DE2461070C2 - Akustische Prüfeinrichtung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine akustische Prüfeinrichtung mit einem Oszillator zur Erzeugung eines sinusförmigen Prüfsignals, einer dem Oszillator nachgeschalteten Einrichtung zur Beaufschlagung eines Prüflings mit dem Prüfsignal und einem das Ausgangssignal des Prüflings aufnehmenden, einen Meßverstärker umfassenden Prüfsignalempfangs- und Verarbeitungskreis, der eine digital arbeitende Anzeige für den Prüfsignalpegel ansteuert.

Eine derartige akustische Prüfeinrichtung ist bereits aus der US-PS 36 92 959 bekannt. Die bekannte Einrichtung dient zur Messung des Verstärkungsfaktors von Hörgeräten, der in digitalen Einheiten angezeigt wird. Die Einrichtung ist jedoch nicht in der Lage, den Verzerrungsgrad festzustellen, beispielsweise durch Messung des prozentualen Anteils von Oberwellen der Prüfungsfrequenz.

Die DE-AS 14 99 312 zeigt eine Eichvorrichtung für Mikrofone, mit der der Frequenzgang (d. h. die lineare Verzerrung) eines Mikrofons feststellbar ist. Nichtlineare Verzerrungen (d. h. die Bildung von Oberwellen) sind jedoch auch hier nicht erfaßt.

Aufgabe der Erfindung ist es, die akustische Prüfeinrichtung der eingangs genannten Art auf möglichst einfache Weise so zu verbessern, daß neben der digital angezeigten Höhe der Grundwelle (Meßfrequenz) gleichzeitig auch ein Maß für die Verzerrung digital ablesbar gemacht wird, ohne daß zur Feststellung der Verzerrung besondere Meßgeräte vorgesehen werden müßten.

Ein derartiges besonderes Meßgerät wäre beispielsweise ein Spektralanalysegerät zur Messung des Leistungsspektrums einer oberwellenhaltigen Signalmischung, mit dem auch die Höhe der einzelnen Oberwellen eines nicht-linear verzerrten Grundfrequenzsignals (Meßfrequenzsignals) meßbar ist. Allerdings ist es nicht sehr sinnvoll, einen derartigen, außerordentlich kostspieligen Frequenzanalysator lediglieh für den Zweck vorzusehen, das Meßverfahren einer vergleichsweise sehr viel billigeren Prüfeinrichtung zu verbessern, weil dadurch die Kosten des akustischen Prüfsystems sich vervielfachen wurden.

Nach Möglichkeil sollte die Messung der Grundwelle wie auch der Verzerrung mit optimalen Signal-Rauschverhältnissen erfolgen, so daß die Ablesegenauigkeit möglichst hoch ist. Außerdem sollte die zur Verzerrungsmessung zugeführte Signalspannung möglichst wenig schwanken und auch ihrerseits nach Möglichkeit keine nicht durch den Prüfling verursachte nicht-lineare Verzerrung aufweisen.

Schließlich sollte die digitale Meßeinrichtung zur Vereinfachung der Schaltungsanordnung ohne logarithmischen Verstärker auskommen, der zudem ungewünschte Ungenauigkeiten einbringen könnte.

Zur Lösung der Aufgabe ist die akustische Prüfeinrichtung der eingangs genannten Art dadurch gekennzeichnet, daß dem Meßverstärker des Prüfsignalempfangs- und -Verarbeitungskreises zum einen ein in Stufen hinsichtlich seines Verstärkungsfaktors umschaltbares Dämpfungsnetzwerk nachgeschaltet ist. das von einem dem Dämpfungsnetzwerk nachgeschalteten, einen Mittelwert des vom Dämpfungsneizwerk gelieferten Signals bildenden Schaltkreis ansteuert und automatisch eingeschaltet wird, sowie zum anderen eine digital arbeitende Anzeigevorrichtung für Oberwellen des Prüfsignals, so daß Prüfsignalpegel und harmonische Verzerrungen gleichzeitig und automatisch angezeigt werden.

Dadurch, daß zwischen Meßverstärker und Mittelwertdetektor, der seinerseits die Anzeige für den Prüfsignalpegel ansteuert, das umschaltbare Dämpfungsnetzwerk angeordnet ist, läßt sich das Ausgangssignal für die Pegelanzeige innerhalb verhältnismäßig enger Grenzen halten, beispielsweise innerhalb von Grenzen, die einem Spannungsverhältnis von 1 — 10 entsprechen. Ähnliches gilt naturgemäß auch für die Anzeigevorrichtung für die Oberwellen des Prüfsignals.

Durch diese Dynamikkompression können die Meßeinrichtungen sowohl für die Grundwellen als auch für die eine oder mehreren Oberwellen sehr einfach ausgeführt werden. In den Unteransprüchen werden

vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen akustischen Prüfeinrichtung beansprucht, wobei durch bestimmte Merkmale die Lösung von einzelnen Teilaufgaben erleichtert wird. So kann zur Erhöhung der Anzeigegenauigkeit insbesondere der von dem Prüfling erzeugten Verzerrungen ein Wienbrücken-Oszillatorkreis vorgesehen werden, der eine Sinusspannung geringer Verzerrung und genau definierter Amplitude liefert, siehe die Ansprüche 5-10. Diese Genauigkeit erhöht auch eine Weiterbildung der Erfindung, gemäß der ein Analog-/Digitalwandler vorgesehen ist, wodurch in einfacher Weise und ohne Genauigkeitsverlust eine logarithmische Umwandlung des Eingangssignals ermöglicht sowie für eine lineare Verstärkung dieses Eingangssignals zur Verzerrungsanalyse gesorgt werden kann, siehe Ansprüche 11-17. Es kann auch ein Schaltkreis zur automatischen Regelung vorgesehen sein, der eine stabilisierte Amplitude des Ausgangssignals ergibt, was eine unmittelbare Wiedergabe des zugeführten Eingangssignals ermöglicht. Sieht man noch eine Integratorschaltung mit umschaltbarer Steigerung vor. die einen einfachen Aufbau hat und sowohl für eine Analog'/Digitalumwandlung wie auch für die Abgabe von Taktsignalen an andere digitale Schaltkreise sorgt, ergeben sich weitere vorteilhafte Ausführungsformen der erfindungsgemäßen akustischen Prüfeinrichtung, siehe die Ansprüche 18-24.

Die Erfindung wird nachstehend anhand eines Ausführungsbeispiels in Verbindung mit der Zeichnung erläutert. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild des akustischen Prüfsystems nach der Erfindung;

Fig. 2 schematisch ein Schaltbild der Wienbrükken-Oszillatorschaltung;

Fig. 3-5 in Blockschaltform den Schaltungsaufbau des Analog-/Digitalwandlers;

Fig. 6 schematisch ein Schaltbild einer Schaltung zur automatischen Spannungsregelung;

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Integratorschaltung mit Doppelneigung; und

Fig. 8 in Form eines Impulsdiagramms einen Teil der bei Betrieb der Schaltung nach F i g. 7 auftretenden Signale.

Im einzelnen weist das akustische Prüfsystem (APS) nach der Erfindung entsprechend Fig. 1 einen Oszillator 10 vom Wienbrücken-Typ auf. der eine bestimmte Frequenz erzeugt. Das Signal mit der ausgewählten Frequenz wird durch ein herkömmliches geeichtes Dämpfungsglied 12 geleitet, um das Eingangssignal für den Verstärker 14. wie er in der auf denselben Anmelder zurückgehenden US-Patentanmeldung Ser. No. 358, 152 vom 7. 5. 1973 erläutert wird, unter Kontrolle zu halten. Der Verstärker 14 hat eine niedrige Verzerrung und eine extrem niedrige Ausgangsimpedanz, um so einen in einem Schalldruckgehäuse 18 angeordneten Schallerzeuger 16 in voraussehbarer Weise zu speisen.

In dem Schalldruckgehäuse 18 ist ferner ein zu untersuchender Prüfgegenstand 20 in einem Referenz-Gebiet angeordnet, der den von dem Schallerzeuger 16 erzeugten Schall auffängt und dadurch akustisch angetrieben wird. Aufgrund dieses Antriebssignals erzeugt der Prüfgegenstand 20 ein Ausgangssignal, das dann über eine Koppelstufe 22 mit einem Mikrofon oder einer ähnlichen Empfangseinrichtung auf den Eingang eines geeichten Verstärkers 24 gegeben wird. Der Prüfgegenstand ist ein Hörgerät oder ein ähnliches akustisches Gerät..

Falls ein Prüfgegenstand unmittelbar elektrisch angeregt werden soll, kann auch der Ausgang des Verstärkers 14 unmittelbar mit dem Prüfgegenstand gekoppelt werden, dessen Ausgangssignal dann über die Koppelstufe 22 mit dem Verstärker 24 gekoppelt wird.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 24 gelangt zu einem Detektor 26, der die Verstärkung des geeichten

ίο Verstärkers 24 über einen Rückkopplungszweig 28 regelt. Eine Ableseeinrichtung 30 fängt das Ausgangssignal vom Detektor 26 in digitaler Form auf und setzt dieses so um, daß eine digitale Anzeige des Schalldruckniveaus des Prüfgegenstands 20 erhalten wird. Der Verstärker 24, der Detektor 26 und der Rückkopplungszweig 28 bilden eine Analog-/Digital-Wandierschaltung, die weiter unten genauer erläutert wird.

Der Verstärker 24 ist außerdem mit einem Verzerrungsanalysator 32 verbunden, der das Signal von dem Verstärker 24 verarbeitet, um so den Gehalt des von dem Prüfgegenstand 20 abgegebenen Signals an harmonischer Verzerrung zu bestimmen. Eine Ableseeinrichtung 34 ähnlich der Ableseeinrichtung 30 nimmt das Ausgangssignal vom Verzerrungsanalysator 32 in digitaler Form auf und wirkt auf dieses so ein, daß eine digitale Anzeige der harmonischen Verzerrung des Signals von dem Prüfgegenstand erhalten wird.

Ein herkömmlicher Frequenzschalter 36 liegt zwischen dem Verzerrungsanalysator 32 und dem Oszillator 10, um die Betriebsfrequenz des Oszillators 10 und des Verzerrungsanalysators 32 zu regeln.
Es kann so ein Prüfgegenstand 20 wie ein Hörapparat oder ein sonstiges Gerät, das mit Schall oder unmittelbar elektrisch beaufschlagt werden soll, durch das akustische Prüfsystem der Fig. 1 untersucht werden, um dann gleichzeitig eine positive Anzeige des Schalldruckwertes und der harmonischen Verzerrung zu erhalten. Der Oszillator 10, der Verstärker 24, der Detektor 26 sowie der Verzerrungsanalysator 32 weisen dabei jeweils einen ganz speziellen neuartigen Schaltungsaufbau auf, wie das weiter unten erläutert wird.

Der Oszillator 10 ist mit Fig. 2 im einzelnen wiedergegeben und arbeitet auf der Basis einer Wienschen Brücke. Eines der Grundprobleme von Sinusoszillatoren bestand stets in einer Regelung der Rückkopplungsverstärkung genau auf den Wert Eins.

so Wenn diese Rückkopplungsverstärkung geringfügig kleiner als Eins ist, dann sterben die Schwingungen ab. Sind die Schwingungen dagegen größer als Eins, dann schwellen sie an, bis sie durch den dynamischen Bereich eines der Oszillatorkreiselernente begrenzt werden.

Ein Sinusoszillator der Praxis weist ein in den Rückkopplungskreis eingefügtes Element veränderlicher Verstärkung auf. Die Verstärkung dieses Elements wird ständig durch eine Servoregelung geändert, so daß die gesamte Rückkopplungsverstärkung genau Eins entspricht und somit eine Sinusschwingung auf einer gewünschten Amplitude gehalten wird.

In der Wienbrücken-Schaltung des Oszillators 10 der F i g. 2 ist als Element veränderlicher Verstärkung ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor (JFET) 40 vorgesehen, dessen Gate-Elektrode mit dem einen Ende einer Parallelschaltung aus Kondensator 42 und Wi-

derstand 44 bzw. einer Reihenschaltung aus Kondensator 46 und Widerstand 48 in dem Rückkopplungszweig 50 verbunden ist. Die Drain-Elektrode des JFET 40 liegt an einem positiven Potential, während die Source-Elektrode über einen Widerstand 52 an einem negativen Potential liegt. Der JFET 40 arbeitet als Source-Folger, der auf einen die Stromeinstellung bestimmenden Widerstand 52 arbeitet. Die Verstärkung des JFET 40 stellt sich entsprechend der folgenden Beziehung ein:

A =

1
Gm

wobei Λ, der Widerstandswert des Widerstands 52 und 1 IGm die äquivalente Ausgangsimpedanz des JFET, ferner Gm die Steilheit ist. Die Verstärkung ist natürlich immer kleiner als Eins.

Die Steilheit wird durch die Änderung des Ruhestroms durch den JFET durch Verwendung eines an einer gemeinsamen Leitung liegenden Emitter-Transistors 54 geregelt, dessen Kollektor an der Verbindungsstelle zwischen Widerstand 52 und Kondensator . 56 liegt, wobei ebenso andere Stromquellen-Schaltelemente wie etwa JFETen Verwendung finden könnten. Der Emitter des Transistors 54 liegt an einem positiven Potential, während seine Basis an den Verbindungspunkt einer Reihenschaltung aus einem großen Kondensator 58 und einem Widerstand 60 angeschlossen ist, wobei der Widerstand 60 mit seinem anderen Ende an dem Kollektor eines Transistors 62 liegt. Die Basis des Transistors 62 liegt am Verbindungspunkt zwischen einem Widerstand 64 und einer Diode 66, während der Emitter an den Rückkopplungszweig 50 angeschlossen ist. Der Widerstand 64 ist mit dem positiven Potential verbunden, während die Diode 66 an eine negative Referenzspannung REF. V. angeschlossen ist. Die Diode 66 kompensiert den Basis-/Emitterübergang des Transistors 62. Der Kondensator 58 und der Widerstand 60 dienen als Filter, um den Miller-Effekt des Transistors 54 zu minimieren und durch die Rückkopplung gleichgerichteter Nadelimpulse auf die Source-Elektrode des'JFET 40 he: vorgerufene Verzerrung zu reduzieren. Der Widerstand 68 ist zwischen Masse und ein Ende des Kondensators 56 gelegt, so daß die Kombination aus Widerstand und Kondensator einen Gleichstrom-Anteil von einem Verstärker 70 veränderlicher Verstärkung fernhält.

Der Transistor 54 arbeitet so, daß der JFET 40 nicht belastet wird, da er Strom von dem Quellen-Widerstand 52 zieht und damit den für den JFET verfügbaren Strom und so wiederum dessen Steilheit herabsetzt. Der Transistorstrom wird durch seine Basis-/ Emitterspannung bestimmt, die wiederum erhöht wird, wenn die Ausgangsspannungsscheitel des Sinussignals des Oszillators beginnen, den Niveauerfassungs-Transistor 62 einzuschalten.

Der Oszillator 10 arbeitet in der folgenden Weise. Zunächst haben noch keine Schwingungen eingesetzt, nachdem die Schaltung mit ihren Vorspannungen beaufschlagt worden ist. Die Steilheit des JFET befindet sich auf ihrem Maximalwert, wie er durch den den Quellen-Widerstand 52 durchfließenden Strom eingestellt worden ist. Die Verstärkung des Verstärkers 70 wird auf über Zwei eingestellt, um die Übertragung durch die ÄC-Wienbrückeri-Komponenten 42, 44, 46, 48 plus der in dem Element zur Regelung der JFET-Verstärkung auftretenden Dämpfung zu überwinden. Die Schwingungen setzen somit ein, wobei die Rückkopplungs-Verstärkung größer als Eins ist und die Schwingungsfrequenz durch die ÄC-Komponenten 42,44,46,48 der Wienschen Brücke bestimmt wird.

Wenn die Scheitelamplitude der Schwingungen einen Wert erreicht, der gleich der Referenzspannung REF. V ist, beginnt die Spannung an dem großen

ίο Kondensator 58 abzufallen,. weil der Transistor 62 bei den negativen Scheitelwerten der Signalaussendung Strom zu führen beginnt, und die Transistorstufe mit dem an die gemeinsame Leitung angeschlossenen Emitter des Transistors 54 beginnt Strom zu ziehen, der den Strom und damit die Steilheit des JFET verringert. Die Schwingungsscheitelamplitude wird so auf einen Wert begrenzt, der ganz in der Nähe der Referenzspannung REF. V. liegt.

Wesentliche Vorteile des Wienbrücken-Oszillatorkreises sind: Durch die Eigenschaften des JFET ist eine ausgezeichnete Regelung sowie eine sehr glatte Kanalstrom-/Steilheit-Kennlinie gewährleistet, die einen Betrieb des Oszillators mit geringer Verzerrung gestattet. Der JFET stellt ein extrem schnell arbeitendes Regelelement dar. das es gestattet, die stabilisierende Rückkopplung mit nur einer gemäßigt langen Filterzeitkonstante auszustatten, so daß man eine ausgezeichnete Rückkopplungszweig-Stabilität und ein schnelles korrigierendes Ansprechverhalten erhält.

Ferner wird ein hohes Maß an Stabilität hinsichtlich des Ausgangsspannungs-Schwingens erzielt. Die Schaltung hat einen ziemlich einfachen Aufbau. Dabei ist sie in hohem Maße unempfindlich gegenüber weiten Schwankungen bezüglich Verstärkung und Belastung des Oszillator-Verstärkers. Die Schaltung erzeugt einen Sinusausgang hoher Qualität mit genau bestimmter und geregelter Amplitude.

Fig. 3 bis 5 geben weiter ins einzelne gehend eine Analog-/Digitalwandlerschaltung mit dem Verstärker 24 und dem Detektor 26 in Verbindung mit dem Rückkopplungszweig 28 wieder. Der geeichte Verstärker 24 weist vier Abschnitte, nämlich einen Abschnitt mit einem Vorverstärker 72, einen Abschnitt mit einer Verstärkerstufe 74 in einer Kaskadenschaltung mal zehn (20 dB), einen Abschnitt mit einer digital geregelten Dämpferstufe 76 sowie einen Abschnitt mit einer Inversions-Verstärkerstufe 78 auf.

Der Vorverstärker 72 erhält sein Eingangssignal von einem Mikrofon m in der Koppelstufe 22. und

so seine Verstärkung kann so geändert werden, daß sie an die Empfindlichkeit des Mikrofons angepaßt ist. Das Ausgangssignal des Vorverstärkers kann entweder unmittelbar zu der Dämpferstufe 76 oder aber durch einen bzw. beide Verstärker 80, 82. der Verstärkerstufe 74 mit der Kaskadenschaltung mal 10 geleitet werden, ehe es zu der Dämpferstufe 76 gelangt.

Die Dämpfersiufe 76 wd von dem Rückkopplungszweig 28 geregelt, der mehrfache Zweige 84-96

umfaßt, die selektiv~Schalter 98-110 betätigen, wobei diese Schalter vorzugsweise von Halbleiter-Bauelementen bekannter Ausführung gebildet sind, die dann als elektronische Schalter arbeiten. Die Schalter 98-110 sind mit Widerständen 112-116 verbunden, die Werte haben, so daß die einem Nullpunkt zuzuführende Signalamplitude je Widerstand um ein Verhältnis von 1OdB geändert werden kann. Der Nullpunkt befindet sich am Eingang der Inversions-

Verstärkerstufe 78 herkömmlichen Aufbaus, die einen Rückkopplungszweig mit einem Widerstand 118 hat.

Die Arbeitsweise des geeichten Verstärkers 24 ist wie folgt: Die niedrigste Verstärkung wird erhalten, wenn der Schalter 98 geschlossen wird, so daß der Ausgang des Vorverstärkers 72 über den Widerstand 112 mit der Inversions-Verstärkerstufe 78 verbunden wird und die Inversions-Verstärkerstufe 78 infolge der Gleichheit der Eingangs- und Rückkopplungs-Widerstandswerte der Widerstände 112 und 118 einen Ausgang hat. der gleich dem Ausgang des Vorverstärkers 72 ist.

Durch Betätigung des Schalters 100 kann die Verstärkung um einen Faktor von 10 dB erhöht werden. Der Schalter 100 verbindet den Ausgang des Vorverstärkers 72 mit dem Eingang der Inversions-Verstärkerstufe 78 über einen Widerstand 114 mit einem Wert 0,316 R. Die Verstärkung kann weiter durch Einschaltung eines Schalters 102 um den Wert 1OdB erhöht werden, wobei der Ausgang des Vorverstärkers 72 mit dem Eingang der Inversions-Verstärkerstufe 78 über einen Widerstand 116 verbunden wird, der den Wert 0,1 R hat. Eine weitere Erhöhung um 1OdB kann erhalten werden, indem der Schalter 104 gewählt wird, der den Ausgang des ersten Verstärkers 80 mit der Kaskadenschaltung mal 10 (2OdB) über den Widerstand 114 mit dem Eingang der Inversions-Verstärkerstufe 78 verbindet. Weitere Erhöhungen von jeweils 10 dB ergeben sich bei Betätigung des Schalters 106 bzw. 108. Die Maximalverslärkung von 60 ergibt sich bei Betätigung des Schalters 110, der das hundertfach (40 dB) verstärkte Signal vom Vorverstärker 72 mit dem einen Ende des Widerstands 116 verbindet, der die Inversions-Verstärkerstufe 78 eine zehnfache Verstärkung (20 dB) annehmen läßt. Es versteht sich, daß jeweils nur einer der Schalter 98-110 eingeschaltet ist.

Das linear verstärkte Signal von der Inversions-Verstärkerstufe 78 wird dem Verzerrungsanalysator 32, außerdem dem Detektor 26 zugeführt und kann gewünschtenfalls auch zu anderen Schaltkreisen geleitet werden.

Der mit F i g. 4 und 5 wiedergegebene Detektor 26 umfaßt drei Hauptbereiche. Einer dieser Hauptbereiche weist einen Operations-Mittelwertdetektor 120 auf, der das Sinus- oder Wechselspannungssignal vom Verstärker 24 in einen Gleichspannungswert umwandelt. Der zweite Abschnitt weist einen Digitalprozessor 122 auf, der auf das erfaßte Gleichspannungsniveau-Signal einwirkt und die Verstärkungs-Schalter 98-110 der Dämpferstufe 76 betätigt, so daß ein gewünschter Bereich des erfaßten Gleichspannungswert-Signals erhalten wird. Nachdem dies geschehen ist, wird die Digitalinformation zu den Anzeigen weitergeleitet, so daß diese die beiden Ziffern mit der höchsten Stellenzahl einer dreistelligen Anzeige liefern. Der dritte Abschnitt wird von einem Digitalprozessor 124 gebildet, der auf das erfaßte Gleichspannungswert-Signal einwirkt und über eine Treppen-Komparatoranordnung zu einer Digitalzahl gelangt. Diese Digitalzahl wird dann der dreistelligen Anzeige zugeführt, so daß diese die Ziffer mit dem niedrigsten Stellenwert abgibt.

Der Operations-Mittelwertdetektor 120 weist einen herkömmlichen Schaltungsaufbau auf und liefert das erfaßte Gleichspannungswert-Signal, das unmittelbar an die beiden herkömmlichen Niveaukomparatoren 126, 128 und durch- einen herkömmlichen Integrator 130 an einen dritten Niveaukomparator 132 mit ähnlichem Aufbau wie die Niveaukomparatoren 126, 128 geleitet wird. Der erste Niveaukomparator 126 ermittelt, wann das Gleichspannungssignal einen Wert von 3,16 V übersteigt. Wenn dieser Niveaukomparator 126 betätigt wird, wird ein herkömmlicher Dekadenzähler 134 aktiviert, der die Taktimpulse von einem herkömmlichen Taktgeber 136 in

ίο Vorwärtsrichtung zählt. Das Ausgangssignal vom Dekadenzähler 134 liegt in BCD-Form vor und betätigt eine herkömmliche BCD/Dezimal-Decodierschaltung 138. Diese Decodierschaltung 138 betätigt die Schalter 98-110 der Dämpferstufe 76 über die Rückkopplungszweige 84-96 so, daß die Verstärkung des Verstärkers 24 in Schritten von 1OdB abnimmt, bis das erfaßte Gleichspannungsniveau auf einen Wert unter 3,16 V abfällt. Der Niveaukomparator 126 für das Niveau von über 3,16 V hebt dann das Aktivier- und Vorwärtszählsignal für den Dekadenzähler 134 auf, so daß dieser gegenüber weiteren Taktimpulsen vom Taktgeber 136 unempfindlich bleibt.

Wenn das verstärkte und erfaßte Gleichspannungsniveau auf unter 0,316 V absinkt, liefert der < 0,316 V-Niveaukomparator 126 ein Aktivier- und Rückwärtszählsignal an den Dekadenzähler 134, der dann erneut aktiviert wird, so daß er bei Eintreffen von Taktimpulsen in Rückwärtsrichtung zählt. Die BCD/Dezimal-Decodierschaltung 138 läßt nun die Verstärkung des Verstärkers 24 in Schritten von 1OdB ansteigen, bis das erfaßte Gleichspannungssignal über 0,316 V ansteigt, worauf der < 0,316 V-Niveaukomparator 126 unwirksam wird und damit das Aktivier- und Rückwärtszählsignal nicht mehr an dem Dekadenzähler 134 angreift, der dann gegenüber weiteren Taktimpulsen unempfindlich bleibt.

Das BCD-Ausgangssignal vom Dekadenzähler 134 ist eine Zahl, die dem Niveau des Signaleingangs entspricht, abgesehen davon, daß es einen Fehler entsprechend einem Faktor von plus 10 dB aufweisen kann. Dieses BCD-Ausgangssignal wird einem herkömmlichen Addierer 140 zugeführt. Wenn das erfaßte Gleichspannungssignal im Bereich zwischen 0,316 V bis 1 V liegt, dann ist das BCD-Ausgangssignal des Dekadenzählers 134 genau. Wenn das erfaßte Gleichspannungssignal im Bereich zwischen 1 V bis 3,16V liegt, dann weist das BCD-Ausgangssignal des Dekadenzählers 134 einen Fehler entsprechend dem Faktor von 10 dB auf. Der Fehler wird berichtigt, indem das erfaßte Gleichspannungssignal zum Integrator 130 und dann zum > 1 V-Niveaukomparator 132 geleitet wird. Dieser Niveaukomparator 132 erzeugt ein Ausgangssignal, wenn das erfaßte Gleichspannungssignal größer als 1 V ist. Dieses Ausgangs-

signal wird dem Übertragseingang des Addierers 140 zugeführt, der dann zu dem vom Ausgang des Dekadenzählers 134 erhaltenen BCD-Signal eine Eins addiert, so daß der Fehler von 10 dB korrigiert wird.
Das Ausgangssignal des Addierers 140 wird einem

ω herkömmlichen Lese- oder Anzeigen-Decodierer 142 zugeführt und von dort zu den den höchsten Stellenwert aufweisenden Ziffern der dreistelligen Anzeige weitergegeben. Die am Ausgang des Addierers 140 vorhandene BCD-Information kann auch verwendet werden, um weitere Schaltkreise wie beispielsweise Bandleser, Computer-Interface-Werke etc. zu beaufschlagen.

Fi g. 5 zeigt den Digitalprozessor 124 für die Ziffer

mit der niedrigsten Stellenzahl, der auf das Gleichspannungssignal vom Operations-Mittelwertdetektor 120 einwirkt, nachdem dieses den Integrator 130 passiert hat. Dabei wi"d mit einer herkömmlichen Treppenkomparator-Ausführung eines /!/.D-Konverters gearbeitet, mit dem einzigen Unterschied, daß die Treppenniveaus logarithmischen Inkrementen von 1 dB entsprechen und der Vergleich in herkömmlichen Komparatoren 146 und 148 in einem von zwei Bereichen vorgenommen wird, je nach dem Ausgangszustand des > 1 V-Niveaukomparators 132. Diese Bereiche erstrecken sich zwischen 0,316 V und 1 V sowie zwischen 1 V und 3,16 V.

Befindet sich der Ausgang des > 1 V-Niveaukomparators 132 im Zustand »Eins«, so zeigt dies an, daß das erfaßte Gleichspannungssignal größer als 1 V ist und - infolge der Arbeitsweise des Digitalprozessors 124 für die Ziffern mit der höchsten Stellenzahl zwischen den Werten 1 und 3,16 V liegt.

Dadurch wird das Gatter 150 aktiviert, so daß Signale von dem 1 V bis 3,16 V-Komparator 146 passieren und das Takt-Gatter 152 deaktivieren können. Nach Empfang bzw. Entgegennahme eines Rückstellbefehls wird ein herkömmlicher Dekadenzähler 154 auf Null rückgestellt und über einen herkömmlichen BCD/Dezimal-Decodierer 158 am Ausgang eines herkömmlichen Treppengenerators 156 ein Null-Niveau gebildet. Das Null-Niveau ist eine Spannung von 1,1 V. Dieses Niveau wird dann in dem Komparator 146 mit dem Niveau des Gleichspannungssignals vom Operations-Mittelwertdetektor 120 verglichen. Ist es kleiner als das erfaßte Gleichspannungssignal, liefert der Empfang eines Taktimpulses durch das Gatter 152 ein Ausgangssignal an den Dekadenzähler 154, so daß dieser um den Wert Eins weiterzählt. Das neue Niveau des Treppengenerators 156 von 1,3 V wird im Komparator 146 mit dem erfaßten Gleichspannungssignal vom Mittelwertdetektor 120 verglichen, und wenn das erfaßte Signal noch größer als das Ausgangssignal vom Treppengenerator 156 ist, so führt die weitere Entgegennahme eines Taktimpulses zu einer Weiterzählung um Zwei durch den Dekadenzähler 154, mit einem entsprechenden Treppengeneratof-Ausgangssignal von 1,4 V, das einer Spannung zwischen 2 dB und 3 dB entspricht.

Der Vergleichsvorgang wird wiederholt, und Taktimpulse lassen den Dekadenzähler 154 ständig vorrücken, so daß entsprechend höhere Werte für die Treppengenerator-Ausgangsspannungen erhalten werden, bis schließlich ein Vergleich stattfindet, so daß das Gatter 152 durch die Einwirkung des Komparators 146 deaktiviert wird und der Dekadenzähler 154 aufhört zu zählen. Seine Ausgangszahl entspricht dann dem Eins-dB-Wert des erfaßten Gleichspannungssignals und wird von dem Lesedecodierer 160 verwertet, um die Ableseeinriciitung 30 zu betätigen, so daß eine der Ziffer mit dem niedrigsten Stellenwert entsprechende visuelle Anzeige abgegeben wird.

Wenn das erfaßte Gleichspannungssignal im Bereich zwischen 0,316 und 1 V liegt, wird von dem > 1 V-Niveaukomparator 132 kein Ausgangssignal abgegeben, und das Gatter 150 wird nicht aktiviert, so daß der 1 V bis 3,16 V-Komparator 146 unwirksam wird. Statt dessen wird der obige Vorgang wiederholt, mit dem einzigen Unterschied, daß der 0,316 V bis 1 V-Komparator 148 zusammen mit einem Treppensignal eingesetzt wird, das in dem herkömmlich aufgebauten Dämpfungsglied 162 um den Faktor 10 dB gedämpft worden ist, um Einheits-dB-Werten zu entsprechen, die zwischen 0,316 V und 1 V liegen.

Der BCD-Ausgang vom Dekadenzähler 154 kann in allen Fällen ausgewertet werden, um weitere digitale Schaltungsanordnungen wie beispielsweise Bandleser, Computer-Interface-Werke etc. zu beaufschlagen.

ίο Die beschriebene Ausfuhrungsform eines Analog-/ Digitalwandlers weist zahlreiche Vorteile auf. Ein Vorteil besteht darin, daß für alle Verstärkungseinstellungen der Schaltung für die automatische Selektion ein optimales Signal-/Rauschverhältnis erhalten werden kann, wobei dieses optimale Verhältnis durch die Art des verwendeten Vorverstärkers bestimmt wird. Ein weiterer Vorteil ist, daß die Kaskadenschaltung der geeichten Signalverstärker eine sehr genaue Digitalisierung ermöglicht. Ein weiterer Vorzug ist darin zu sehen, daß das verstärkte Ausgangssignal eine Amplitude hat, die nur über einen Bereich von 10:1 schwankt und somit bequem durch Schaltungen zur automatischen Verzerrungsanalyse od. dgl. verarbeitet werden kann. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß das verstärkte Ausgangssignal eine Reproduktion hoher Qualität des Eingangssignals mit geringer Verzerrung und geringem Rauschanteil ist und sich für die Verarbeitung durch Verzerrungsanalyse-Schaltungsanordnungen eignet. Ein weiterer Vorteil ist, daß das gewählte Verfahren zur Digitalisierung der Zahlen mit dem höchsten Stellenwert gegenüber kurzzeitigen Eingangssignal-Schwankungen von bis zu 1OdB unempfindlich ist. Ein weiterer Vorteil ist, daß - obwohl das digitalisierte Ausgangssignal logarithmisch ist - keine logarithmischen Verstärker mit ihren üblichen Forderungen an Niveau- und Verstärkungs-Anpassungen verwendet werden müssen. Ein weiterer Vorteil ist schließlich, daß die Schaltung einen extrem breiten dynamischen Arbeitsbereich hat.

F i g. 6 zeigt die Schaltung zur automatischen Volumenregelung. Ein Wechselspannungs-Eingangssignal vom Ausgang des geeichten Verstärkers 24 passiert einen Kondensator 212, um anschließend einen herkömmlichen Signal-Operationsverstärker 216 zu beaufschlagen, dem ein Rückkopplungswiderstand 2Ii parallelgeschaltet ist. Das verstärkte Ausgangssigna vom Signal-Operationsverstärker 216 wird über einer Detektor-Operationsverstärker 220 herkömmliche!

so Ausführung bezüglich seines Scheitelwerts überprüft wobei dieser Scheitelwert in einem Kondensator 22Ü über eine Diode 224 gespeichert wird. Dieser Scheitel wert wird dann mit einer Referenzspannung entgegen gesetzter Polarität über eine Reihenschaltung aus Wi derständen 226, 228 sowie über einen Komparato: 230 verglichen. Der Komparator 230 ist von einen herkömmlich ausgestalteten Operationsverstärker ge bildet, dem ein Rückkopplungskondensator 232 par allelgeschaltet ist und der über eine Reihenschaltunj aus einem Widerstand 236 und einer Diode 238 eim lichtemittierende Diode (LED) 234 speist. LED 23' ist optisch mit dem Eingang des lichtempfindliche! Widerstands 214 gekoppelt. Innerhalb des dynami sehen Bereiches des Bereiches der automatischen Vo lumenregelung der Schaltung zur automatischen Vo lumenregelung ist die Scheitelspannungsschwingun; vom Signal-Operationsverstärker 216 gleich dem Vcr hältnis von /?, zu R₂ mal der Referenzspannung.

Die konstante Ausgangs-Wechselspannung von der Schaltung zur automatischen Volumenregelung wird dann einer herkömmlichen Wienbrücken-Nullschaltung 237 zugeführt. Die Frequenz der Null wird durch den Frequenzschalter 36 eingestellt, so daß sie mit der Frequenz des Oszillators 10 zusammenfällt, wie mit F i g. 1 gezeigt. Das Ausgangssignal der Nullschaltung 237 enthält ausschließlich andere Frequenzlcomponenten als der Oszillator 10 und stellt somit ein Maß für den Gesamtanteil an Harmonischen und Rauschen des Prüfgegenstandes 20 dar. Dieses Ausgangssignal wird in einen herkömmlichen Detektor 239 eingespeist, der ein Gleichspannungs-Treibersignal erzeugt, das als unbekanntes Signal dem Eingang 164 der Doppelneigungs-Integratorschaltung der F i g. 7 zugeführt wird.

Einer der Hauptvorteile dieser Schaltung zur automatischen Volumenregelung (AVR) ist in der sehr geringen Verzerrung bei der Verstärkung eines Eingangssignals zu sehen. Ein weiterer Vorzug besteht darin, daß die Schaltung in einem sehr breiten Fingangssignalbereich arbeiten kann. Ein weiterer Vorteil besteht in einer sehr genauen Überwachung der Scheitelamplitude des verstärkten Signals. Ein zusätzlicher Vorteil besteht darin, daß die Schaltung mit einem Minimum an Bauelementen auskommt.

Fig. 7 zeigt eine verbesserte Doppelanstiegs-Integratorschaltung. Ein Eingangssignal vom Detektor 239 wird dem Eingang 164 als unbekanntes negatives Gleichspannungssignal zugeführt, worauf es über einen Widerstand 168 zu einem Schalter 166 gelangt, der vorzugsweise als herkömmlicher elektronischer Schalter ausgebildet ist. Über einen weiteren Eingang 170 wird ein bekanntes positives Gleichspannungssignal zugeführt, das über einen Widerstand 172 ebenfalls zu dem Schalter 166 gelangt. Der Ausgang des Schalters 166 ist an einen Operationsverstärker 174 herkömmlicher Ausgestaltung angeschlossen.

Ein herkömmlicher Taktimpulsgenerator 176 liefen eine Taktimpulsfolge 178 entsprechend Fig. 8an herkömmliche, in Kaskade geschaltete Dekadenzähler 180, 182. Die Ausgänge der Dekadenzähler 180, 182 speisen herkömmliche Verriegelungsschaltungen 184 bzw. 186. Der Ausgang des Dekadenzählers 182 speist eine Untersetzerschaltung 188, die im Verhältnis 1:3 arbeitet und zwei in herkömmlicher Weise miteinander verbundene Flipflops aufweist. Ein Ausgang der Untersetzerschaltung 188 ist zu dem Schalter 166 geführt, um diesen so zu beaufschlagen, daß er in der nachstehend beschriebenen Weise den Operationsverstärker 174 entweder mit unbekannten oder aber mit bekannten Signalen versorgt. Der andere Ausgang der Untersetzerschaltung 188 speist einen Schalter 190. der als herkömmlicher elektronischer Schalter ausgebildet und parallel zu einem integrierenden Kondensator 192 geschaltet ist, der zusammen mit dem Operationsverstärker 174 eine Integratorschaltung bildet.

Das Ausgangssignal der Integratorschaltung wird einem herkömmlichen Komparator 194 zugeführt, der seinerseits ein Ausgangssignal an die Verriegelungsschaltungen 184, 186 abgibt. Die Ausgangssignale der Verriegelungsschaltungen 184, 186 speisen herkömmliche Dekoder 196, 198, die mit ihren Ausgängen dann die herkömmlich aufgebaute digitale Wiedergabe- bzw. Ableseeinrichtung 34 speisen.

Der verbesserte Doppelneigungsintegrator arbeitet - wie u. a. auch mit F i g. 8 veranschaulicht - wie folgt: Der Taktimpulsgenerator 176 erzeugt die Taktimpulsfolge 178, die die in Kaskade geschalteten Dekadenzähler 180, 182 fortlaufend speisen. Das den letzten der beiden Dekadenzähler 182 verlassende Signal tritt in die Untersetzerschaltung 188 ein. Die Untersetzerschaltung 188 gibt zwei Ausgangssignale 199

ίο und 202 ab, wovon das erste Ausgangssignal 199 eine Zählung und das zweite Ausgangssignal 202 zwei Zählungen lang ist. Der erste Teil des zweiten Ausgangssignals 202 fällt mit dem ersten Ausgangssigna! 199 zusammen. Wenn das erste Ausgangssignal 199

sich im Eins-Zustand befindet, wird die Integratorschaltung 174, 192 durch den dem integrierenden Kondensator 192 parallelgeschalteten Schalter 190 rückgesetzt. Wenn das zweite Ausgangssignal 202 sich (zwei Zählungen lang) in seinem Eins-Zustand befindet, wird der Integrator-Eingangs-Schalter 166 betätigt, so daß der Eingang 164 für das unbekannte Signal mit der Integratorschaltung 174, 192 verbunden wird. Befindet sich das zweite Ausgangssignal 202 in seinem Null-Zustand, so ist der Eingang der Integratorschaltung über den Integrator-Eingangs-Schalter 166 an ein stets bekanntes Referenzpotential angeschlossen, das größer als das unbekannte Signal ist und eine diesem entgegengesetzte Polarität hat.
Der Ausgang des Integrators bleibt damit zunächst auf dem Niveau eines Ausgangssignals 204 von Null Volt, oder er wird während des Rücksetzintervalls, das 100 Taktimpulse dauert, auf Null zurückgesetzt, um dann während des nächsten Intervalls von 100 Taktimpulsen sein Potential entsprechend einer posi-

tiven Auslenkung 206 (Minus-Polarität unbekannter Eingang) anzunehmen und anschließend während des nächsten Intervalls von 100 Taktimpulsen sein Potential unter Richtungsumkehr der Auslenkung entsprechend einer negativen Auslenkung 208, die dabei

•»ο durch Null geht, zu ändern. Wenn das Ausgangssignal des Integrators durch Null geht, wird der Komparator 194 durch Erfassung dieses Übergangs betätigt, so daß er einen Verriegelungsimpuls 210 an die Verriegelungsschaltungen 184, 186 abgibt, dieden

■»5 Zustand der beiden Dekadenzähler 180, 182 übertragen und damit eine Speicherfunktion ausüben. Die an den Ausgängen der Verriegelungs- oder Halteschaltungen 184, 186 erscheinenden BCD-Zahlen sind die digitalisierten Werte des unbekannten Signals, die dann den Dekodern 196, 198 zugeführt werden, und die Ausgänge dieser Dekoder speisen dann wiederum die digitale Ableseeinrichtung 34. Das BCD-Ausgangssignal kann auch zur Speisung sonstiger digitaler Verarbeitungsschaltungen wie beispielsweise Bandaufzeichnungsgeräte, Digitalcomputer-Interface-Werke etc. dienen.

Diese Schaltung hat den Vorteil, daß die digitalen Zähler 180, 182 frei laufen und ihre Signale durch eine Vielzahl weiterer Schaltungen wie etwa weitere

ω A/D-Wandler ausgewertet werden können. Die Schaltung hat außerdem einen einfacheren Aufbau und gewährleistet viele Vorzüge der herkömmlichen Doppelneigungs-Integratorlösung. Die Schaltungen nach F i g. 6 und 7 bilden den Verzerrungsanalysator 32.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims (24)

Patentansprüche:

1. Akustische Prüfeinrichtung mit einem Oszillator (10) zur Erzeugung eines sinusförmigen Prüfsignals, einer dem Oszillator (10) nachgeschalteten Einrichtung (14,16,18) zur Beaufschlagung eines Prüflings (20) mit dem Prüfsignal und einem das Ausgangssignal des Prüflings (20) aufnehmenden, einen Meßverstärker (74, F i g. 3) umfassenden Prüfsignalempfangs- und -verarbeitungskreis (22, 24,26, 38, 32), der eine digital arbeitende Anzeige (30) für den Prüfsignalpegel ansteuert, dadurch gekennzeichnet, daß dem Meßverstärker (74, Fig. 3) des Prüfsignalempfangs- und -verarbeitungskreises (22, 24,26,28) zum einen ein in Stufen hinsichtlich seines Verstärkungsfaktors umschaltbares Dämpfungsnetzwerk (76, F i g. 3) nachgeschaltet ist, das von einem dem Dämpfungsnetzwerk (76, F i g. 3) nachgeschalteten, einen Mittelwert des vom Dämpfungsnetzwerk gelieferten Signals bildenden Schaltkreis (26, F i g. 4) angesteuert und automatisch eingeschaltet wird, spwie zum anderen eine digital arbeitende Anzeigevorrichtung (32, 34) für Oberwellen des Prüfsignals, so daß Prüfsignalpegel (durch 30) und harmonische Verzerrungen (durch 34) gleichzeitig und automatisch angezeigt werden.

2. Prüfeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Dämpfungsnetzwerk (76) aus Widerständen (116, 114, 112) mit zunehmenden Werten, die an ihren Ausgangsenden miteinander verbunden sind, aus in Kaskade geschalteten Zehnfachverstärkern (80, 82) und aus mit den Eingangsenden der Widerstandseinrichtungen in Reihe geschalteten Schaltern (98-110) besteht, die die Ausgangsenden der Verstärker (80, 82) mit den Widerständen(116, 114, 112) verbinden, und daß eine die vom Schaltkreis (26) gelieferten Mittelwertsignale aufnehmende Rückkoppelungsschaltung (28) mit den Schaltern (98-110) gekoppelt ist, um diese zu betätigen (Fig. 3).

3. Prüfeinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, d^ß der Schaltkreis (26) einen vom Dämpfung-netzwerk angesteuerten Mittelungskreis (120) zur Lieferung der Mittelwertsignale, zwei dem Mittelungskreis (120) nachgeschaltete Komparatoren (126, 128) zur Abgabe von Ausgangssignalen bei Aufnahme eines Eingangssignals mit vorgegebenem Spannungsniveau und einen die Ausgangssignale der Komparatoren (126,128) aufnehmenden und entsprechende Vorwärts- bzw. Rückwärtszähl-Ausgangssignale liefernden Dekadenzähler (134) sowie eine mit dem Dekadenzähler (134) verbundene und durch die Vorwärts- bzw. Rückwärtszähl-Ausgangssignale betätigte Dekodierschaltung (138) für die Abgabe von die Rückkoppelungsschaltung (28) bestimmenden Steuersignalen aufweist (F i g. 4).

4. Prüfeinrichtung nach Anspruch 3, gekenn- M) zeichnet durch dem Dämpfungsnetzwerk bzw. dem Mittelungskreis (120) nachgeschaltete weitere Komparatoren (132, 146, 148) zur Abgabe von Ausgangssignalen für die Betätigung von Gattern, die Ausgangssignale der Komparatoren (132, 146,148) aufnehmende Gatter (150, 152) zur Abgabe eines Signals zur Betätigung eines Zählers; einen das Zählerbetätigungssignal aufnehmenden weiteren Dekadenzähler (154) zur Abgabe eines Signals zur Betätigung eines Dekodierers, einen dem weiteren Dekadenzähler (154) nachgeschalteten Dekodierer (158) zur Erzeugung eines einen Generator betätigenden Signals sowie durch einen Treppengenerator (156) zur Aufnahme des Generatorbetätigungssignals und zur Erzeugung eines einen Komparator betätigenden Signals für die Beaufschlagung der weiteren Komparatoren (146, 148) (Fig. 5).

5. Prüfeinrichtung nach einem der Ansprüche 1-4, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzerrungsanalysator (32) einen Impulsgenerator (176) zur Erzeugung von Impulsen, eine in Kaskadenschaltung angeschlossene Untersetzerschaltung (!80, 182, 188) zur Aufnahme der Impulse und zur Abgabe von Schalterbetätigungssignalen, und einen mit bekannten Signalen (170, 172), unbekannten Signalen (164,168) und mit den Schalterbetätigungssignalen (188) beaufschlagten Schalter (166) aufweist, wobei die Schaiterbetätigungssignale den Schalter (166) so betätigen, daß dieser einen dem Schalter (166) nachgeschalteten Integrator (174, 192,190) betätigende Signale abgibt, dessen Ausgang ein Komparator (194) nachgeschaltet ist, der ein die Anzeigeeinrichtung (34) betätigendes Signal erzeugt, wenn die dem Komparator (394) zugeführten Signale ein vorgegebenes Spannungsniveau erreichen (Fig. 7).

6. Prüfeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5 dadurch gekennzeichnet, daß der Verzerrungsanalysator (32, Fig. 1) eine Schaltung zur automatischen Spannungsregelung mit einem lichtempfindlichen Widerstand (214). einen mit dem Widerstand (214) verbundenen Signaloperationsverstärkers (216) sowie eine vom Ausgang des Signaloperationsverstärkers (216) zu einer Licht erzeugenden Einrichtung (234) zurückgeführten, eine Speichereinrichtung (220, 222, 224) und eine Komparatoreinrichtung (230, 232) umfassende Rückführungsschleif'e (220, 226, 230, 236, 238, 234) aufweist, und daß die Komparatoreinrichtung (230, 232) das in der Speichereinrichtung (220, 222, 224, 226) gespeicherte Signal mit einer Referenzspannung (228) vergleicht, um ein Signal zur Betätigung der Licht erzeugenden Einrichtung (234) zu liefern, wobei das von der Licht erzeugenden Einrichtung (234) erzeugte Licht eine Funktion des gespeicherten Signals ist. wobei der Widerstand (214) mit Licht beaufschlagt und dadurch dessen Widerstandswert verändert wird (Fig. 6).

7. Prüfeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (10, Fig. 1, Fig. 2) eine Ausgangseinrichtung (70) für das hinsichtlich der Frequenz durch eine Einstelleinrichtung (40) einstellbare (36) Signal, eine zwischen die Ausgangseinrichtung (70) und die Einstelleinrichtung (40) geschaltete Rückkopplungseinrichtung (50). eine in der Rückkopplungseinrichtung (50, Fig. 2) angeordnete Einrichtung (40, 52) zur Änderung der Verstärkung sowie eine Servoregeleinrichtung (54, 58 bis 66) aufweist, die an die Einrichtung (40, 52) zur Änderung der Verstärkung angeschlossen ist und ihre Steilheit regelt, um so die gesamte Rückkopplungsverstärkung auf dem Wert 1 und damit den Oszillator auf einer gewünschten Amplitude zu

halten (Fig. 2).

8. Prüfeinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (40, 52) zur Änderung der Verstärkung einen Sperrschichtfeldeffekttransistor (40) aufweist.

9. Prüfeinrichtung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Servoregeleinrichtung eine Referenzspannung (R£F. V, Fig. 2), ein an die Einrichtung zur Änderung der Verstärkung (40, 52) angeschlossenes positives ( + ) und negatives (— über 52) sowie einen zwischen die Differenzbpannung, das positive und das negative Potential geschaltete Einrichtung (54, 58 bis 66) aufweist, die den Strom und die Steilheit der Einrichtung (40, 52) veränderlicher Verstärkung verringen und dadurch die Scheitelamplitude des Oszillators auf einen Wert begrenzt, der im wesentlichen gleich dem der Referenzspannung ist.

10. Prüfeinrichtung nach einem der Ansprüche

7, 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangseinrichtung einen Verstärker (70) veränderlicher Verstärkung aufweist.

11. Prüfeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß Meßverstärker (74) und Dämpfungsnetzwerk (76) einen Analog-/Digitalwandler (/l/D-Wandler) bilden, der einen geeigneten Verstärker (78,118) mit einer Eingangsschaltkreisanordnung (74, 76), eine Schalteranordnung (98-110) sowie eine Widerstandsanordnung (112, 114, 116) unterschiedlicher Werte aufweist, wobei die Schalteranordnung (98 bis 110) in der Eingangsanordnung (7<s 76) vorgesehen und die Eingangsanordnung (74, 76) an die einzelnen Widerstandsanordnungen (112, 114, 116) angeschlossen ist; wobei eine an die Widerstandsanordnung (112-116) angeschlossene Detektoreinrichtung (26, Fig. 4) mit einer Komparatoreinrichtung (126, 128) zur Verarbeitung der verschiedenen von der Widerstandseinrichtung (112-116) abgegebenen Ausgangssignale sowie einer an die Komparatoreinrichtung (126, 128) angeschlossene und Ausgangszählsignale abgebende Zähleinrichtung (134, 136), eine an die Zähleinrichtung angeschlossene Ableseeinrichtung (140,142, 30) zur Abgabe einer den Ausgangszählsignalen entsprechenden Anzeige, sowie eine die Ausgangszählsignale entgegennehmende Rückkopplungseinrichtung (138, 28, 84-96) zur Erzeugung voa Schalterbetätigungssignalen für die Auswahl der Impedanzanordnung vorgesehen sind, so daß diese die gewünschten sich ändernden Ausgangssignale liefern (Fig. 3, 4).

12. Prüfeinrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der A/D-Wandler (24) eine zwischen die Eingangsanordnung (72) und einige der Schalteranordnungen (98-116) geschaltete Zehnfachverstärkereinrichtung (80, 82) aufweist (Fig. 3).

13. Prüfeinrichtung nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß der /l/D-Wandler M) (24) eine Schaltung (120 in 26, Fig. 4) zur Bildung des Mittelwerts der sich ändernden Ausgangssignale aufweist, und daß die Komparatoreinrichtungen (124,126) einen ersten (124) und einen zweiten (126) Komparator zur Verarbeitung unterschiedlicher Niveaus der sich ändernden Ausgangssignale der den Mittelwert bildenden Schaltung (120), einen Integrator (130), der mit der den Mittelwert bildenden Schaltung (120) verbunden ist, um ein integriertes Ausgangssignal zu liefern, und einen dritten Komparator (132) aufweisen, der an den Integrator (130) angeschlossen ist, um das integrierte Ausgangssignal zu verarbeiten.

14. Prüfeinrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Ableseeinrichtung (140,142, 30) des /l/D-Wandlers einen Addierer (140) aufweist, der an den Dekadenzähler (134) und den dritten Komparator (132) angeschlossen ist.

15. Prüfeinrichtung nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß der AID-Wandler einen vierten und fünften Komparator (146, 148), die das integrierte Ausgangssignal aufnehmen, ein an den dritten Komparator (132) und den vierten Komparator (146) angeschlossenes erstes Verknüpfungsglied (150) sowie ein an das erste Verknüpfungsglied (150) und den fünften Komparator (148) angeschlossenes zweites Verknüpfungsglied (152) aufweist.

16. Prüfeinrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Zählanordnung einen weiteren Dekadenzähler (154) aufweist, an den das zweite Verknüpfungsglied (152) angeschlossen ist.

17. Prüfeinrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der AjD-Wandler eine Dekodierschaltung (158), die an den weiteren Dekadenzähler (154) angeschlossen ist, sowie einen an die Dekodierschaltung (158) angeschlossenen Treppengenerator (156) zur Abgabe von Spannungsniveauausgangssignalen an den vierten und fünften Komparator (146, 148) aufweist.

18. Prüfeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Meßverstäiker (74) und Dämpfungsnetzwerk (76) eine Schaltung zur Umwandlung eines elektrischen Signals mit einer eine Information (z. B. Schalldruck) repräsentierenden Amplitude in diese Information repräsentierende Digitalsignale darstellt, mit einem Impulsgenerator (176) zur periodischen Erzeugung von Taktimpulsen, einer die Taktimpulse aufnehmenden Zähleinrichtung (180, 182, 188) zur Abgabe von Schalterbetätigungssignalen, einer konstanten Stromquelle (170) zur Abgabe eines konstanten Stroms, einer Integratorschaltung (174, 192), einer Schalteranordnung (166, 190) zur Entgegennahme der Schalterbetätigungssignale zur Weiterleitung des elektrischen Signals (164) oder des konstanten Stroms (170) an die Integratorschaltung (174, 192) oder zum Zurücksetzen der Integratorschaltung, wobei die Integratorschaltung ein Ausgangssignal liefert, das während des Zeitintervalls, während dem der Schalter den konstanten Strom durchläßt, durch den Wert 0 läuft, einem Komparator (194) zur Abgabe eines Ausgangsimpulses, wenn das Ausgangssignal durch den O-Wert geht, sowie einer Verriegelungsschaltung (184, 186), die dem Zähler (180, 182) nachgeschaltet ist und durch den Ausgangsimpuls betätigt wird, um die Digitalsignale festzuhalten (Fig. 7).

19. Prüfeinrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (166) einen ersten Schalter, an den das elektrische Signal (164) und der konstante Strom (170) angeschlossen

sind, sowie einen zweiten Schalter (190) aufweist, der einem Kondensator (192) der Integratorschaltung (174, 192) parallelgeschaltet ist (F i g. 7).

20. Prüfeinrichtung nach Anspruch 18 oder 19. dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (180, 182, 188) eine Untersetzerschaltung (188) mit dem Untersetzungsverhältnis 3:1 zur Abgabe der Schalterbetätigungssignale an die Schalter (166, 190) aufweist.

21. Prüfeinrichtung nach einem der Ansprüche 8-20, dadurch gekennzeichnet, daß Dekoder (196,198) die Digitalsignale entgegennehmen und der Ableseeinrichtung (34) vorgeschaltet sind, um über diese digitale Anzeigen die Digitalsignale abzugeben.

22. Prüfeinrichtung nach Anspruch !, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zur automatischen Spannungsregelung des Verzerrungsanalysators (32) mit einer Eingangseinrichtung (212) zur Abgabe eines Eingangssignals, einem lichtempfindlichen Widerstand (214) zur Aufnahme des Eingangssignals, einem Operationsverstärker (216) zur Abgabe eines verstärkten Ausgangssignals, einer räumlich neben dem lichtempfindlichen Widerstand (214) angeordneten lichterzeugenden Einrichtung (234), einer Einrichtung (228) zur Abgabe einer Referenzspannung, sowie einer zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers (216) und die lichterzeugende Einrichtung (234) geschalteten Rückkopplungsanordnung (220, 230), die mit der Referenzspannung (228) arbeitet, um die lichterzeugende Einrichtung (234) entsprechend dem verstärkten Ausgangsignal zu betätigen, so daß die lichterzeugende Einrichtung (234) Licht als Funktion des verstärkten Ausgangssignals erzeugt, das auf den lichtempfindlichen Widerstand (214) auftrifft und damit dessen Widerstandswert ändert (Fig. 6).

23. Prüfeinrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Operationsverstärker (216) einen zwischen seinen Ausgang und seinen Eingang geschalteten Rückkopplungswiderstand (218) aufweist.

24. Prüfeinrichtung nach Anspruch 22 oder 23. dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungskreis einen Operationsverstärker (220) mit einer Speichereinrichtung (122) zur Speicherung des verstärkten Ausgangssignals sowie einen Komparator (230) zum Vergleich des verstärkten Ausgangssignals mit der Referenzspannung aufweist (Fig. 6).