DE2535463C1 - Pulsradargeraet mit phasensprungcodierten Sendeimpulsen und empfangsseitiger Pulskompression nach kohaerenter Demodulation - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Pulsradargerät, bei dem phasensprungcodierte Sendeimpulse erzeugt werden und empfangs­ seitig nach kohärenter Demodulation mit den Echoimpulsen die Pulskompression durchgeführt wird, wobei zeitlich aufeinanderfolgende und in einer bestimm­ ten Beziehung zueinander stehende Echoimpulse jeweils getrennt der Pulskompression unterworfen und die so gebildeten getrenn­ ten Teilimpulse zur gemeinsamen Verarbeitung weitergeleitet werden.

Ein derartiges Radargerät ist aus der US-PS 32 49 940 bekannt. Dort ist das Problem behandelt, wie die bei der Pulskompression der reflektierten Empfangssignale neben dem Hauptmaximum auf­ tretenden kleineren Nebenmaxima beseitigt werden können. Hier­ zu wird zu einem ersten, eine vorgegebene Zahl von Subpulsen aufweisenden Sendesignal noch ein zweites komplementäres Sende­ signal mit der gleichen Zahl von Subpulsen erzeugt. Die Codie­ rung ist dabei so gewählt, daß nach der Pulskompression, die getrennt für das jeweilige Sendesignal und das zugehörige kom­ plementäre Sendesignal durchgeführt wird, zwei Teilimpulsfol­ gen vorliegen, die in einer Additionsschaltung zusammengefügt werden. Dabei löschen sich die unerwünschten Nebenmaxima gegen­ seitig aus und die Hauptmaxima addieren sich. Die beiden Sende­ signale können auch zeitlich nacheinander ausgesandt werden. Eine Bestimmung der Dopplerfrequenz eines Bewegtzieles ist bei dieser Pulskompressionsschaltung nicht vorgesehen.

Aus der US-PS 34 87 409 ist es bekannt, bei einem phasen­ codierten Sendesignal das Echosignal einerseits einer Pulskompression zu unterwerfen und andererseits eine Dopplerauswertung durchzuführen. Hierzu wird ein Teil des Echosignals vor der Pulskompressionsstufe abgezweigt und einer Frequenz-Vervielfacherstufe zugeführt, deren Ver­ vielfachungsfaktor so gewählt ist, daß die durch die Codierung bedingten Phasensprünge verschwinden. Das so erhaltene nicht mehr phasencodierte Signal wird z. B. einer Filterbank zugeführt, welche in bekannter Weise den Dopplerfrequenzbereich des Zieles zu bestimmen gestattet. Die Dopplerfrequenzauswertung erfolgt somit außerhalb des Pulskompressionsnetzwerkes und ohne die Heranziehung der durch die Pulskompression aufsummierten Impulse.

Es ist bekannt (z. B. Skolnik "Introduction to Radar Systems" 1962, S. 124-130), daß bei Pulsradargeräten so­ genannte Blindgeschwindigkeiten auftreten. Es ist üblich, diese Schwierigkeiten dadurch zu vermeiden, daß mit zwei unterschiedlichen Pulsfrequenzen gearbeitet wird, was einen entsprechend komplexen Aufbau sowohl des Senders als auch vor allem des Empfängers erforderlich macht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ausgehend von einem Pulsradargerät mit Pulskompression der ein­ gangs genannten Art bei an sich bekannter Dopplerfre­ quenzauswertung in einfacher Weise Blindgeschwindigkeiten möglichst weitgehend zu vermeiden. Gemäß der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß die Teilimpulse durch die Auftrennung eines Echoimpulses in m Teilbereiche gebildet sind, so daß nach der Pulskompression m Teil­ bereiche vorliegen und daß aus dem Amplitudenvergleich dieser Teilimpulse die Dopplerfrequenz dadurch gewonnen ist, daß die jeweiligen Amplitudenwerte der Teilimpulse als Abtastproben einer die Dopplerfrequenz darstellenden Wechselspannung derart ausgewertet werden, daß eine Meß­ größe erzeugt wird, die unabhängig von der Phase und der Amplitude deren Frequenz angibt, und zwar gemäß An­ spruch 1 durch Quotientenbildung aus den zeitlichen Mit­ telwerten der Differenz und der Summe der Abtastproben oder gemäß Anspruch 2 durch Quotientenbildung aus der Differenz der Abtastproben und der Summe der Abtast­ proben eines 90° phasenverschobenen Signalkanals.

Damit ist sendeseitig überhaupt kein zusätzlicher Aufwand erfor­ derlich, weil die ohnehin vorhandenen codierten Sendeimpulse nur eine zusätzliche Auswertung erfahren. Die empfangsseitig benötig­ ten Schaltungsteile machen keinen großen Aufwand erforderlich. Dafür steht eine Information über die Dopplerfrequenz zur Verfü­ gung, die für alle in Frage kommenden Geschwindigkeiten bei wei­ tem ausreichend ist und so Blindgeschwindigkeiten völlig vermeidet. In vielen Fällen läßt sich zweckmäßig der Geschwindigkeitsbereich des jeweiligen Zieles durch zusätzliche Maßnahmen im einzelnen ge­ nauer bestimmen, so daß nicht nur eine Information darüber vor­ liegt, ob es sich um Bewegtziele oder Festziele handelt.

Die Erfindung sowie deren Weiterbildungen werden nachfolgend an­ hand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 in Abhängigkeit von der Zeit den Signalverlauf von Sende- und Empfangssignalen,

Fig. 2 den Aufbau eines Netzwerkes zur Pulskompression,

Fig. 3 eine Schaltungsanordnung zur Durchführung der Erfin­ dung,

Fig. 4 eine Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Fig. 3,

Fig. 5 eine Schaltungsanordnung zur Durchführung der Erfin­ dung unter Verwendung eines Sinus- und eines Kosinus­ kanals.

In Fig. 1 ist in Zeile a ein Sendeimpuls SZ dargestellt, der aus zehn Subpulsen besteht.

Die Dauer dieses Sendeimpulses beträgt 2 τ. Dieser Sendeimpuls wird mit der Periode T wiederholt. Die einzelnen Subpulse sind in der bei der Pulskompression üblichen Weise voneinander dadurch unterschieden, daß unterschiedliche Anfangsphasen verwendet werden (Phasencodierung).

In Zeile b der Fig. 1 ist der Verlauf eines Echosignals EZ in Ab­ hängigkeit von der Zeit dargestellt, das auf ein Sendesignal nach Zeile a zurückgeht und bei dem (- wie bekannt - infolge kohärenter Demodulation) eine Modulation durch eine Doppler­ schwingung DS vorhanden ist. Es handelt sich somit um eine Refle­ xion des Sendesignals nach Zeile a an einem Bewegtziel. Durch Ver­ gleich der einzelnen Amplitudenwerte des Echosignals kann somit die Frequenz der Dopplerschwingung DS bestimmt werden. Der Be­ ginn des Echosignals EZ hat gegenüber der Frequenz der Dopplerschwin­ gung DS eine Anfangsphase, die mit ϕ bezeichnet ist. Der Echoimpuls nach Zeile b wird in zwei Teilimpulse A und B aufgetrennt (m=2), die beide gleich lang sind und somit eine Zeitdauer von τ aufwei­ sen.

In Zeile c ist die Dopplerschwingung zum Unterschied von Zeile b als Cosinusschwingung dargestellt. Der Echoimpuls wird auch hier in zwei Teilimpulse aufgespalten, was zur Vereinfachung der Zeich­ nung allerdings nicht näher dargestellt ist. Nähere Einzelheiten hierzu sind bei Fig. 5 erläutert.

In Zeile d der Fig. 1 sind zwei Impulse A und B dargestellt, welche dadurch entstehen, daß der ersten Teilbereich der Dauer τ und der zweite Teilbereich (ebenfalls der Dauer τ) des Echoimpulses nach Zeile b jeweils einer Pulskompression unterworfen werden. Diese beiden so entstehenden Einzelimpulse haben ebenfalls den zeitlichen Abstand τ. Gegenüber dem Nulldurchgang der sinusförmigen Dopp­ lerschwingung DS ergibt sich für den Teilimpuls A eine Phasenver­ schiebung von ϕ*. Die Periodendauer aufeinanderfolgender Teil­ impulse A bzw. B ist T.

Bei dem Pulskompressionsnetzwerk nach Fig. 2 wird der Echoimpuls EZ in ein Schieberegister SR eingeschoben. Geht man davon aus, daß wie in Fig. 1 angenommen, 10 Subpulse vorgesehen sind, so muß das Schieberegister SR 10 Registerstellen aufweisen. Jede dieser Re­ gisterstellen des Schieberegisters SR ist in bekannter Weise mit einem Speicher VC verbunden, in dem der Vergleichscode enthalten ist. Dieser Vergleichscode entspricht in seiner Verteilung der sendeseitigen Codierung des Sendeimpulses SZ nach Zeile a in Fig. 1. Im vorliegenden Beispiel ist von einer Codeverteilung -1, -1, 1, 1, -1, 1, -1, 1, 1, 1 Gebrauch gemacht. Bei Anwendung der Pha­ sencodierung des Sendesignals entspricht beispielsweise der Wert 1 des Vergleichscodes der Anfangsphase 0 des Sendesignals, während der Wert -1 der Anfangsphase 180° des Sendesignals entspricht.

Die fünf ersten Subpulse des Echoimpulses EZ werden (bei richtiger Codierung) von einer ersten Summierschaltung SSB zu dem Teilimpuls B nach Zeile d in Fig. 1 aufsummiert. In gleicher Weise werden (bei richtiger Codierung) die zweiten fünf Subpulse des Echoimpulses EZ nach Zeile b in Fig. 1 zu dem Teilimpuls A in der Summierschal­ tung SSA aufsummiert. Am Ausgang der beiden Summierschaltungen SSA und SSB liegen somit in zwei getrennten Kanälen die Teilimpulse A und B vor. Diese beiden Teilimpulse A und B werden einer weiteren Summierschaltung SAB zugeführt, an deren Ausgang das Gesamtsignal A+B zur Verfügung steht. Dieser Ausgang entspricht somit dem Ausgang herkömmlicher Pulskompressionsnetzwerke, bei denen alle Subpulse zu einem (zumindest theoretisch) einzigen Einzelimpuls aufaddiert werden. Die Weiterverarbeitung des so erzeugte Ge­ samtimpulses A+B erfolgt in der bei Radargeräten dieser Art übli­ chen Weise und wird deshalb nicht mehr beschrieben. Dagegen wer­ den die Teilimpulse A und B einer weiteren Auswertung unterworfen, die im einzelnen in Fig. 3 dargestellt ist. Aus dieser Auswertung läßt sich eine Information über die Dopplerfrequenz und damit über die Geschwindigkeit des Zieles gewinnen.

Zur besseren Erläuterung der Zusammenhänge bei den Teilimpulsen A und B wird nachfolgend auf Berechnungen Bezug genommen.

Die zeitliche Folge der Teilsummen A in der symbolischen Schreib­ weise A (nT) ist darstellbar als:

Dabei ist f die zu messende Dopplerfrequenz der Dopplerschwingung DS nach Zeile b der Fig. 1.

Ebenso gilt für die Teilsummen B

Man erhält nach Umformung und Ausrechnung:

Aus den Signalfolgen nach den Gleichungen (3) und (4) werden Sum­ me und Differenz gebildet:

Die Summe nach Gleichung (5) ist eine Folge von Abtastwerten aus dem Sinus-Signal der Frequenz f, der Phase ϕ*=ϕ+2 π f τ (vgl. Fig. 1 Zeile d), abgetastet mit der Periode T. Die Amplitude ist abhän­ gig von der bekannten Zeit τ und der zu bestimmenden Frequenz f. Die Differenz nach Gleichung (6) ist eine Folge von Abtastwerten aus einem Cosinus-Signal gleicher Frequenz und Phase. Die Ampli­ tude ist ebenfalls abhängig von τ und f.

Summen- und Differenz-Signal sind gegenseitig um 90° phasen­ verschoben.

Die gewünschte Information liegt in den Amplituden der beiden Signalfolgen. Eine Betragbildung (Gleichrichtung) mit anschließen­ der Integration liefert die gewünschten Amplitudenwerte. Aus der gleichgerichteten und zeitlich gemittelten (Tiefpaß) Summe und Differenz wird der Quotient gebildet, um von der Signalamplitude U unabhängig zu werden.

Das Meßverfahren ist eindeutig bis π · f · τ = π/2 oder

Bei Verwendung eines nicht codierten Einzelimpulses mit der Perio­ dendauer T ergäbe sich ein eindeutiger Meßbereich bis zu einer ma­ ximalen Dopplerfrequenz von . Es liegt auf der Hand, daß wie aus Gleichung (8) hervorgeht, gemäß der Erfindung der Eindeutig­ keitsbereich in einem starken Maß erhöht werden kann.

Wenn an Stelle der in Fig. 1 angenommenen Aufteilung des Echoimpul­ ses EZ in zwei Teilimpulse eine noch feinere Teilung gewählt wird, der Wert m also nicht gleich zwei sondern größer eingesetzt wird, so kann entsprechend Gleichung (8) die eindeutig bestimmbare Fre­ quenz noch mehr erhöht werden, weil in diesem Fall der Wert von τ entsprechend kleiner wird. Durch die Erfindugn sind somit prak­ tisch für alle interessierenden Frequenzbereiche eindeutige Ge­ schwindigkeitsbestimmungen möglich, ohne daß irgendwelche Blind­ geschwindigkeitswerte überschritten würden.

Die Durchführung der Geschwindigkeitsbestimmung im einzelnen ist in Fig. 3 näher erläutert. Der Sendeteil des dort dargestellten Radargerätes besteht aus dem Codegeber CG, dem Sender SE (mit der nicht dargestellten Modulationsstufe), der seinerseits mit dem Sendeempfangsschalter SE verbunden ist. Die in bekannter Weise codierten Sendeimpulse nach Fig. 1 Zeile a werden über die An­ tenne A abgestrahlt. Nach der Reflexion an einem Ziel wird das empfangene Echosignal dem Radarempfänger RE zugeleitet. Zur Steuerung der notwendigen Umschaltvorgänge ist in bekannter Weise ein Taktgeber TG vorgesehen. Die Empfangssignale durchlaufen, ge­ gebenenfalls nach Mischung, nach der Demodulation ein Bewegtzeichenfil­ ter DF und gelangen so zu einem Pulskompressionsnetzwerk PK. Die­ ses Pulskompressionsnetzwerk entspricht der in Fig. 2 dargestell­ ten Anordnung. Der Vergleichscode im dortigen Codespeicher VC wird vom Codegeber CG geliefert. Am Ausgang des Pulskompressionsnetz­ werkes liegen die beiden Teilimpulse A und B vor. Über die Summier­ stufe SAB wird die Summe dieser Impulse A+B gebildet. Es folgt eine Betragsbildung (z. B. Gleichrichtung) in der Einrichtung BT, ein Tiefpaß, eine Schwelle SW und schließlich eine Entfernungs­ meßeinrichtung, z. B. in Form eines Bildschirmes BS.

Der zur Geschwindigkeitsbestimmung dienende Teil des Radargerätes enthält eine erste Additionsstufe SAB1, in der die Summe S=B+A der beiden Teilimpulse gebildet wird. In einer weiteren Additions­ stufe SAB2 wird die Differenz D+B-A der beiden Teilimpulse A und B erzeugt. Hierzu ist die Zuleitung des Teilimpulses A eine Vorzeichenumkehrstufe VZ eingeschaltet. Die beiden Signale S und D durchlaufen nacheinander in parallelen Zweigen eine Schaltung zur Betragsbildung BTS bzw. BTD, einen Tiefpaß TPS bzw. TPD und eine Schwelle SWS bzw. SWD. Der am Ausgang der Schwelle SWS vor­ handene Spannungswert S* wird einer Quotientenschaltung QS zuge­ führt. Ebenso gelangt der von der Schwelle SWD kommende Spannungs­ wert D* zu dieser Quotientenschaltung QS. Dort wird somit der Wert D*/S* gebildet. Wie aus Gleichung (7) hervorgeht ist dieser Wert das Maß für die Dopplerfrequenz f. Wird somit die so erhaltene Spannung in einem entsprechend geeichten Meßgerät GA angezeigt, so ist dort die Geschwindigkeit des Bewegtzieles ablesbar.

Da im der Entfernungsmessung dienenden Übertragungsweg der größte Störabstand erreichbar ist, kann es in vielen Fällen zweckmäßig sein, eine Geschwindigkeitsanzeige nur dann durchzuführen, wenn der Schwellenwert der Schwelle SW nach Fig. 3, d. h. im Summenkanal, eindeutig durch Echosignale überschritten wird. In der Geschwin­ digkeitsanzeige GA sind entsprechende Sperreinrichtungen vorgese­ hen, welche eine Anzeige normalerweise sperren. Wird dagegen am Ausgang der Schwelle SW ein Signal erhalten, so wird dieses Signal als Freigabesignal für die entsprechende Geschwindigkeitsanzeige benutzt. Nach dem Unterschreiten der Schwelle SW bleibt die Ge­ schwindigkeitsanzeige weiterhin gesperrt.

Schließlich kann es auch in vielen Fällen zweckmäßig sein, die Ge­ schwindigkeitsanzeige nur dann durchzuführen, wenn die günstigsten Verhältnisse sind. Dies ist beispielsweise dann der Fall, wenn sich das Ziel gerade im Maximum der Strahlungskeule der Antenne AN nach Fig. 3 befindet. Hierzu können beispielsweise mehrere getrennte Schwellen­ werte bei der Schwelle SW vorgesehen werden. Erst bei Überschreiten eines entsprechend hohen Schwellenwertes und dem dadurch angezeigten Erreichen eines sehr hohen Geräuschabstandes wird dann die Ge­ schwindigkeitsanzeige bei dem Anzeigegerät GA freigegeben.

Es ist auch möglich umgekehrt, die Anzeige von Zielen z. B. auf dem Bildschirm BS oder die weitere Auswertung von Zieldaten davon ab­ hängig zu machen, ob eindeutig ein Bewegtziel festgestellt worden ist. Hierzu wird bei Überschreiten einer bestimmten Ansprech­ schwelle der Geschwindigkeitsanzeige GA ein Signal zu dem ent­ sprechenden Bildschirm BS oder der Auswerteeinrichtung übertragen, welches die Freigabe bewirkt (angedeutet durch die gestrichelte Linie). Darüber hinaus kann der Geschwindigkeitswert, welcher durch die Anzeigeeinrichtung GA ermittelt worden ist, ebenfalls in bekannter Weise zusätzlich auf dem Bildschirm BS dargestellt werden. Dies läßt sich z. B. dadurch realisieren, daß neben dem Zielpunkt als Zahlenwert die Geschwindigkeit oder der Geschwin­ digkeitsbereich angezeigt wird.

Da im Übertragungsweg für die Entfernungsmessung bei der Anordnung nach Fig. 3 ebenfalls die Summe S=B+A der beiden Teilimpulse gebildet wird, kann diese Schaltung vereinfacht werden. Einzelhei­ ten hierzu sind anhand von Fig. 4 erläutert, welche einen Teilaus­ schnitt aus dem Aufbau nach Fig. 3 zeigt. Nach dem Pulskompressions­ netzwerk PK werden die Teilimpulse A und B der Additionsschaltung SAB2 zugeführt. Bei dem Teilimpuls A wird hierbei eine Vorzeichen­ umkehr mittels der Stufe VZ vorgenommen. Nach Betragsbildung in der Schaltung BTD und nach Durchlaufen des Tiefpasses TPB liegt eben­ so wie bei dem entsprechenden Teil der Fig. 3 der Wert D* vor.

Der Wert S* dagegen wird vom Ausgang des Tiefpaßfilters TP gewon­ nen. Hierbei ist lediglich darauf zu achten, daß die Schaltelemente BT und BTD sowie TP und TPD gleich aufgebaut sind, so daß beide Si­ gnalteile die gleiche Beeinflussung erfahren. Die Signale S* und D* werden in der bei Fig. 3 beschriebenen Weise in der Quotienten­ stufe QS verarbeitet und dann entsprechend angezeigt.

Um den Einfluß von Rauschstörungen in dem zur Messung der Ge­ schwindigkeit dienenden Kanal möglichst klein zu halten bzw. weitgehend auszuschalten, kann so vorgegangen werden, daß die Quotientenbildung vor der Gleichrichtung erfolgt. Es ist auch mög­ lich, die Gleichrichtung entfallen zu lassen. Das Rauschsignal hat noch positive und negative Amplitudenwerte; es verändert das Meßergebnis ohne den Mittelwert zu verschieben.

Um dies durchzuführen müßten die beiden Signale nach Gleichung (5) und Gleichung (6) die gleiche Phase besitzen und nicht um 90° pha­ senverschoben sein. (Angedeutet durch die Werte Sinus und Cosinus bei den genannten Gleichungen.) Eine Schaltungsanordnung hierfür ist in Fig. 5 dargestellt. Das Empfangssignal EZ wird zwei getrenn­ ten Übertragungskanälen zugeführt. Der eine Übertragungskanal (Si­ nus-Kanal) enthält einen Mischer MIS, einen Analog-Digital-Wand­ ler ADS, ein Dopplerfilter DFS, eine Pulskompressionsschaltung PKS. Am Ausgang dieser Pulskompressionsschaltung treten die Signale As und Bs auf. Diese Signale werden in einer weiteren Additionsschal­ tung ASS1 zu dem Summensignal Bs+As zusammengefaßt. Darüber hinaus wird das Differenzsignal Bs-As gebildet. Hierzu ist in die Übertragungsleitung für das Signal As eine Vorzeichenumkehr­ stufe VZS eingeschaltet und eine Additionsschaltung ASS2 vorgese­ hen.

Der Kanal für die Übertragung des Cosinussignals besteht aus einem Mischer MIC, einem Analog-Digital-Wandler ADC, einem Bewegtzeichen­ filter DFC, einem Impulskompressionsnetzwerk PKC sowie einer Addi­ tionsschaltung ASC1. Der Überlagerungsoszillator ZFO für die Bil­ dung der Zwischenfrequenz ist für die beiden Mischer MIS und MIC gemeinsam. In die Zuleitung zum Mischer MIS ist ein 90°-Phasen­ schieber PHS eingeschaltet. Dadurch ist der obere Kanal zu einem Sinuskanal, der unter Kanal zu einem Cosinuskanal geworden.

Am Ausgang der Additionsstufe ASC1 treten die Signale Bc+Ac auf. An der Ausgangsklemme NSK kann somit das normale Summensignal Bc + Ac abgenommen und für die Entfernungsmessung in bekannter Weise weiterverarbeitet werden (normale Pulskompression).

In gleicher Weise ist beim Sinussignal eine Ausgangsklemme NSS nach der Additionsstufe ASS1 vorgesehen. Diese Ausgangsklemme er­ möglicht ebenfalls die Entfernungsmessung mit Hilfe der im Sinus­ kanal auftretenden Summensignale.

Mittels der Vorzeichenumkehrstufe VZC und der Additionsstufe ASC2 wird die Differenz Ac - Bc aus den Spannungswerten Ac und Bc ge­ bildet. Das Summensignal Bs + As wird der Quotientenschaltung QS2 zugeführt, welche auch den Differenzwert Ac - Bc erhält. Am Aus­ gang der Quotientenschaltung QS2 tritt in später näher zu erläu­ ternder Weise eine Funktion tan π f τ auf, die zur Geschwindig­ keitsauswertung herangezogen werden kann. Die Signale Bc + Ac und die Differenzsignale Bs - As werden der Quotientenschaltung QS1 zugeführt, an deren Ausgang entsprechend das Signal tan π f τ auftritt. Die beiden Ausgangssignale der Quotientenschaltung QS1 und QS2 werden einer Additionsstufe ASG zugeführt, deren Ausgang mit GAK bezeichnet ist. Darüber hinaus wird der Ausgang der Quotien­ tenschaltung QS1 einer getrennten Ausgangsklemme CAK zugeleitet. Für die Ausgangssignale der Quotientenschaltung QS2 ist eine Aus­ gangsklemme SAK vorgesehen. Mittels eines Umschalters SU kann diejenige Ausgangsklemme an einen nachgeschalteten Tiefpaß TPG angeschaltet werden, welche den besten Geräuschabstand liefert. Über ein entsprechend geeichtes Auswertegerät GA wird die Ge­ schwindigkeitsanzeige vorgenommen.

Für den Cosinuskanal der Ausführungsform nach Fig. 5 erhält man unter Berücksichtigung der Cosinusschwingung nach Zeile c in Fig. 1 folgende Beziehungen:

Man erhält durch Umformung und Ausrechnung daraus

A(nT) aus (3) wird zu As(nT), B(nT) aus (4) wird zu Bs(nT).

Wichtig sind die vier Signalkombinationen:

Aus den gleichphasigen Signalen der Gleichungen (15), (18) bzw. (16), (17) wird, nun ohne vorherige Gleichrichtung, bei jedem Ab­ tastwert der Quotient gebildet.

Aus Ausgang von QS1 nach Fig. 5 entsteht

Aus Ausgang von QS2 nach Fig. 5 entsteht

Die Quotienten Q1(nT) und Q2(nT) sind ebenfalls eine Folge von Abtastwerten, aber mit konstantem Wert = tan π f τ. Da der Wert von τ bekannt ist, kann die gesuchte Dopplerfrequenz f daraus ermittelt werden.

Zur Erhöhung der Meßgenauigkeit werden die Abtastfolgen Q1(nT) oder Q2(nT) oder ihre Summe in dem Tießpaß TPG aufintegriert und dann ausgewertet werden.

Claims (12)

1. Pulsradargerät, bei dem phasensprungcodierte Sende­ impulse erzeugt werden und empfangsseitig nach kohären­ ter Demodulation mit den Echoimpulsen die Pulskompression durchgeführt wird, wobei zeitlich aufeinanderfolgende und in einer bestimmten Beziehung zueinander stehende Echoimpulse jeweils getrennt der Pulskompression unter­ worfen und die so gebildeten getrennten Teilimpulse zur gemeinsamen Verarbeitung weitergeleitet werden, da­ durch gekennzeichnet, daß zur an sich bekannten Dopplerfrequenzauswertung die Teil­ impulse (A, B) durch die Auftrennung eines Echoimpul­ ses (EZ) in m Teilbereiche gebildet sind, so daß nach der Pulskompression m Teilimpulse vorliegen, und daß aus dem Amplitudenvergleich dieser Teilimpulse (A, B) die Dopplerfrequenz (f) dadurch gewonnen ist, daß die jeweiligen Amplitudenwerte der Teilimpulse (A, B) als Abtastproben einer die Dopplerfrequenz (f) darstellenden Wechselspannung (DS) derart ausgewertet werden, daß durch Quotientenbildung aus den zeitlichen Mittelwer­ ten (D*, S*) der Differenz (D) und der Summe (S) der Abtastproben eine Meßgröße (tan π f τ) erzeugt wird, die unabhängig von der Phase (ϕ) und der Amplitude (U) der Dopplerfrequenzschwingung (DS) deren Frequenz (f) an­ gibt.

2. Pulsradargerät, bei dem phasensprungcodierte Sende­ impulse erzeugt werden und empfangsseitig nach kohä­ renter Demodulation mit den Echoimpulsen die Puls­ kompression durchgeführt wird, wobei zeitlich aufein­ anderfolgende und in einer bestimmten Beziehung zuein­ ander stehende Echoimpulse jeweils getrennt der Puls­ kompression unterworfen und die so gebildeten getrennten Teilimpulse zur gemeinsamen Verarbeitung weitergeleitet werden, dadurch gekennzeichnet, daß zur an sich bekannten Dopplerfrequenzauswertung die Teilimpulse (A, B) durch die Auftrennung eines Echo­ impulses (EZ) in m Teilbereiche gebildet sind, so daß nach der Pulskompression m Teilimpulse vorliegen, und daß aus dem Amplitudenvergleich dieser Teilimpulse (A, B) die Dopplerfrequenz (f) dadurch gewonnen ist, daß die jeweiligen Amplitudenwerte der Teilimpulse (A, B) als Abtastproben einer die Dopplerfrequenz (f) darstellenden Wechselspannung (DS) derart ausgewertet werden, daß durch Quotientenbildung aus der Differenz (Ac - Bc) der Abtastproben und der Summe (Bs + As) der Abtastproben eines 90° phasenverschobenen Signalkanals eine Meß­ größe (tan π f τ) erzeugt wird, die unabhängig von der Phase (ϕ) und der Amplitude (U) der Dopplerfrequenz­ schwingung (DS) deren Frequenz (f) angibt.

3. Pulsradargerät nach Anspruch 1 oder 2, da­ durch gekennzeichnet, daß m = 2 gewählt ist.

4. Pulsradargerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß bezogen auf die zu bestimmende Dopplerfrequenz ein Sinuskanal (MIS . . .) und ein Co­ sinuskanal (MIC . . .) gebildet ist, daß jeder dieser Kanäle ein die m Teilimpulse lieferndes Pulskompressionsnetzwerk (PKS, PKC) aufweist, daß die Summen (As+Bs: Bc+Ac) und die Differenzen (Ac-Bc; Bs-As) der Teilim­ pulse (As, Bs; Ac, Bc) gebildet sind und daß kreuz­ weise in zwei Quotientenstufen (QS1, QS2) die Quotien­ ten aus den Summen und den Differenzen der beiden Kanäle gebildet sind.

5. Pulsradargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilimpulse (A, B) über eine nachgeschaltete gemeinsame Summier­ stufe (SAB) zusammengefaßt und so ein einziger resul­ tierender Gesamtimpuls (A+B) gebildet ist.

6. Pulsradargerät nach Anspruch 2 oder 4, da­ durch gekennzeichnet, daß die Teilimpulse (As, Bs; Ac, Bc) der beiden Signalkanäle über je eine nachgeschaltete gemeinsame Summierstufe (ASS1, ASC1) zusammengefaßt und so je ein einziger resultierender Gesamtimpuls (As+Bs; Ac+Bc) gebildet ist,

7. Pulsradargerät nach einem der Ansprüche 1, 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang der Stufe (QS) zur Quotientenbil­ dung ein entsprechend geeichtes Meßgerät (GA) ange­ schlossen ist.

8. Pulsradargerät nach einem der Ansprüche 2, 4 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß wahlweise der Ausgang einer der Quotientenstufen (QS1 bzw. QS2) der beiden Signalkanäle oder die Ausgänge beider Quotientenstufen nach Zusammenfassung in einer Additions­ stufe (ASG) über einen Tiefpaß (TPG) an ein geeich­ tes Meßgerät (GA) angeschlossen ist.

9. Pulsradargerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß wahlweise zur Ver­ besserung des Störabstandes der Ausgang der ersten oder der Ausgang der zweiten Quotientenstufe (QS1, QS2) zur Geschwindigkeitsbestimmung herangezogen wird.

10. Pulsradargerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß über eine Summier­ stufe (ASG) die Ausgänge der beiden Quotientenstufen (QS1, QS2) zusammengefaßt und dieser so erhaltene Wert, gegebenenfalls wahlweise, zur Geschwindigkeitsbestim­ mung herangezogen wird.

11. Pulsradargerät nach einem der Ansprüche 3 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Geschwindigkeitsbestimmung nur dann vorgenommen wird, wenn ein entsprechender Schwellenwert (SW) am Ausgang des die normale Pulskompression (A+B; As+Bs, Ac+Bc) verarbeitenden Kanals überschritten ist.

12. Pulsradargerät nach einem der Ansprüche 3 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzeige oder Auswertung von Echosignalen bei der normalen Pulskompression (A+B; As+Bs, Ac+Bc) nur zu­ gelassen wird, wenn bei der Geschwindigkeitsbestimmung ein Bewegtziel festgestellt ist.