequenz des gesteuerten Oszillators ist. '

Es ist zu beachten, daß die letzte Betrachtung nur Gültigkeit hat, wenn der Übertragungsrhythmus in der Größenordnung der Zeitkonstanten der Abweichungen des gesteuerten Oszillators liegt. Wenn der Rhythmus schneller ist, und dies ist in der Praxis oft der Fall, ist es möglich, die Information durch eine Frequenzgabelung von der Fehlerspannung zu trennen.

Bezüglich des Rauschens verhält sich ein Empfänger mit Verriegelung wie ein Filter mit der Bandbreite Bl-Man kann einen Kanal definieren und darin einen Grenzwert übertragen, der durch das Rauschen F₃ wie folgt definiert ist:

F₃ « B_L

35

Die Rauschbandbreite Bl ist an die physikalischen Parameter der Schleife durch eine Beziehung gebunden, die durch Gardner in seinem Werk »Phaselock technique« (J. Wiley 1967) gegeben wird. Für eine optimale Schleife zweiter Ordnung ergibt sich:

Schließlich erhält man:

45

Es ist klar, daß die strengste der Begrenzungen den Rhythmus der Übertragung bestimmt. Dieser letztere bestimmt die Bandbreite des Nachdemodulationsfilters Bdem d. h., die brauchbare Bandbreite des Übertragungskanals.

Die nachfolgenden Beziehungen gestatten es, die möglichen Übertragungsrhythmen zu vergleichen. So kann man schreiben:

Fi _ 1 B_L

F₃ .-, Af₁

Fi der Grenzrhythmus ist, der einer Frequenzänderung

entspricht, und
F₃ der durch das Rauschen gegebene Grenzrhythmus.

Für einen optimalen Gebrauch des Übertragungskanals ist es wünschenswert, daß die beiden Grenzen übereinstimmen. Dieses ist der beste Kompromiß,

60

⁶S welcher sowohl die durch die Phasenverriegelung als auch die durch das Signal/Rausch-Verhältnis bedingten Beschränkungen berücksichtigt.

Man stellt daher fest, daß es mit dem bekannten Frequenzumtastungssystem nicht möglich ist, die beiden Grenzen F\ und Fj in Übereinstimmung zu bringen, wenn die Abweichung der freien Frequenz des gesteuerten Oszillators, bezogen auf die Eingangsfrequenz, größer ist als die Bandbreite des Rauschens der Steuerschleife. Die brauchbare Bandbreite wird durch die durch die Verriegelung verursachte Beschränkung bestimmt und der Kanal wird unzufriedenstellend benützt.

Auch die obenerwähnten Nachteile sind bei der erfindungsgemäßen Übertragungsvorrichtung vermieden, weihe besonders vorteilhaft für die Übertragung von digitalen Informationen mit einem sehr langsamen Rhythmus ist.

Der erfindungsgemäße Empfänger gestattet es, ein Signal bei Anwesenheit eines hohen Rauschpegels festzustellen. Seine Bandbreite ist sehr schmal, ohne daß es notwendig ist, Bauteile mit einer großen Stabilität zu verwenden.

Eine interessante Verwendung findet sich in einer Personen-Rufanlage mit sehr kompakten Empfängern.

Im weiteren kann ein oben beschriebener Empfänger in eine Armbanduhr eingebaut werden, wobei sein Ortsoszillator als Zeitbasis dienen und daher beim Eingang eines Signals auf einen genauen Wert eingestellt werden kann.

Eine andere mögliche Anwendung fällt in den bio-medizinischen Bereich. Diese besteht aus einem eingepflanzten Empfänger, der dazu bestimmt ist, physiologische Funktionen fernzusteuern.

In der Zeichnung zeigen

die F i g. 1 und 2 bekannte Empfänger, welche bereits erläutert wurden;

die F i g. 3 bis 5 verschiedene Ausführungsformen eines in einer erfindungsgemäßen Vorrichtung benutzten Empfängers und

F i g. 6 eine mögliche Anwendung.

F i g. 3 zeigt eine erste Ausführungsform, in welcher man zwei Hauptblöcke unterscheiden kann: den Frequenzempfänger 1 und den Demodulator 2. Der Frequenzempfänger enthält einen Mischer 3, der das Eingangssignal A erhält, dessen Frequenz entweder /0 oder f\, die den beiden Ziffern »0« und »I« der Nachricht entsprechen, beträgt Der Mischer 3 erhält noch ein Signal D mit der Frequenz h und liefert ein Signal B mit einer Zwischenfrequenz /3, welche anschließend in einen Verstärker 4 gelangt. Dieser letztere liefert ein Signal C mit der Frequenz Z₃ an einen Phasenkomparator 5, der eine Fehlerspannung u_c produziert, die, nach Durchgang durch einen Schleifenfilter 6, in eine Ausgangsspannung Us umgewandelt wird, die anschließend den Oszillator 7 steuern wird. Dieser gesteuerte Oszillator liefert ein Signal D mit der Frequenz £ einerseits an den Mischer 3, andererseits an einen Frequenzteiler 8, dessen Ausgang an den Phasenkomparator 5 geschaltet ist Die Fehlerspannung u_c am Ausgang des Komparators 5 ist also ein Maß für die Phasendifferenz zwischen dem Signal C und dem Signal E (mit der Frequenz /4) am Ausgang des Teilers 8. Im Demodulator 2 vergleicht ein zweiter Phasenkomparator 9 die Phase des Signals C und diejenige des Signals E, die im Phasenschieber 10 um π/2 verschoben wird. Das Ergebnis dieses Vergleiches gelangt anschließend durch ein Nachdemodulationsfilter 11 und ergibt die Nachricht M.

Der Frequenzempfänger 1 arbeitet teilweise gleich wie ein bekannter Empfänger und spricht auch auf zwei Eingangssignale mit den Frequenzen f\ und /öan, welche voneinander mit dem doppelten Wert der Zwischenfrequenz /j abweichen. /] und /ö sind die sogenannten Spiegelfrequenzen. Man kann theoretisch beweisen, daß ein durch die Phasendifferenz der Signale C und E — gemessen durch die Fehlerspannung u_c — definierter statischer Ruhewinkel Φ_Γ möglich und stabil ist. Für die Übertragung der Nachricht verwendet man eine besondere Art der Modulation durch Frequenzumtastung, indem man die beiden Spiegelfrequenzen /ö und /Ί den beiden Ziffern »0« und »1« der Nachricht zuordnet.

Der Demodulator 2 vergleicht die Phase des verstärkten Eingangssignals, dessen Frequenz in die Zwischenfrequenz Λ umgesetzt wurde, mit der Phase eines vom gesteuerten Oszillator 7 herrührenden Signals, welches am Ausgang des Frequenzteilers 8 und um π/2 phasenverschoben erhalten wurde, und liefert am Ausgang des Komparators 9 ein demoduliertes Signal. Infolge der neuartigen Struktur des Empfängers wechselt die Polarität des demodulierten Signals wenn das Eingangssignal sich ändert. Die Nachricht erscheint am Ausgang des Nachdemodulationsfilters 11.

Der Empfänger verfügt über die wichtige Eigenschaft, daß der durch u_c gemessene Ruhepunkt der Phasensteuerschleife für die beiden Eingangssignale /i und /ö der gleiche ist. Außerdem bleibt diese Eigenschaft bestehen, auch wenn die Eigenfrequenz des gesteuerten Oszillators oder die Frequenzen der Eingangssignale abweichen, solange die Bedingung erfüllt ist, daß die Frequenzen der Eingangssignale in einem bestimmten und konstanten Verhältnis stehen. Dieses Verhältnis beträgt

/o

- y^{und +} τ

und für das andere zwischen

TZ , 3.T

_yund —

bedeutet, anders gesagt, daß der einem Phasensprung entsprechende Grenzrhythmus und der durch das Rauschen bedingte Grenzrhythmus einander angepaßt wurden, wodurch ein optimaler Gebrauch des Übertragungskanals möglich ist.

Nachfolgend werden anhand eines Beispiels die typischen Eigenschaften eines Übertragungssystems illustriert.

ίο Frequenz, die der Ziffer »0« entspricht
./ο = 101,990MHz gegeben

Frequenz, die der Ziffer »I« entspricht
/, = 102,010 MHz gegeben

Frequenzhub

I/ = I/, -/„I = 2OkHz

Zwischenfrequenz

/3 = -γ = 1OkHz
Frequenz des gesteuerten Ortsoszillators

/, = A±A ₌ 102,000MHz

— 2

Teilungsfaktor des Frequenzteilers
= 10200

wobei q das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers 8 ist.

Andererseits wird der Übergang von einem Signal zum anderen durch einen Einschwingvorgang begleitet, welcher für den gesteuerten Oszillator einem Phasensprung des Zwischenfrequenzsignals gleichkommt Man hat also durch den vorgeschlagenen Aufbau des Empfängers und durch die Wahl des Signal einen Frequenzsprung oder möglicherweise eine Frequenzrampe durch einen einfachen Phasensprung ersetzt

Für eines der beiden Eingangssignale liegt der Ruhewinkel Φ_Γ zwischen

Die durch die Phasenverriegelung bedingte Begrenzung der brauchbaren Bandbreite des Kanals rührt, im Falle des oben beschriebenen Systems, von der Zeit her, die das System braucht, um den Ruhezustand nach einem Phasensprung wieder herzustellen. Man kann zeigen, daß für irgendeinen Phasensprung die brauchbare Bandbreite des Übertragungskanals gleich der Bandbreite des Rauschens der Steuerschleife ist Das q =

/3

40 Abweichung des Ortsoszillators
¹^² = 10~⁵ gegeben

Abweichung des Ortsoszillators bezogen auf den Eingang

AL·
/2

/0 = 1000 Hz

⁵⁵

60 Rauschbandbreite der Phasensteuerschleife
B_L = 1 Hz gegeben

Maximaler Übertragungsrhythmus für das bekannte System

^{Fl =} IT TT/7 ^{= l/300}°^bit/sec

Maximaler Ubertragungsrhythmus für das erfindungsgemäße System

F₂ = B_L = 1 bit/sec

Für den obenerwähnten Fall gestattet das vorgeschlagene System mit den gleichen Eigenschaften der Steuerschleife, d. h. mit dem gleichen Frequenzempfänger, die Übertragung eines Informationsflusses, der 3000mal größer ist als mit dem bekannten Frequenzumtastungssystem.

Die Fig.4 stellt eine zweite Ausführungsform dar. Der Demodulator 2 bleibt der gleiche wie derjenige gemäß Fig. 3, während sich der Frequenzempfänger 1 durch die Vervielfacher-Teiler 12, 13 und 14 unterscheidet. Der erste (12) ist an den Ausgang des gesteuerten Oszillators 7 angeschaltet, der zweite (13) ist /wischen den ersten und den Phasenkomparator 5 geschaltet, während der dritte (14) zwischen den ersten und den Mischer 3 geschaltet ist.

Die Vervielfacher-Teiler erlauben, von einem Eingangssignal mit der Frequenz /"ein Ausgangssignal mit

der Frequenz · f, mit ρ und q ganze positive Zahlen,

zu erhalten.

Andererseits arbeitet der Empfänger gemäß F i g. 4 auf die gleiche Weise und weist die gleichen Eigenschaften auf wie der Empfänger gemäß F i g. 3. Darüber hinaus erlauben es die Vervielfacher-Teiler 13 und 14, Eingangssignale zu empfangen, deren Frequenzen willkürlich gewählt werden können, während der gegebene Sollwert der Eigenfrequenz des gesteuerten Oszillators beibehalten werden kann.

Die weiter oben angegebenen numerischen Werte können bis auf die Frequenz des gesteuerten Oszillators übernommen werden. Dieser kann auf 4 MHz festgelegt werden, wobei dieser Wert für einen Quarzschwinger mit A-T-Schnitt vorteilhaft ist und wobei die Teilungsund Vervielfachungsfaktoren der Frequenz folgende sind:

/₆ = —/₅ = 2 MHz woraus folgt: p,, = 1 <?,, = 2

Ql2

fi = — /₆ = 102 MHz woraus folgt: p_u = 51 ^₁₄ = 1 Qu

y₄ = üü /₆ = 10 kHz woraus folgt: p₁₃ = Iq₁₃ = 200 Q

worin pi2, 912; Pn, Qn; /Ή, qu jeweils die Multiplikationsund Divisionsfaktoren der Vervielfacher-Teiler 12, 13 und 14 sind,

fs die Frequenz des Lokaloszillators 7,

/β die Frequenz am Ausgang des Vervielfachers-Teilers

/i die Frequenz des Signals £ und
/2 die Frequenz des Signals D.

Das Verhältnis der charakteristischen Frequenzen /i und fo der Ziffern »I« und »0« ist mit den Verhältnissen der Vervielfacher-Teiler durch folgende Beziehung verknüpft:

/ι __ / Pu ₊ Ji?_\/(. fa \ 9ΐ4 Pn Jl \

iL-

QiA

JiL· Pn

Der Aufbau des Empfängers gemäß Fig.5 weicht von demjenigen nach F i g. 4 durch den Impulsgenerator 15 am Ausgang des Vervielfachers-Teilers 14 und durch das Vorwahlfilter 16 am Eingang des Frequenzempfängers 1 ab. Der Mischer 3 weicht ebenfalls von demjenigen der anderen Ausführungsformen ab: es handelt sich hier um einen Abtastmischer. Das Eingangssignal, dessen Frequenz hoch ist, wird mit Niederfrequenzimpulsen G₁ welche vom Generator 15 herrühren, gemischt. Die Übergangszeit der Impulse G muß kleiner sein als die Halbperiode des Hochfrequenzsignals. Die Arbeitsweisen der Empfänger gemäß den F i g. 4 und 5 sind analog; indessen spricht der Empfänger gemäß F i g. 5 auf ein ganzes Spektrum von Linien an, deren Frequenzen voneinander entsprechend dem Wert der Abtastfrequenz getrennt sind. Das Vorwahlfilter 16 läßt nur das gewünschte Signal durch und seine Bandbreite muß kleiner sein als die Abtastfrequenz. Der Abtastmischer erfüllt zwei Funktionen: eine Mischung und eine Vervielfachung der Frequenz fc der Impulse G, was einer Vervielfachung des Faktors pu mit einem Abtastfaktor p_c entspricht, wobei pe die dem Verhältnis f/fc nächste ganze Zahl ist und /"die mittlere Eingangsfrequenz. Die Beziehung (2) wird:

./θ V '/14

Pu

P, Pu
Qu

JLl)

Pn J

Die numerischen Werte des vorgehenden Beispiels können bis auf den Multiplikationsfaktor, der gleich 1 ist, übernommen werden, während der Bemusterungsfaktor Po gleich 51 gesetzt wird. Das Vorwahlfilter 16 muß eine Durchlaßbreite von B> f₂ haben.

Es sei Q = 100 : Gütefaktor des Filter

7 = 102MHz : mittlere Eingangsfrequenz
daraus folgt B= f/Q= 1,02 MHz

Der Empfänger gemäß F i g. 5 weist die gleichen Eigenschaften auf wie derjenige gemäß F i g. 4. Darüber hinaus wird jedoch beim Abtastmischen ein passiver Mischer als Frequenzvervielfacher verwendet. Hieraus ergibt sich, daß keine aktive Schaltung mehr vorhanden ist, die bei Hochfrequenz arbeitet. Dadurch kann der Energieverbrauch des Empfängers sehr niedrig gehalten werden, in der Größenordnung von einigen Mikrowatt.
Das vorliegende System hat verschiedene Vorteile: es verwendet eine Übertragung mit Frequenzumtastungs-Modulation, wobei es den Ziffern »0« und »I« die Frequenzen /₀ und /i zuordnet. Die Nachricht wird übertragen und demoduliert, indem der Steuerschleife eine Störung zugeführt wird, die einem Phasensprung

so entspricht. Ein Phasensprung verursacht eine kleinere Störung als ein Frequenzsprung oder gar eine Frequenzrampe. Außerdem ist dadurch die Demodulation vereinfacht, indem sie zu bestimmmen hat, ob die Ruhephase des Zwischenfrequenzsignals 0 oder 180°

ss beträgt. Dieses System gestattet außerdem die optimale Ausnützung des Übertragungskanals, indem die brauchbare Bandbreite des Kanals der Bandbreite des Rauschens der Steuerschleife gleich gemacht wird.
Beim Empfang des Signals wird der gesteuerte Oszillator auf eine vom Inhalt der Nachricht unabhängige Frequenz verriegelt Außerdem gestattet der Empfänger gemäß Fig.4, durch die freie Wahl der Eigenfrequenz des gesteuerten Oszillators 7 diesen letzteren bezüglich Eigenschaften und Preis zu optimali-

6s sieren. Durch das Vermeiden von aktiven, bei hohen Frequenzen arbeitendem Schaltungen im Empfänger gemäß Fig.5 kann sein Energieverbrauch niedrig gehalten werden.

In den F i g. 3,4 und 5 zeigt ein Pfeil Fan, daß man das Signal vom Oszillator abnehmen kann, falls man eine andere Anwendung dafür wünscht. In Fig.6 speist dieses Signal einen Frequenzteiler 17, der eine Zeitanzeige 18 steuert. Dieses System verhält sich wie 14

eine Nebenuhr, denn die Frequenz des wird durch das ausgesandte Signal g ein Signal empfangen wird, ob
übertragen wird oder nicht; es kann al für ein Zeitmeßgerät dienen.

Hilt/.u 2 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Vorrichtung zur Übertragung von Pulscode-Informationen mittels einer Modulation durch Fre- * quenzumtastung, wobei von einem Sender zwei charakteristische Frequenzen (/& /i) für die Ziffern »0« und »I« an einen Superheterodyn-Empfänger gelangen, in welchem die Zwischenfrequenz in einem Phasendetektor mit der Frequenz eines 'o Ortsoszillators verglichen und ein der Phasendifferenz entsprechendes Ausgangssignal (M) erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger (1) nur einen einzigen, in an sich bekannter Weise spannungsgesteuerten Ortsoszilla- "5 tor (7) aufweist, und daß das Verhältnis der genannten charakteristischen Frequenzen (fo, f\) derart gewählt ist, daß die Zwischenfrequenz (Zj) des Empfängers die Hälfte des Frequenzhubes beträgt, wobei der Frequenzhub durch die Differenz der beiden charakteristischen, den Ziffern »0« und »I« zugeordneten Frequenzen (/ö, /Ί) definiert ist, und daß der Phasendetektor (5) durch das Zwischenfrequenzsignal und durch ein vom Ortsoszillator (7) abgeleitetes Signal (/<) mit gleicher Frequenz angesteuert wird, wobei dieser Phasendetektor (5) bestimmt, ob im Gleichgewicht die Phasenverschiebung zwischen diesen Signalen nahe bei 0° oder nahebei 180° liegt.

2. Vorrichtung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger enthält:

a) einen Frequenzempfänger (1) mit mindestens einem Mischer (3), gefolgt, von einem Verstärker (4) und einem Phasenkomparator (5), der eine Fehlerspannung (u_e) an ein Schleifenfilter (6), das den Ortsoszillator (7) steuert, abgibt, wobei der Ortsoszillator (7) einerseits den Mischer (3) und andererseits den Frequenzteiler (8) speist, während die Fehierspannung (u_c) ein Maß für den Phasenunterschied zwischen dem Zwischenfrequenzsignal (C) und dem Ausgangssignal (E)des Frequenzteilers ist;

b) einen Demodulator (2) mit mindestens einem Phasenschieber (10), der die Phase des Ausgangssignals des Teilers (8) um π/2 ändert, und einen Phasenkomparator (9), welcher die Phase des verstärkten Zwischenfrequenzsignals (C) mit derjenigen des Ausgangssignals des Phasenschiebers (10) vergleicht.

3. Vorrichtung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die charakteristischen Frequenzen /"0 und f\ der Ziffern »0« und »I« mit dem Verhältnis q des Frequenzteilers (8) durch die Gleichung

JL f

verknüpft sind.

4. Vorrichtung gemäß den Ansprüchen 1 und 2, gekennzeichnet durch einen Frequenz-Vervielfacher-Teiler (12), der an den Ausgang des Ortsoszillators (7) angeschaltet ist und der zwei andere Vervielfacher-Teiler speist, wovon einer (13) den Phasenkomparator (5) und der andere (14) den Mischer (3) speist.

5. Vorrichtung gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die charakteristischen Frequenzen /0 und /j der Ziffern »0« und »I« mit den Verhältnissen pu/qu des Vervielfachers-Teüers (13) und mit dem Verhältnis pulqu des Vervielfachers-Tcilers (14) durch die Gleichung