DE2508796A1

DE2508796A1 - Eindring-detektorsystem auf ultraschall- oder mikrowellenbasis

Info

Publication number: DE2508796A1
Application number: DE19752508796
Authority: DE
Inventors: Kenneth R Hackett
Original assignee: SONTRIX Inc
Current assignee: SONTRIX Inc
Priority date: 1974-03-27
Filing date: 1975-02-28
Publication date: 1975-10-09
Also published as: IT1029877B; FR2266234B1; US3942178A; JPS50129200A; GB1509682A; FR2266234A1; NL7502198A; CA1044353A

Description

BROSE^DKaBROSE KarlA-Dr^^^CC ^DKarl ΒΓΙ^^ΟΓ Diplom

Ingenieure

D-8023 München-Pullach, Wiener Str. 2; Tel. (089) / 93 30 71 · felex 521>Ί47 b'os d; Ceblev -Patentibus» München

Ihr Zeichen: Tag:

f.: v.I/sta - 455 260 Date: 27. Febr. 1975

SONXRIX, INC., eine Firma nach den Gesetzen des Staates Colorado, TJSA, 4593 North Broadway, Boulder. Colorado 80302, USA

Eindring—Detektorsystem auf Ultraschall— oder Mikrowellenbasis

Die Erfassung von Echosignalen unter Verwendung der Phasenverschiebungs-Detektortechnik in CW-Systemen

strich

(Dauer-Systemen), bei denen das rückkehrende Echosignal tief im Rauschen untergeht, ist in den US-Patentschriften 3 432 855 und 3 733 581 beschrieben. Bei den grundlegenden Ausführungeformen, die in diesen Patentschriften beschrieben sind, werden die Ausgangsgrößen von um 90 ° phasenverschiebenden Mischer-Detektoren dann zueinander in Beziehung gebracht, nachdem eine der Mischerausgangegrößen einer weiteren Phasenverschiebung um 90 ° ausgesetzt wurde.

509841/0585

Da die bei einem Ultraschall-Eindringdetektoralarmsystem auftretenden Signale einen Bereich von ca. 3 Oktaven in dem erfaßten Dopplersignal umfassen, muß diese zusätzliche Phasenverschiebung, die bei dem genannten System erforderlich ist, diesen Bereich mit relativ konstantem Ämplitudenansprechverhalten vorsehen. Phasenschieber dieses Typs, die für die relativ niedrigen Frequenzen in einem Eindring-Detekt or alarmsystem ausgelegt sind, sind kostspielig und schwierig herzustellen. Darüber hinaus müssen diese bekannten Schaltungen in den zwei Kanälen gut abgeglichen sein, um die Signale im wesentlichen gleich zu halten, wobei dann, wenn diese multipliziert werden oder zueinander in Beziehung gebracht werden oder in anderer Weise verglichen werden, um die Rauschkomponenten zu beseitigen, die gewünschten Target komponenten proportional zum Quadrat der Signalamplituden sind, da die zwei gleichen Amplitudensignale miteinander multipliziert werden. In Systemen, bei denen keine Signalkorrelation zur Anwendung gelangt, um eine Ausgangsgröße proportional zum Produkt der zwei Ausgangsgrößen zu erzeugen, gelangt eine bestimmte Art der Signalsummierung zur Anwendung, und die Forderungen hinsichtlich des Kanalabgleichs, um die um 90 ° phasenverschobenen Kanalsignale hinsichtlich der Amplitude gleich zu halten, werden noch schwerwiegendere Systeme, die durch Antastung der Spitzenamplitude eines der Kanalsignale arbeiten, und zwar basierend auf Antastimpulsen, die von Phasenverschiebungs-Zeit steuerpunkten abgeleitet werden, welche in dem anderen Kanal zur Verfugung stehen, verlieren einen wesentlichen Teil der nützlichen Informationen und substituieren die Probeentnahmewerte mit dem Ergebnis, daß derartige Systeme unmittelbar blockiert werden können oder unempfindlich gemacht werden können, und zwar bei hochfrequenten Geräuschkomponenten, die ein symmetrisches Frequenzspektrum aufweisen, wenn sie durch die Mischstufen übersetzt werden. Eine derartige Störung kann den dynamischen Bereich des Systems mit solchen symmetrischen Signalen überschreiten, und es werden die statistisch unzureichend getasteten Targetinformationen überdeckt, um das Auslösen eines Alarms zu verhindern.

5098A1/058S

Beim Gegenstand der vorliegenden Erfindung gelangt eine Erfassung einer gO-Grad-Phasenverschiebung in einem CW-Eindring-Detekt or alarmsystem zur Anwendung, und es werden die 90 ° phasenverschobenen Ausgangsgrößen der zwei Mischstufen direkt verarbeitet, ohne eine weitere Phasenverschiebung vorzunehmen, und zwar auf einer kontinuierlichen Grundlage, wobei eine Signalverarbeitung zur Anwendung gelangt, die im wesentlichen auf die Phasendrehung anspricht, welche die phasenverschobenen Signale kennzeichnet. Durch Multiplikation jedes dieser Signale mit der Ableitung des anderen Signals und durch Kombination der Produkte wird eine Größe erhalten, die direkt proportional zum Drehmoment ist, welches die Phasendrehung verursacht, ohne daß dabei die Notwendigkeit nach einer breitbandigen Konstantamplituden-Phasenschiebeschaltung besteht. Durch Normierung dieser Ableitungen, die als Produkte zur Herleitung dieser Größe verwendet werden, wird die Forderung nach einem abgeglichenen Kanalsystem weitgehend reduziert bzw. vereinfacht. Da schließlich jedes der Produkte ein kontinuierliches Informationssignalpaket enthält, und zwar mit den gesamten Target- und Störzeichen-Informationssignalprodukten, kann ein vollständiger Kanal entfallen, und es läßt sich eine Alarmanzeige durch Integrierung des Ansprechverhaltens eines einzelnen Produktkanals erzielen. Dadurch werden Schaltungsanforderungen imä Betrachtungen hinsichtlich des Abgleiche zwischen zwei Kanälen auf Bin absolutes Minimum reduziert, wobei jedoch ein dauernd den vollen Informationsgehalt bzw. Signal verarbeitendes System beibehalten wird, welches eine hohe Empfindlichkeit und Demodulations vermögen hinsichtlich Targetsignalen besitzt, und zwar bei Vorhandensein von Rauschen mit sehr viel größerer Amplitude als diejenige der Targetechosignale, und welches auch nicht durch das Phasenansprechverhalten über mehrere Oktaven der Dopplerfrequenzinformationen eingeschränkt ist und auch nicht durch um 90 ° phasenverschobene Produkte der Amplitude in zwei Kanälen gesättigt ist, welche den dynamischen Amplitudenbereich begrenzen.

Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nun folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen

809841/0585

unter Hinweis auf die Zeichnungen. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines vollständigen CW-Eindring-Detektoralarmsystems;

Pig. 2 eine sehematische Darstellung einer elektromechanischen» auf Phasendrehung ansprechenden Vorrichtung?

Fig. 3 ein Phasendiagramm, welches die Signalkomponenten bei der Phasendrehung wiedergibt;

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer elektronischen analogen Ausführung des elektromechanischen Signalprozessors von Fig. 2;

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines vereinfachten Phasendrehungs-Signalprozessors;

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Pfeasendrehungs-Signalprozessors, bei dem normierte Faktoren zur Anwendung gelangen, um die Signalprodukte zu erhalten;

Fig. 7 eine vereinfachte Version eines normierten Signalproduktpro zessors;

Fig. 8 A und 8 B Wellenformen zur Veranschaulichung der Signalverarbeitung für OrtungsObjekte, die sich zum Sender hin und von diesem weg bewegen, und zwar mit normierten differenzierten Signalen;

Fig. 9 einen Satz von Wellenformen zur Veranschaulichung der Betriebsweise des Systems von Fig. 7» wobei sowohl bewegte Ortungsobjekte, als auch störende Signalphenomene gleichzeitig auftreten; und

Fig. 10 einen schematischen Schaltplan eines vereinfachten Vierquadrantenmultiplizierers mit einem normierten

509841 /0585

Faktor.

Gemäß Fig. 1 ist die allgemeine Anordnung eines 90 phasen-

strich

schiebenden Detektor-Dauer-Radarsystems gezeigt, und dieses besteht aus einem Oszillator 1, der entweder aus einem Ultraschalloszillator oder einem Mikrowellenoszillator bestehen kann und Energie von einem Wandler in den Raum, der geschützt werden soll, aussendet. Die vom Raum und von Gegenständen innerhalb des Raumes reflektierte Energie wird an einem Empfängereingang 2 empfangen und wird identischen Signalmisehstufen 3 und 4 zugeführt. Die Mischstufen 3 und 4 überlagern die einfallenden empfangenen Signale mit einer Probe der Frequenz aus dem Oszillator 1, die gemäß Fig. 1 direkt der Mischstufe 4 zugeführt wird, und zwar mit einer Phasenvoreilung von 90 ° auch über den Phasenschieber 5 zur Mischstufe 3 zugeführt wird. Irgendeine gut bekannte Kopplungseinrichtung kann dafür verwendet werden, um eine kleine Signalprobe aus dem Oszillator 1 auszuwählen, die als Überlagerungssignal verwendet wird« Die Ausgangsgrößen der Mischstufen 3 und 4 werden durch Bandpaßfilter 6 und 7 ausgewählt, um die Differenzfrequenz zu gewinnen bzw. auszuwählen, die das Ergebnis des Dopplereffektes darstellt, der an Ortungsobjekten entsteht, welche die Energie zum Empfängereingang 2 reflektieren, wobei sich die Ortungsobjekte relativ zu den Sender- und Empfängerwandlern in Bewegung befinden. Der Bandpaß der Filter 6 und 7 entspricht somit normalerweise dem Basisband der Dopplerfrequenzverschiebung, die von interessierenden Ortungsobjekten erwartet wird. Der bis hierher beschriebene Abschnitt von Fig. 1 ist für den Fachmann verständlich und entspricht allgemein den Merkmalen bzw. Anordnung, wie sie in den erwähnten US-Patenten beschrieben sind.

Gemäß der vorliegenden Erfindung werden, die unmittelbaren Ausgangsgrößen der Mischstufen 3 und 4, bei denen die hochfrequenten Mischkomponenten durch die Filter 6 und 7 entfernt wurden, direkt durch einen Phasendrehungs-Prozessor 10 verarbeitet, der ein Ausgangasignal erzeugt, welches die Netto- öder resultierenden Phasendrehungskräfte wiedergibt, die durch die in

509841/0585

Betracht gezogene Wirkung oder Vorgang der hinsichtlich einer 90-Grad-Phas enver β chi ebung demodulierten Signale aus den Mischstufen 3 und 4 erzeugt werden. Die Ausgangsgröße des Prozessors 10 besteht aus einem bipolaren Signal 9, welches einem Integrator 10 zugeführt wird, wobei die integrierte Ausgangsgröße 11 des Integrators einer Schwellenschaltung 12 zugeführt wird, die in betätigtem Zustand als Alarmeinrichtung 13 arbeitet. Der Integrator 10 verarbeitet das bipolare Signal 9 und arbeitet mit dem vorangegangenen signalverarbeitenden System zusammen, um die Energiekomponenten des Spektrums zu beseitigen, die von Störunge- und Rauschkomponenten herstammen. Nach den genannten Patentschriften ist diese Energie auf beiden Seiten der Sendefrequenz verteilt, wenn sie über eine Zeitperiode betrachtet wird wie bei der Integration, während die Energie, welche die Dopplerverschiebung von einem bewegten Ortungsobjekt enthält, eine Signalkomponente auf der einen oder der anderen Seite der Senderfrequenz erzeugt und dadurch kumulativ auf einen Wert integriert wird, der die von der Schaltung 12 vorgegebene Schwelle überschreitet und dadurch die Alarmeinrichtung 13 betätigt.

Die Ausgangsgrößen aus den Filtern 6 und 7» welche die Dopplerfrequenzen wiedergeben, werden von den Mischstufen 3 und 4 abgegriffen und sind mit X und Y bezeichnet und gelangen als Eingangsgröße zum phasendrehenden Prozessor 10. In Fig. 2 gelangen diese Signale zu den räumlich 90 ° phasendrehenden Wicklungen eines festen Rotors eines Zwsiphaseninduktionsmotors. Es werden somit die Statorwicklungen 14 und 15 der Reihe nach mit dem X-Signal erregt, und die Wicklungen 16 und 17 werden der Reihe nach mit dem Y-Signal erregt ₆ Der aufgrund des Stromflusses in den jeweiligen Spulensätzen resultierende Fluß wird durch die Vektoren b und b in Fig. 2 angezeigt. Der Rotor 18 des Motors ist festgehalten, und die auf den Rotor wirkende Kraft führt zu dem Entstehen eines Signals in einem Spannungsmeßgerät 19, welches auf der Leitung 21 ein Ausgangssignal erzeugt, welches das auf den Rotor 18 wirkende Drehmoment kennzeichnet. Dieses Drehmoment stellt das Ergebnis des rotierenden Feldvektors b

509841/0585

dar mit einer Winkelgeschwindigkeit ω . Das Signal auf der Leitung 21 kann als Eingangsgröße 9 dem Integrator 10 zugeführt werden und enthält die vollen Signalausgangsinformationen aus den Mischstufen 3 und 4, die für eine integration ohne die Notwendigkeit einer elektrischen Phasensehiebung verarbeitet wurden, um die X- und Y-Signale in Phase oder in Gegenphase zu bringen, wie dies jedoch gemäß dem Stand der !echnik der Fall ist.

Elektromechanische Prozessoren, wie derjenige gemäß Fig. 2» besitzen bestimmte Vorteile, sowohl hinsichtlich der Irägheit, als auch hinsichtlich anderer mechanischer Parameter, um nützliche Operationsfunktionen durchzuführen. Allgemein sind sie jedoch mit Nachteilen behaftet und stellen relativ kostspielige Komponenten dar, so daß manchmal ein vollständiges elektronisches System bevorzugt wird. Zur Erzielung einer zum elektromechanischen System analogen elektrischen Einrichtung soll eine Analyse der Beziehung zwischen den elektrischen Signalen und den auftretenden Kräften unter Hinweis auf Fig. 3 vorgenommen werden.

In Fig. 3 dreht sich der Phasendreher ρ (phasor) mit einer Winkelgeschwindigkeit LJ, die positiv oder negativ verlaufen kann, wie dies gezeigt ist. Die tangentialgeschwindigkeit v™ kann in Ausdrucken der positiven Geschwindigkeit ν in der x-Bichtung und der positiven Geschwindigkeit ν in der y-Eichtung aufgelöst werden, wie dies veranschaulicht ist. Das auf den Botör 18 wirkende Drehmoment m ist auf das resultierende magnetische Vektorfeld ρ bezogen und besitzt Komponenten x, die b entsprechen, und y, die b entsprechen, und seine Winkelgeschwindigkeit to ergibt sich wie folgt:

m = K U; p² (1)

wobei K die Motorübertragungscharakteristik oder Kennlinie für die verwendeten Meßeinheiten darstellt, und m durch die dynamischen Eigenschaften der Signale χ und y bestimmt ist.

50984 1 /0585

Durch Umschreibung der Gleichung (1) läßt sich das Drehmoment wie folgt ausdrücken:

m - K( υ p)p (2)

wobei Cop die Tangentialgeschwindigkeit V₁ an der Spitze des Phasendrehers ρ in Fig. 3 darstellt. Es gilt somit:

m = K₇ ρ (3)

wobei ν™ aus zwei Komponenten besteht:

ν™ = V_n, - ν_φ (4)

V^ stellt die tangentiale Geschwindigkeitskomponente aufgrund von v_. dar (die erste Ableitung von χ). ν_φ ist die tangentia-

Λ Xp

le Ge schwindigke it skomponent e aufgrund von ν (die erste Ableitung von y).

Aufgrund der geometrischen Beziehung gemäß Fig. 3 ergibt sich die folgende Proportionalität:

₌
P V_x ρ v_y

Nach Auflösung nach V_n, und v_m ergibt sich:

Aus Gleichung (4) folgt:

v_T . 1 (xy· - yx») (7)

wobei x» und y¹ (das heißt ν_χ und ν ) die ersten Ableitungen von χ und y darstellen.

509841 /0586

Durch Substitution von (7) in (3) ergibt sich:

m = K(xy* - yx») (8)

wobei der Ausdruck ρ verschwindet. Das Drehmoment ist somit in Ausdrücken von χ und y zum Ausdruck gebracht.

Da das Drehmoment, welches ein Maß des Nettophasen-Drehsignals ist, unmittelbar aus den x- und y-Signalen und deren Ableitungen abgeleitet werden kann, läßt sich elektronisch eine Größe ableiten, die proportional zum Drehmoment ist, wie dies in Fig. 4 veranschaulicht ist. Wie gezeigt, gelangen die x- und y-Eingangsgrößen als direkte Eingänge zu den jeweiligen Multiplizierern 22 und 23 und diese Eingangsgrößen werden nach einer Differenziation in den Differenzierern 24 und 25 als Fakt or eingangsgröße dem Multiplizierer zugeführt, und zwar für das entgegengesetzte Signal, wie angezeigt ist. Demnach besteht die Ausgangsgröße des Multiplizierers 22 aus χ *& oder xy*, und die Ausgangsgröße des Multiplizierers 23 besteht aus y 4ψ oder yx*. Durch Bildung der Differenz zwischen diesen zwei Größen in der Subtrahierstufe 26 erhält man die gewünschte Ausgangsgröße xy* - yx*. Es sei hervorgehoben, daß die Ausgangsgrößen der Multiplizierstufen 22 und 23 kontinuierlich für sowohl bewegte Ortungsobjekte, als auch Störinterferenzreflexionssignale vorhanden sind. Wie in der genannten Patentschrift ausgeführt ist, ist die Störenergie auf beiden Seiten der Sendefrequenz verteilt und sie hebt sich daher in der Ausgangsgröße der Multiplizierstufe auf, nachdem diese Komponenten für eine ausreichend große Zeitperiode integriert wurden. Die kontinuierlichen Frequenzwellen eines bewegten Ortungsobjektes erzeugen jedoch, wenn sie in der Anordnung gemäß Fig. 4 verarbeitet werden, ein gleichmäßiges Signal mit konstanter Amplitude (DC), dessen Polarität die Drehrichtung angibt und somit angibt, ob sich das Ortungsobjekt vom Sender entfernt oder an diesen annähert. Nimmt man die 90 ° phasenverschobenen x- und y-Signale als Sinus- und Cosinusausdrücke bei der Dopplerwinkelfrequenz cu , so erhält man:

5098A1/058B

x = A cos '---= t x* a= -A us sin <*i t y S= A sin bt y* * A ίο cos ui t

Aus (8)

m = K^S cos u t(A Ui cos uj t) - A sin u> t(-A u! sin Ot27 was sich reduzieren läßt auf:

M = KA²U, (9)

Für eine konstante Geschwindigkeit des Ortungsobjektes sind alle Faktoren auf der rechten Seite der Gleichung (9) konstant; damit ist auch m konstant. Das Vorzeichen von m ist eine Funktion des Vorzeichens von ο . +o stellt eine Phasendrehung im Gegenuhrzeigersinn dar. - u) stellt eine Drehung im Uhrzeigersinn dar.

In Fig. 5 ist eine vereinfachte Ausführungsform eines elektronischen Phasendreh-Prozessors wiedergegeben, und er stellt eine Hälfte des symmetrischen Systeme von Fig. 4 dar. Die x-Eingangsgröße wird direkt der Multiplizierstufe 28 zugeführt, und die y—Eingangsgröße wird einer Differenzierstufe 29 zugeführt, deren Ausgangsgröße y* als andere Eingangsgröße dem Multiplizierer 28 zugeleitet wird. Die resultierende Ausgangsgröße aus der Leitung 30 besteht aus der Größe xy* und entspricht präzise der Ausgangsgröße des Multiplizierers 22 in Fig. 4· Es sei hervorgehoben., daß die 90 ° phasenverschiebenden Mischstufen 3 und 4 von. Fig. 1 Ausgaagsdopplersignale erzeugen, die den vollen Informationsgehalt, sowohl hinsichtlich der tatsächlichen Ortungsobjekt—, als auch Störunge- oder Rauschinformationen, enthalten, wobei der einzige Unterschied zwischen diesen in der Phasenbeziehung liegt. Jedes Signal besitzt daher die gleiche Beziehung zu dem anderen Signal, und die Größen xy* und yx* schaffen hinsichtlich ihres Informationsgehaltes eine Redundanz. Die Auswahl der einen oder der anderen der Größen xy* oder yx* sieht den vollen Informationsgehalt vor, ist jedoch

5 0 9 8 4 1/0585

statistisch weniger'effektiv in der Ansammlung von Signalenergie entsprechend "bewegter OrtungsObjekte und ebenso hinsichtlich der Mittelwertsbildung oder der Beseitigung von zurückgeworfener Störungsenergie.

Bei einer ausreichend bemessenen Integrationsperiode mittelt entweder xy^f oder yx» die Störsignale auf 0 und akkumuliert ein Signal anwachsender Größe für ein rückgeworfenes Signal von einem bewegten Ortungsobjekt. Es läßt sich daher die Schaltung von Fig. 5 direkt anstelle des Phasendreh-Prozessors 10 von Fig. 1 einsetzen, so daß sich die verbesserte Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung in Verbindung mit einem vereinfachten und wirtschaftlicher herstellbaren Gerät realisieren läßt. Bei dem Prozessor gemäß Fig. 5 ergibt sich jedoch auch noch ein weiterer Vorteil, der darin besteht, daß dieser Prozessor hinsichtlich eines Kanals keinen Abgleich mit einem identischen Kanal erfordert, der jedoch bei einer Fehlfunktion oder fehlerhaften Arbeitsweise einen Fehlabgleichszustand einführt.

Eine weitere Verbesserung und Vereinfachung ist bei dem abgewandelten Phasendreh-Prozessor gemäß Fig. 6 vorhanden. Es sei aus der Beschreibung des vorangegangenen Ausführungsbeispiels daran erinnert und ebenso an die Gleichungen (9) und (10) erinnert, daß die Größe, die sowohl als Nutzsignal, als auch als Störsignal gemessen wurde, proportional zu dem Quadrat der Amplitude der verschiedenen Signalkomponenten ist. Bei Echosi— gnalsystemen im allgemeinen und bei Eindringalarmsystemen im speziellen ist der dynamische Bereich der auftretenden Signale extrem groß, und das Auftreten von großen Signalen führt manchmal zu einem überschreiten des dynamischen Bereiches der elektronischen Kanäle, die Verstärker, Differenzierstufen und Multiplizierstufen und ähnliche Komponenten enthalten. Die Verarbeitung der Signale, die quadriert werden, unterstreicht dieses Problem und kann zu einem System führen, welches nur Signale verarbeiten kann, die innerhalb eines begrenzten Amplitudenbereiches liegen. Wenn dagegen die Signalinformationen nur mit

5098 h 1/0585

2508798

der ersten Potenz der Amplitudengrößen verarbeitet werden könnten, was eine Operationsumwandlung erforderlich macht, wie beispielsweise Differenziation und Multiplikation, so ließen sich verbesserte Ergebnisse dahingehend erzielen, daß einem weiteren dynamischen Signalbereich Rechnung getragen werden könnte, und das System nicht anfällig ist, durch Signale mit hoher Amplitude außer Betrieb gesetzt zu werden. Gleichzeitig ist es wichtig, daß die verbesserte Verarbeitung unter voller Ausnutzung des Informationsgehaltes der Signale erfolgt, da die schwierige Diskriminierung zwischen dem Nutzsignal und dem reflektierten Störungssignal niehstdestoweniger mit Signalen erreicht werden muß, welche stark durch die Störsignale überdeckt sind.

Durch das System gemäß der Fig. 6 und 7 wird die zuvor geschilderte Betriebsweise und die zuvor erwähnten Vorteile erreicht, indem Signale, wie an früherer Stelle beschrieben wurde, für die Systeme von den Pig. 4 und 5 jeweils verarbeitet werden, wobei jedoch die Amplitudeninformationen von der differenzierten Signalkomponente entfernt sind. Demnach erzeugt in Fig. 6 der Multiplizierer 35 das Produkt aus dem Eingangssignal χ und einer Größe Py¹, welche die Größe y' mit der Polarität von dem y*-Signal darstellt, jedoch mit einer normierten oder Exnheitsamplitudenkonstanten über die gesamte Periode hinweg, während welcher y» bei jeder Polarität verweilt. Der Multiplizierer 36 erzeugt ein Produkt yPx¹, und zwar durch Multiplizieren der diesem zugeführten Größen y und Px¹, welches durch Entfernen der Amplitudeninformationen aus x¹ abgeleitet wird. Das System gemäß Fig. 6 differenziert daher die x-Eingangsgröße in dem Differenzierer 32 und leitet x¹ zu einem Null-Doppelbegrenzer 34, der das Signal Px¹ erzeugt, und zwar mit der Polarität wie diejenige von x¹, jedoch mit konstanter Amplitude. In ähnlicher Weise wird das y-Eingangssignal in einem Differenzierer 31 differenziert, und das Signal y¹ wird einem Null-Doppelbegrenzer 33 zugeführt, um das bipolare Signal Py* mit Einheitsamplitude und der gleichen Polarität wie y' zu erzeugen. Die Ausgangsgrößen der Multiplizierer 35 und 36 werden zu einer Subtrahierstufe 37 geleitet, um auf der Aus-

509841/0585

gangsleitung 38 das Signal xPy' - yPx¹ zu erzeugen, Das System von Fig. 7 ist identisch mit einer Hälfte des Systems von Fig. 6 und schickt die x-Eingangsgröße zu einem Multiplizierer 39, während die y-Eingangsgröße in dem Differenzierer 4I differenziert wird, um y' einem Null-Doppelbegrenzer 40 zuzuführen, der Py¹ zu einem Multiplizierer 39 schickt. Auf der Ausgangsleitung 42 erscheint daher die Größe xPy'.

In den Fig. 8 A und 8 B sind typische Ortungsobjekt-Wellenformen für den Betrieb dieses Systems veranschaulicht, wobei die Multiplikation solcher Wellenformen, die für die normierten Ableitungen oder Konstantwertableitungen als ein Faktor zur Erzielung des Produktes verwendet wird. Die Zeilen (a) und (b) zeigen die Cosinus- und Sinussignale, die von den 9O-Grrad-Phasenschieber-Detektoren 3 und 4 von Fig. 1 erhalten werden. Wie dies aus der genannten ÜS-Patentschrift hervorgeht, ändert sich die relative Phase dieser Signale zwischen 90 ° Voreilung und Nacheilung, und zwar in Abhängigkeit der Richtungsänderung der Bewegung des Zielobjektes. Die in den Zeilen (c) und (d) gezeigten Wellenformen stellen x^f und y^f bzw. differenzierte Werte von χ und y dar. Wie sich aus einer Betrachtung der auf diese Weise erhaltenen Momentanwerte erkennen läßt, erzeugen die Produkte xy¹ und yx¹, wenn sie durch einen 4-Quadrantenmultiplizierer multipliziert werden, kontinuierliche Signalkomponenten mit entgegengesetzter Polarität. Wenn beide Komponenten durch Anwendung des Subtrahierers 26 oder 37 verwendet werden, so sind alle Komponenten additiv, um das maximale Signalansprechverhalten aus den vom Zielobjekt zurückgeworfenen Komponenten anzusammeln. Der Ausgang 38 für das System von Fig. 6 ist somit in Zeile (i) gezeigt. Dieses Signal entsprechend der Zeile (i) stellt das Ergebnis der direkten Addition der Signale dar, die in den Zeilen (g) und (h) gegenüber xPy· und - yPx* gezeigt sind. Bei den Einkanalsystemen ergibt sich ein Ausgangssignal 42, wie in Zeile (g) gezeigt ist. Bei allen Kurvenverläufen (responses) (g), (h) und (i) wird das Produkt durch Signalmultiplikation erhalten, wobei die normierten Ableitungen in den Zeilen (e) und (f) gezeigt sind.· In Fig. 8 sind somit

509841/058B

keine Produkte herausgegriffen, die zur quadrierten Amplitude proportional sind.

Es sei hervorgehoben, daß die normierten Ableitungen Px* und Py', die in den Zeilen (e) und (f) von Fig. 8 gezeigt sind, genau den halben Zyklen der Ableitungen x¹ und y¹ entsprechen, von welchen sie abgeleitet wurden. Demnach wird die Polaritätsinformation der Ableitungen erhalten, während deren Amplitudeninformation zur Erzielung der Größen Px¹ und Py¹ entfernt wird. Da alle der Amplitudeninformationen in den x- und y-Eingangssignalen zur Verfügung stehen, wird keine wesentliche Information bei der Erzielung der Produkte xPy¹ und yPx* verloren. Im Gegenteil, die Vorteile der Verarbeitung der Amplitude des Signals als erste Potenz desselben unter Beibehaltung oder Aufrechterhaltung der Polarität, wie dies bei der 4-Quadrantenmultiplikation erreicht wird, wird durch die einfache und vorteilhafte Differenzierung der x- und y-Wellen und Begrenzung deren Amplitudenwerte erreicht. Obwohl die Begrenzungsfunktion so gezeigt ist, wie sie bei unendlichem Verstärkungsfaktor erscheinen würde, kann eine "weiche¹¹ Begrenzung zur Anwendung gelangen, um ein gewisses dynamisches Ansprechverhalten des Produktes xy^f für Signale mit niedrigem Wert vorzusehen, wobei die Null-Doppelbegrenzer lediglich eine harte Polaritätsbegrenzung für Echorückkehrsignale großer Amplitude vorsehen.

In Pig. 9 ist die Betriebsweise des Systems von Fig. 7 für den Fall dargestellt, daß sowohl bewegte OrtungsObjekte, als auch Interferenzsignalphänomene vorhanden sind. In den Fig. 9 a und b stellt die strichlierte Kurve die im wesentlichen sinusförmige Signalkomponente dar, die durch einen guten Target-Reflektor, der sich mit nahezu konstanter Geschwindigkeit bewegt, erzeugt wird. Die Störsignalkomponenten, die in dem Spektrum auf gegenüberliegenden Seiten von der Sendefrequenz einheitlich verteilt sind, führen zu Komponenten, die relativ zu den vom bewegten Ortungsobjekt zurückkehrenden Signalen verteilt sind. Die Kombination dieser verteilten Signale mit dem sinusförmigen Rückkehr signal von dem bewegten Ortungsobjekt führt zu der Er-

5098A1/0585

250873S

zeugung eines typischen x-Signals, wie es in Zeile (a) als ausgezogene Kurve gezeigt ist. Ein ähnliches Signal, welches um 90 ° phasenverschoben ist, wird als y-Signal aus der anderen Mischstufe erhalten und nach einer Differenzierung dieses Signals erscheint es in Relation zu dem x-Signal, wie in Zeile (Td) von Fig. 9 gezeigt ist. Durch eine Null-Doppelbegrenzung oder Begrenzung des Signals in der Zeile (b) wird die normierte oder konstante Amplitude der Zeile (c) erhalten, welche die gleiche Polaritätsinformation aufweist, wie sie in dem y^f-Signal von Zeile (b) enthalten ist. Die Multiplikation der Zeilen (a) und (c) führt zu dem Signal der Zeile (d). Wie man erkennt, wurden durch die 4-Quadrantenmultiplikation die OrtungsobQektsignalkomponenten gleichgerichtet, so daß sie eine einzige (positive) Polarität besitzen, wobei die Störkomponentensignale oberhalb und unterhalb der strichliert gezeichneten gleichgerichteten sinusförmigen Wellenform verteilt sind. Während der Integration hebt sich natürlich der positive und der negative Störfehler relativ zur strichlierten Kurvenlinie auf, und es wird das unverfälschte Ortungsobjektsignal trotz des Vorhandenseins der Störrückkehrsignale wiedergewonnen.

Fig. 10 zeigt einen schematischen Stromlaufplan für eine Festkörper— oder integrierte Schaltung eines vereinfachten Systems, welches allgemein dem in Fig. 7 gezeigten System entspricht. Bei dieser Ausführungsform besitzt der ^Quadrantenmultiplizie— rer einen linearen Kanal, um genau die Amplitudenfunktion eines Signalkanals einzuführen, während der andere Faktor lediglich als Polaritätsinformation, wie in Verbindung mit Fig. 7 beschrieben wurde, verarbeitet wird, so daß dieser Kanal vereinfacht ist und mit der Begrenzungs- oder Aufspaltungsfunktion als Teil kombiniert ist. Gemäß Fig. 10 wird die Schaltung von einer Gleichstromquelle mit beispielsweise 12 Volt her gespeist, die dem Anschluß 51 und Masse oder Erde 52 zugeführt wird, über diese Versorgungsspannung ist ein Spannungsteiler : angeschlossen, der aus der Reihenschaltung der Widerstän- j de 53» 50, 54 und der zwischenliegenden Abgleich-Widerstands- ' kombination 55 besteht. Dieser Spannungsteiler schafft geeigne-

5098 41/0585

te Betriebspotentiale für die Schaltung, die im folgenden beschrieben werden soll.

Der Nurpolaritätsfaktor für die Multiplikation wird erhalten, indem das y-Eingangssignal, welches demjenigen in Fig. 7 entspricht, einem Anschluß 56 zugeführt wird, der kapazitätsmäßig mit dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers 57 gekoppelt ist, dessen positiver Eingang über die Leitung 58 mit der Verbindung zwischen den Spannungsteilerwiderständen 53 und 50 verbunden ist. Ein Paar von gegensinnig gepolten Dioden 59 ist vom negativen Eingang des Operationsverstärkers 57 zum Ausgang geschaltet und in Korabination mit der Kupplungskapazität arbeitet diese Anordnung als Differenzierer zum Differenzieren des y-Eingangssignals am Anschluß 56 und schaltet das Ausgangssignal zwischen einem maximalen positiven und einem negativen Wert, wenn sich die Polarität der differenzierten Welle ändert, und zwar über und unter das Bezugspotential, welches auf der Leitung 58 als Eingangsgröße zugeführt wird. Die Ausgangsgröße auf der Leitung 61 entspricht daher dem Py*-Signal des differenzierten, jedoch Nurpolaritäts-y-Eingangssignals.

Der lineare Faktor für die Multiplikation wird an einem Anschluß 62 eingeführt, von wo aus dieser einer abgeglichenen Kaskadenschaltung von Transistoren zugeführt wird, die Schalterpaare Qc, Qg und Q₇, Qg umfaßt, wobei die Emitteranschlüsse dieser Paare verbunden sind und jeweils mit den Kollektoren der Transistoren Qg, Q₁₀ verbunden sind, deren Emitteranschlüsse durch einen Widerstand 63 überbrückt sind und jeweils mit den Kollektoren der Transistoren Q₁₁, Q₁₂ verbunden sind, deren Emitteranschlüsse über 500-Ohm-Widerstände 64 und 65 mit Masse verbunden sind. Die Kollektoren von Q,- und Q₇ sind verbunden und über einen 4,7-kOhm-Widerstand 66 und ein Abgleichpotentiometer 67 mit der positiven Stromversorgung verbunden. Die Kollektoren von Qg und Qo sind verbunden und über einen 4,7-kOhm-Widerstand 68 und das Abgleichpotentiometer 67 mit der positiven Stromversorgung verbunden. Die verbundenen Kollektorpaare von Q₅, Q₇ und Qg, Qg sind durch eine Kapazität 69 und ein

50984 1/0586

Paar von gegensinnig geschalteten Dioden 71 überbrückt. Der Ausgang des Multiplizierers wird von diesen nämlichen verbundenen Kollektorpaaren auf den Leitungen 72, 73 abgeleitet.

Die Basisanschlüsse von Q₅ und Qg sind verbunden und sind mit dem Bezugspotential der Leitung 58 verbunden. Die Basisanschlüsse von Q₆, Q₇ sind verbunden und sind zum Empfang des Polaritätschaltfaktors für die Multiplikation mit der Leitung 61 verbunden. Die Transistorpaare Q₁-, Qg und Q₇, Qo schalten somit die Polarität ihres Ausgangs an den verbundenen Kollektoren, die an die Ausgangsleitungen 72, 73 angeschlossen sind, in Abhängigkeit von der Polarität des Signals auf der Leitung 61, welches auf das Potential auf der Leitung 58 bezogen ist, und die Polarität der x-Eingangsgröße auf der Leitung 62 relativ zur Vorspannung der Transistoren Qq, Q₁₀, um eine 4-Quadrant-Produktpolarität aus diesen zwei Paktoren vorzusehen.

Die Transistoren Q«, Q₁Q sehen einen Stromabgleich für das Multipliziersystem vor und ebenso einen geeigneten Vorspannwert für die Einführung des linearen x-Eingangssignals von der Leitung 62. Zu diesem Zweck ist die Basis von Q_q über einen 10-kOhm-Widerstand 75 mit dem Mittelpunkt der Abgleichwiderstandsgruppe 55 verbunden, während die Basis von Q₁₀ mit dem einstellbaren Abgriff bzw. beweglichen Abgriff eines Potentiometers 74 verbunden ist. Die Basis von Q~ ist über eine Kopplungskapazität 76 mit dem Eingangsanschluß 62 verbunden.

Der Arbeitspunkt-Strom für die abgeglichene Kaskadenschaltung wird durch die Transistoren Q₁₁ und Q₁₂ vorgesehen, deren Basisanschlüsse zusammengeschaltet sind und über einen Widerstand 77 mit der positiven Stromversorgung verbunden sind. Eine Stromspiegelschaltung, welche die Diode 78 und den Widerstand 79 enthält, ist von den verbundenen Basisanschlüssen von Q₁₁, Q₁₂ nach Masse oder Erde geführt.

Beim Betrieb der bis hierher beschriebenen Schaltung von Fig. 10 wird der bewegliche Abgriff des Potentiometers 74 für

509841/0 585

einen Stromabgleich durch die in Kaskade geschalteten Transistoren eingestellt und der bewegliche Abgriff des Potentiometers 67 wird so eingestellt, um einen Spannungsabgleich auf den Ausgangsleitungen 72, 73 zu erzielen, derart, daß die Spannung zwischen den leitungen 72 und 73 immer dann 0 ist, wenn einer der Eingangsfaktoren χ oder y 0 ist. Das Potential zwischen den Ausgangsleitungen 72, 73 ist somit eine Amplitude analog dem linearen x-Eingangssignal am Anschluß 72, wobei die Polarität durch die 4-Quadrantenmultiplikation mit dem Signal auf der Leitung 61 gesteuert wird. Das Potential über den Leitungen 72 und 73 ist positiv (willkürliche Polarität) für x- und y-Eingangssignale in den ersten und dritten Quadranten und besitzt negative Polarität für die Eingangssignale in den zweiten und vierten Quadranten. Diese Signale werden durch die Kapazität integriert und durch die Diode 71 begrenzt, um eine Überbelastung der nachfolgenden Schaltkreise zu vermeiden.

Das integrierte xPy'-Signal auf den Leitungen 72 und 73 bleibt auf einem Wert von im wesentlichen 0 bei Fehlen von bewegten Reflektoren im Energiefeld zwischen dem sendenden und empfangenden Wandler und besitzt eine positive oder negative Polarität für ein sich annäherndes oder sich entfernendes Zielobjekt. Um ein Signal zu verwenden, welches mit entweder positiver oder negativer überwiegender Polarität integriert wird, wird eine abgeglichene Schwellenschaltung mit Transistoren Q₁Tt Q₁₄ verwendet. Das Signal über den Leitungen 72, 73 ist zwischen den Basisanschlüssen von Q₁Oj Q₁₄ zugeführt, und ein abgeglichenes Ausgangssignal wird in dem symmetrischen Widerstandsnetzwerk entwickelt, welches an die Kollektoren von Q₁, und Q₁. angeschlossen ist. Es können Teststellen 82 und 83 vorgesehen sein, um ein Meßinstrument für eine bipolare Anzeige von sich annähernden und sich entfernenden Ortungsobjekten vorzusehen.

Ein schwellenmäßig vorgespannter Transistor Q₁,- ist vorgesehen, um ein Alarmsystem, welches an die Ausgangsleitung 85 angeschlossen ist, beim Auftreten eines Signals einer der Polaritäten mit ausreichender Größe an den Kollektoren der Transisto-

50 9 8 Λ 1 /0585

ren Q₁-,, Q₁, zu "betätigen. Für diesen Zweck sind die Kollektoren über Dioden 86 und 87 mit einer Stelle verbunden, die über einen Widerstand 88 mit dem positiven Potential verbunden ist und über eine Diode 89 mit der Basis des Transistors Q₁^ verbunden ist. Die Basis des Transistors Q^ wird durch einen Widerstand 91 vorgespannt, der nach Masse führt, und wird durch eine Kapazität 92 überbrückt, durch die eine zusätzliche Integration vorgesehen wird. Der Arbeitspunkt des Transistors Q^ wird dadurch eingestellt, indem man den Emitter über die Diode 93 mit einer Mittenanzapfung am Widerstandsnetzwerk 81 in Beziehung setzt und den Emitter über einen Widerstand 94 mit der positiven Stromversorgung verbindet. Beim Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 10 erscheint somit ein Betätigungsausgangssignal auf der Ausgangsleitung 85 immer dann, wenn die Vorspannung des Transistors Q-.,- durch die Größe eines Signals an der Basis desselben überwunden wird, welches von einer der Polaritäten des Ausgangs der Transistoren Q.,, CL. abgeleitet wird und den bipolaren Signaleingängen entsprechend einem bewegten Ortungsobjekt auf den Leitungen 72, 73 entspricht. Wie bereits an früherer Stelle beschrieben wurde, stellt das bipolare Signal auf den Leitungen 72, 73 die 4-Quadrantenmultiplikation der x- und y-Eingangssignale dar, wobei sin Kanal normiert ist oder nur eine Polaritätsinformation enthält, sonst jedoch den vollen Informationsgehalt der Signal- und Geräuschkomponenten enthält. Da weiterhin die Schwellenvorspannung für Q₁P auf einen Punkt am abgeglichenen Netzwerk 81 bezogen ist und über Q₁^, Q^. direkt mit dem Bezugswert des bipolaren Signals auf den Leitungen 72, 73 gekoppelt ist, erfolgt die Alarmauslösung bei einer prozentualen Änderung im Signalwert und relativ unabhängig von Änderungen in der Versorgungsspannung.

Es sei darauf hingewiesen, daß der Gegenstand der vorliegenden Erfindung durch die kontinuierliche Verarbeitung der rückkehrenden Signale die maximal verfügbare statistische Basis schafft, auf der Signalkomponenten gleicher Polarität angesammelt werden und durch rückkehrende Signale von einem tatsächlichen bewegten Ortungsobjekt beeinflußt werden. Auch werden alle

509841/0585

Geräusch- und Störkomponenten, die über das Signalspektrum innerhalb des normalen Dopplersignalbereiches relativ zur Sendefrequenz verteilt sind, jeweils in Komponenten entgegengesetzter Polarität umgesetzt und heben sich dadurch auf. Es ist daher eine maximale Diskriminierung zwischen diesen zwei Rückkehr signal typ en möglich, und zwar in Verbindung mit den expliziten und inherenten Vorteilen des Gegenstandes nach der Erfindung.

Dem Fachmann sind eine Reihe von Abwandlungen, insbesondere hinsichtlich des Erreichens der Operationsfunktionen, die hier beschrieben wurden, möglich. Es lassen sich daher verschiedene Formen von Differenzierern und 4-Quadrantenmultiplizierern verwenden, um die Funktionen zu erreichen, die für die erläuterten Betriebsarten bzw. Operationen erforderlich sind. Die Erfindung ist daher nicht auf die beschriebenen speziellen Ausführungsbeispiele beschränkt.

Durch die Erfindung wird somit ein Ultraschall- oder Mikrowelleneindring-Detektorsystem geschaffen mit einem Sender mit einem oder mehreren Wandlern oder Antennen, um Wellenfelder in einer zu schützenden Zone aufrechtzuerhalten, wobei dieses System durch einen oder mehrere Wandler oder Antennen beschickt wird, die Echosignale der Energie innerhalb der Zone erfassen. In dem Empfänger gelangen zwei Mischstufen zur Anwendung, die erregt werden, um die Echosignale mit einem Abschnitt der Energie des Senders zu mischen, wobei eine der Mischstufen die Sendeenergie um 90 ° phasenverschoben relativ zum anderen Mischer empfängt. Die Ausgangsgrößen der zwei Mischstufen befinden sich daher um 90 ° phasenverschoben relativ zueinander und definieren einen Drehvektor, der die auf die Echosignale bezogenen Informationen enthält. Das Produkt dieser phasenverschobenen Signale, welches durch Multiplikation derselben miteinander erhalten wird, wird kontinuierlich verarbeitet, um eine Ortungsobjektinformation auch bei Vorhandensein von ziemlich starken Störrückkehrsignalen und anderen Interferenzsignalen zu erhalten. Die Multiplikation der zwei um 90 ° phasenverschobenen

50984 1/0585

Signale zur Aufhebung der Störrückkehrsignale und zur Verbesserung der Ortungsobjektsignale wird durchgeführt, ohne daß dabei eine weitere Phasenverschiebung erforderlich ist. Dies erfolgt durch Differenzierung eines der phasenverschobenen Signale, bevor es mit dem anderen phasenverschobenen Signal multipliziert wird. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das differenzierte phasenverschobene Signal normiert, um den dynamischen Bereich der Einrichtung zu verbessern und um die Forderung nach abgeglichenen Kanälen zu beseitigen.

Sämtliche in der Beschreibung erkennbaren und in den Zeichnungen veranschaulichten Einzelheiten sind für die Erfindung von Bedeutung.

50984 1/0585

Claims

_ OO _

Patentansprüche

Ty Mit Ultraschall- oder Mikrowellen arbeitendes Eindring— Detektor- oder Alarmsystem mit verbesserter Detektoreigenschaft hinsichtlich bewegter Gegenstände bei Vorhandensein von Interferenz- und Störrückkehrsignalen, bei welchem ein Signal in eine geschützte Zone gesendet wird, und von dieser Zone reflektierte Signale empfangen werden, dadurch gekennzeichnet, daß das System folgende Merkmale und Einrichtungen enthält: eine erste und eine zweite um 90 phasenschiebende Mischeinrichtung, um gesendete und empfangene Signale zu.mischen, so daß richtungsempfindliche, um 90 ° phasenverschobene Ausgangssignale entsprechend der Schwebungsfrequenz zwischen den gesendeten und empfangenen Signalen erzeugt werden, einen phasendrehenden Prozessor, der auf die 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignale anspricht und ein bipolares Signal erzeugt, welches kennzeichnend für das Drehmoment am Phasendreher (phasor) ist und durch Quadratur-Kombination der um 90 phasenverschobenen Ausgangssignale erhalten wird, eine Integriereinrichtung, um das bipolare Signal zu integrieren, und eine Schwelleneinrichtung, die auf die Größe des integrierten bipolaren Signals anspricht, wenn es einen vorbestimmten Wert überschreitet, um ein Alarmsignal auszulösen.

2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der phasendrehende Prozessor aus einem Zweiphaseninduktionsmotor besteht, der zwei Sätze von orthogonal angeordneten Statorwicklungen und einen blockierten Rotor besitzt, daß die um 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignale zur Erregung der jeweiligen Wicklungen des genannten Wicklungssatzes angelegt werden, und daß Mittel an den Rotor gekoppelt sind, die auf die Größe und die Richtung des Drehmoments ansprechen, welches auf den Rotor durch die Erregung der Wicklungen ausgeübt wird, um das bipolare Signal zu erzeugen.

3. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der

509841/0585

phasendrehende Prozessor folgende Einrichtungen aufweist: eine Multipliziereinrichtung, um jedes der 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignale mit einem Faktor zu multiplizieren, der von der zeitlichen Ableitung des anderen 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignals erhalten wird, um dadurch zwei 4-Quadrantenprodukte aus dem Signal und dem Multiplikationsfaktor zu erhalten;

eine Subtrahiereinrichtung, um die Produkte zu subtrahieren, so daß ein Differenzsignal erhalten wird; eine Integriereinrichtung, die auf das Differenzsignal anspricht, um Signalkomponenten entgegengesetzter Polarität zu beseitigen, die den Interferenz- und Störrückkehrsignalen entsprechen, und um aus den Signalkomponenten gleicher Polarität eine integrierte Signalgröße anzusammeln, welche einer gegebenen Bewegungsrichtung des bewegten Gegenstandes bzw. Ortungsobjektes entspricht; und eine auf einen vorbestimmten angesammelten Wert der integrierten Signalgröße ansprechende Einrichtung, um ein Alarmsignal abzugeben.

Gerät nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Faktor proportional zur zeitlichen Ableitung des anderen 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignals ist, und daß die 4-Quadrantenprodukte proportional zu dem Produkt der Amplituden ι
gnale sind.

Amplituden der beiden 90 phasenverschobenen Ausgangssi-

5. Gerät nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß ein Null-Doppelbegrenzer vorgesehen ist, der auf jede der zeitlichen Ableitungen einwirkt, um den Faktor so zu erhalten, daß die 4-Quadrantenprodukte proportional zur Amplitude von nur einem der 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignale gemacht werden.

6. Gerät nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß ein Null-Doppelbegrenzer vorgesehen ist, der auf eine der Eingangsgrößen der Multipliziereinrichtung einwirkt, um die

5098 4 1/0585

Vierquadrantenprodukte proportional zur Amplitude von nur einem der 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignale zu machen.

7. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der phasendrehende Prozessor folgende Einrichtungen enthält: eine MuItipliziereinrichtung, um eines der 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignale mit dem von der zeitlichen Ableitung des anderen 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignals erhaltenen Faktor zu multiplizieren, um dadurch das Vierquadrantenprodukt aus dem Signal und dem Multiplikationsfaktor zu erhalten; eine auf das Produkt ansprechende Integriereinrichtung, um Signalkomponenten mit entgegengesetzter Polarität zu beseitigen, welche den Interferenz— und Störrückkehrsignalen entsprechen, und um eine integrierte Signalgröße aus den Signalkomponenten der gleichen Polarität anzusammeln, wobei diese Polarität einer gegebenen Bewegungsrichtung des bewegten Ortungsobjektes entspricht; und eine auf einen vorbestimmten angesammelten Wert der integrierten Signalgröße ansprechende Einrichtung, um ein Alarmsignal zu erzeugen.

8. Gerät nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß der Faktor proportional zur zeitlichen Ableitung des anderen 90 phasenverschobenen Ausgangssignals ist, und daß das Vierquadrantenprodukt proportional zu dem Produkt der Amplitude der beiden um 90 phasenverschobenen Ausgangssign ale ist.

9. Gerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Null-Doppelbegrenzer auf die zeitliche Ableitung zur Erzeugung des genannten Faktors einwirkt, um das Vierquadrantenprodukt proportional zur Amplitude von nur einem der 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignale zu machen.

10. Gerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Null-Doppelbegrenzer auf eine der Eingangsgrößen der Multipliziereinrichtung einwirkt, um das Vierquadranten-

509841/0585

25Q8736

produkt proportional zur Amplitude von nur einem der 90 ° phasenversehobenen Ausgangssignale zu machen.

11. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der phasendrehende Prozessor folgende Einrichtungen enthält: einen Vierquadrantenmultiplizierer mit einem bipolaren Produktenausgang; einen Zeit-Differenzierer, der so gekoppelt ist, daß er eines der 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignale differenziert; eine Kopplungseinrichtung, welche das andere der 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignale und die Ausgangsgröße des Differenzierers zu dem Multiplizierer als Eingangsfaktoren ankoppelt; einen Integrator für das bipolare Ausgangsprodukt des Multiplizierers; und eine Schwel— lenschaltung, die auf einen vorbestimmten Wert der Ausgangsgröße des Integrierers anspricht, um einen Signalzustand anzuzeigen.

12. Gerät nach Anspruch 11,'dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplungseinrichtung einen Null-Doppelbegrenzer enthält, der die Amplitudeninformationen aus einem der genannten Eingangsfaktoren beseitigt.

13· Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der phasendrehende Prozessor folgende Einrichtungen und Merkmale aufweist:

einen abgeglichenen Modulator mit einem Signal— und Schaltereingangsanschluß; eine Kopplungseinrichtung, um eines der 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignale an die Signaleingangsanschlüsse zu koppeln; einen differenzierenden, /-doppelbegrenzenden Operationsverstärker, der auf das andere der 90 ° phasenverschobenen Ausgangssignale einwirkt, und dessen Ausgang mit den Schalter-Eingangsanschlüssen gekoppelt ist; eine integrierende und signalbegrenzende Einrichtung, die auf die Ausgangsgröße des abgeglichenen Modulators einwirkt; eine an den Ausgang des abgeglichenen Modulators gekoppelte abgeglichene Vorspann-Schaltungsanordnung; und eine Schwellenschaltung, die von einem

509841/0585

2!

Bezugspunkt in der Vorspann-Schaltung vorgespannt ist und auf Signalauslenkungen beider Polaritäten relativ zu dem Bezugspunkt anspricht, um ein Ausgangsbetätigungssignal für diejenigen Auslenkungen zu erzeugen, die eine vorbestimmte prozentuale Änderung relativ zum Vorspannpunkt überschreiten.

50984 1/0585