DE2447516A1 - Schaltungsanordnung zur strombemessung - Google Patents

Description

J₁ «7 (f.

Ks/Sö j *

67, 106
J. S. Serial No: 404,123
Piled: October 5, 1973

RCA Corporation
New York, .N. Y., V.St.v.A.

Schaltungsanordnung zur Strombemessung

Die Erfindung bezieht sich auf Schaltungsanordnungen zur Strombemessung und betrifft speziell eine Schaltung, deren Ausgangsstrom proportional ist einem Eingangsstrom geteilt durch eine Größe, die im we-sentlichen gleich ist einer Potenz der Vorwärtsstromverstärkung eines Transistors in Emitterschaltung.

Strombemessungsschaltungen mit solchen Eigenschaften wurden zuerst in der USA-Patentanmeldung Nr. 3o2,866 beschrieben, die den Titel "Stabilization of Quiescent Collector Potential of Current-Mode Biased Transistors" trägt, und im Namen von A.A.A. Ahmed am 1. November 1972 eingereicht wurde. Strombemessungsschaltungen, deren Ausgangsströme gegenüber den Eingangsströmen in einem durch den Kehrwert der ■Vorwärtsstromverstärkung von Transistoren in Emitterschaltung bestimmten Verhältnis stehen, sind in der USA-Patentanmeldung Nr. 363,563 beschrieben, die den Titel "Bias Circuitry for Stacked Transistor Power Amplifier Stages" trägt und im Namen des Erfinders der vorliegenden Erfindung am 24. Mai 1973 eingereicht wurde.

Eine erfindungsgemäß ausgebildete Strombemessungsschaltung enthält einen ersten und einen zweiten Transistor. Ein mit

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Eingangsstrom versorgter Anschluß ist über einen ersten Gleichstromweg mit der Basis des ersten Transistors und über einen zweiten Gleichstromweg mit dem E_mitter des ersten Transistors verbunden. Jeder dieser Gleichstromwege enthält dieselbe Anzahl η von Halbleiterübergängen. Diese Halbleiterübergänge sind in den Gleichstromwegen so gepolt, daß sie durch den Teilbetrag des in dem betreffenden Gleichstromweg fließenden Eingangsstroms in Durchlaßrichtung gespannt werden. Die Emitter-Kollektor-Spannung des ersten Transistors wird an den Basis-Emitter-Übergang des zweiten Transistors gelegt, der daraufhin einen Kollektorstrom lefert, welcher umgekehrt proportional einer Potenz der Vorwartsstromverstarkung in Emitterschaltung des ersten Transistors ist.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen eiLäutert.

Fig. 1 ist das Schaltbild einer erfindungsgemäßen" Strombemessungaashaltung, die einen Ausgangsstrom liefert, der gleich- ist dem Eingangsstrom geteilt durch die Größe 1 plus der Vorwärtsstromverstärkung eines Transistors in Emitterschaltung;

Fig. 2 ist das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Strombemessungsschaltung, deren Ausgangsstrom im wesentlichen umgekehrt proportional ist der η-ten Potenz der Vorwärtsstromverstärkung eines Transistors in Emitterschaltung;

Fig» 3 ist das Schaltbild einer Strombemessungsschaltung, die derjenigen nach Fig. 1 ähnlich ist, deren Ausgangsstrom ,jedoch im wesentlichen umgekehrt proportional der Vorwärtsstromverstärkung eines Transistors in Emitterschaltung ist;

509816/0819 " ³ "

Fig. 4· zeigt das Schaltbild einer Strombemessungsschaltung, die derjenigen nach Fig. 2 ähnlich ist, jedoch gegenüber' dieser bessere Eigenschaften für manche Verwendungszwecke hat;

Figuren 5 und 6 sind Schaltbilder, welche die Verwendung der Strombemessungsschaltungen nach den Figuren 2 und 3 veranschaulichen;"

Fig. 7 zeigt eine äquivalente Schaltung, welche die BLodenreihenschaltungen in den Anordnungen nach den Figuren 2 und 4 ersetzen kann.

Die in Fig. 1 gezeigte Anordnung ist im Normalfall als monolithische integrierte Schaltung ausgebildet. Bei der dargestellten Verbindungsart der Transistoren 101 bis 104- ist die Basis-Emitter-Spannung Vg^^ des mit seinem Emitter an Masse liegenden Transistors 101 gleich der Basis-Emitter-Offsetspannung V-QtMq₂ des-Transistors 102 plus der Basis-Emitter-Of fs et spannung' V-ay* ^₁. des als Diode geschalteten Transistors 103 minus der Basis-Emitter-Offsetspannung V-g^Q^, des als Diode geschalteten Transistors 104-. ^as heißt, es gilt:

^VBE1O1 ^{= V}BE1O2 ^{+ V}BE103 " ^VBE104- (1)

Die Basis-Emitter-Spannung (V_BE) eines beliebigen Transistors läßt sich mit seinem Kollektorstrom (I₀) gemäß der folgenden bekannten Transistorgleichung ausdrücken:

wn Iri

^VBE ,-" T" ^ln τ£
Darin ist:

k die Boltzmann-Konstante

q die Ladung eines Elektrons

T die absolute Temperatur ^'■ '

Ig der Sättigungsstrom des Transistors

509816/0819 -^-

Wenn man den Ausdruck nach Gleichung (2) in die Gleichung (1) einsetzt, erhält man die folgende Gleichung (3), in welcher die Indexzahlen der einzelnen Größen den in den Zeichnungen verwendeten Bezugszahlen der Transistoren entsprechen, zu denen diese Größengehören:

kT	In	1OIOI	- kT	In	IC102	+	kT	In	1OI03	- kT	In C104
q		1SIOI	q		1SI02				1SI03	q	1SI04

Unter der Voraussetzung, daß die Transistoren 101, 102, und 104 im wesentlichen einander gleich sind (was für solche Elemente eine zulässige Annahme ist, wenn sie alle Teil derselben monolithischen integrierten Schaltung sind), so daß sie entsprechende Kennlinien haben, gilt folgendes:

¹SIOI ^{= 1}SI02 ^{= 1}SI03 ^{= 1}SI04 ^

Wenn die vorgenannte Voraussetzung erfüllt ist, läßt sich die Gleichung (3) folgendermaßen vereinfachen:

I
0102 _T

ι ^χσιο3

Der in die Eingangsklemme 105 tretende Strom I_1n fließt hauptsächlich in den zueinander in Reihe geschalteten Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren 104 und 102, vorausgesetzt, diese Transistoren haben jeweils eine Vorwärtsstromverstärkung in EmittersdBltung (h_f ) im normalen Bereich von 30 - 200 _? da der Emitter strom des Transistors lediglich ausreichend groß sein muß, um den Transistor 102 mit Basißstrom zu versorgen. Die Basisströme der Transistoren

- 5 S09816/0819

-5- 2U7516

und 104 sind bei normalen Werten von h_fQ im Vergleich zu ihr,en Kollektor-Emitter-Strömen vernachlässigbar klein, und die Kollektor-Emitter-Ströme der Transistoren 104 und 102 sind einander nahezu gleich. Somit ist gemäß Gleichung (5) der Kollektorstrom des Transistors 101 annähernd gleich dem Kollektorstrom des Transistors 103·

Da Iqio3 ^{im weserrt;}liehen gleich dem Etrfitterstrom des Transistors 103 ist, der als Basisstrom zum Transistor "102 fließt, ist der Strom I₀^₀,-gleich dem Strom I/yiop geteilt durch ^hfe102* ^{Da I}C1O2 ^^{m weseirfclicnen} gleich I_1n ist, ist Iq^q* im wesentlichen gleich Ij^/h^. -iqo· ^^er Strom 1^₀,,, der im wesentlichen gleich dem Strom Iq-iA^ i^s*» i^s-fc daher auch im wesentlichen gleich Ij^/h™ ^₀O ^ie Schaltung nach Fig. 1 arbeitet als Stromquelle und ^ liefert in guter Näherung einen Ausgangsstrom (K_ollektorstrom ip^Q^i des Transistors 1O1), der umgekehrt proportional der Vorwärts Stromverstärkung eines Transistors in Emitterschaltung h~ ist. Diese Stromquelle kann mit Spannungen arbeiten, die so niedrig wie die Sattigungsspannung des Transistors 101 (VgATiOI' ^d^^{e nur} etwa o,2 Volt'beträgt) sirid.«

Eine genauere Analyse kann folgendermaßen vorgenommen werden. ¹OIOI ^^s* ^lä^iv klein gegenüber Ij_n» wie Vorstehend gezeigt wurde. Der Basisstrom Id^qi ^^es Transistors 101 ist um den Faktor hf_eiQ/| kleiner, d.h. um die Vorwärtsverstärkung in Emitterschaltung des Transistors 101. I-rioi ^^s^ daher ver- nachlässigbar gering. I-q, muß als Emitterstrom im Transistor 101 fließen, abgesehen von diesem vernachlässigbar kleinen Strom I-rw-101· ^^& ^^er Enri-t^erstrom eines Transistors'gleich ist seinem Basisstrom plus seinem Kollöktrostrom, der h~ -mal..so groß wie sein Basisstrom ist, läßt sioh-I^Qp durch die Größe Ij_n folgendermaßen ausdrücken?

. 509816/0819

⁰¹⁰² l^hfe102 ^{+ n} / ^IN

Da Ig/iQi vernachlässigbar Hain ist, muß auch der Emifcfcerstrom des Transistors 104· sehr nahe dem Wert für Iqvjq2 liegen. Mit dem selben Verfahren, welches zur obigen Gleichung (6) führte, kommt man zum folgenden Ausdruck für

τ ( ^hfe104- ¹ l

CIOI- lh_fe104 + Λ ^x0102

Der Basisstrom Iu^q2 ^des ^r^£-^nsis'^fcor8 *^02 wird mit dem Emitterstrom X^qs ^/;^^ Transistors 103 geliefert·

¹BIO₂ "

/_n ' _{+ 1}

^02 ■ J ¹CiOJ (8)

Dies ergibt nach Umstellung:

) ^ fe10$ ⁺¹ / ^üfe102 (9)

Durch Einsetzen der Gleiclrangen t6)_f (7) und (9) in die Gleichung (5) erhält mans

^hfe102

^χσΐ02

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f.103 * /

" ⁷"

und nach Vereinfachung j

¹IN ^hfe103

⁰¹⁰¹

*.102*

Unter der Voraussetzung, daß h_fQ<10^ gleich h_fe<10^ ist, was bei im wesentlichen gleicher Ausführung der Transistoren 105 und 104 auch tatsächlich gilt, verkürzt··eich die Gleichung (10) auf folgende Gleichung!

^ftfeiO2 ^{+ Ί}
Wobei I_C/|oi ^er Ausgangsstrora der Bemessungsschaltung ist·

Falls H-^₀₂ im normalen Bereich von 30-200 liegt, stimmt die ursprüngliche Näherung, daß Iq^q^ gleich *nj/ⁿf_eio2 "*"^s** ^m^* einer Genauigkeit von 1/2 bis 3 %>·

Es ist angenommen worden, daß die Transistoren 101, 102, 103 und 104 nicht nur gleiche Diffusionsprofile sondern auch gleiche Basis-Eraitter-Übergangsflachen haben, so daß ihre Sättigungsströme einander gleich sind. In einem allgemeineren Fall stehen die effektiven Basis-Emitter-Übergangsflächen der Transistoren 101, 102, 103 und 104 in einem gegenseitigen Größenverhältnis von a;b;csd. Hiermit stehen auch die Sättigungsströme der Transistoren 101, 102, 103 und 104 (d.h. die Ströme ¹SiOI* ^JS102» ¹SI03 ^^{0 1}SI04^ ⁱⁿ ®^in@m gegenseitigen Verhältnis von atbtctd* Xn einem solchen Pell liefern die oben eur Gleichung (5) führenden Schritte di®. nachfolgende'Gleichung (12).'

S09816/0819"

- ^(IC102^/b)

C102^/b) (I_r1o,/c) (12)

In ähnlicher Weise, wie weiter oben die Gleichung (10) erhalten wurde, kann man den folgenden Näherungswert von den allgemeinen Fall erhalten:

^{ad 1}IN

bc

Eine gewisse Abweichung von diesem Näherungswert kann sich ergeben, wenn die Basisströme (die für den speziellen Fall einer im wesentlichen gleichen Ausbildung der Transistoren 101, 102, 103 und 104 als vernachlässigbar angenommen worden sind) in V'irklichkeit so groß sind, daß man sie in den Berechnungen berücksicltigen muß. Die Abänderungen, die man unter diesen Umständen bei den Berechnungen vorzunehmen hat, sind ähnlich wie die Abwandlungen, die man bei anderen Schaltungen mit nicht vernachlässigbaren Basisströmen verwendet, und brauchen an dieser Stelle nicht näher behandelt zu werden.

Ein anderer Spezialfall, der bei monolithischen integrierten Schaltungen oft von Bedeutung ist, liegt dann vor, wenn I^_O1 klein sein muß, obwohl zur Bereitstellung verkleinerter Ströme keine großen Widerstände zur Verfügung stehen, d.h. wenn I_1n nicht leicht auf einen niedrigen Wert vermindert werden kann. In einem solchen Fall können die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 102 und 103 so ausgeführt werden, daß ihre Flächen größer sind als die Basis-Emitter-Übergängsflächen der Transistoren 101 und 104-. Diese Methode hat besondere Bedeutung bei der Vorspannung von B-Verstärker-Transistoren mittels h_f -abhängiger Ströme, wie es in der weiter oben erwähnten

- 9 609816/0819

USA-Patentanmeldung Nr. 363,563 beschrieben ist.

Die S_chaltung nach Fig. 2 liefert einen Ausgangsstrom ¹CIOI ^^eT ^ⁿ £^ηΐβΓ Näherung umgekehrt proportional zu ganzzahligen Potenzen des h_f eines Transistors ist. Die Schaltung nach Fig. 2 läßt sich als Abwandlung der Schaltung nach Fig. 1 betrachten. Eine Reihenschaltung 203 aus einer Anzahl η von als Dioden geschalteten Transistoren 203-1 ... 203-n_v von denen zwei in der Zeichnung dargestellt sind, ersetzt den einzelnen als Diode geschalteten Transistor "103. Der einzelne als Diode geschaltete Transistor 104- ist ersetzt durch eine Serienschaltung 204-einer Anzahl η von als Dioden geschalteten Transistoren 204—1 204—η (von denen zwei dargestellt sind). Unter der Voraussetzung, daß jeder als Diode geschaltete Transistor in der Anordnung 203 dem als Diode geschalteten Transistor 101 gleich ist und daß jeder der als Dioden geschalteten Transistoren in der Anordnung 204- dem als Diode geschalteten Transistor 104- gleich ist, gilt für de Schaltung nach J¹Xg. 2 folgende Gleichung:

^VBE101 ^{= V}BE102 ^{+ nV}BEi03 " ^nVBEi04- (14·)

Wenn man die Gleichung (2) in die Gleichung (14·) einsatzt., erhält man:

kT In *G101 = kT In Vl 02 + nkT in Vi 03 ^{q 1}SIOI ^q ~ ¹SI02 ^{q 1}

- nkl In ¹GI04- ·

■ - 10 509816/0819

Bei Iq₁₀I^:IS102'¹SI03^J1SIO^ " ^aiDIOId> vereinfacht sich die Gleichung (15) aufι

η ν η

a ^ /Λ/Ι^ο^Ν (₁₆)

■ «tr

Λ ""WV¹OIoW ,

Wenn man die Gleichungen (6), (7) und (9) in die Gleichung (16) einsetzt, dann erhält man folgenden Ausdruck für

τ ^a (^ά)^{η 1}IN (16·)

¹OIOI - ΈΛΈ/ (^e₁₀₂ )^n:'(h_fe102

Die Fig. 3 zeigt eine Abwandlung der in Fig. 1 dargestellten Schaltung, bei welcher der Kollektor des Transistors 103 an einer Betriebsspannung liegt, die getrennt von der Quelle für I_1n zugeführt wird. In der Schaltung nach Fig. 3 wird der Basisstrom des Transistors 102 hauptsächlich über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 103 geliefert. Wenn man wiederum voraussetzt, daß der Basisstrom des Tran sistors 101 vernachlässigba klein ist, dann fließt dar Strom I_1n im wesentlichen vollständig in den Kollektor des Tran sistors 102. D.h., anstelle der Gleichung (6) gilt die folgende Gleichung:

0102 " IN \*7j

Diee ändert die Gleichungen (lO')und (13) so daß sie die Form der nachstehenden Gleichungen (18) und (19) bekommen:

¹OiOi -Tr- ^SL,. L^fe103 ) !°^{102 (18)}

τ i fe103 ^{+ 1} / ^hfe102 ^x0102 '

509816/0819 - 11 -

X -

T)io Fie· '* üoißt eino Abwandlung der in Fig. 2 dargestellten GchaHung, boi welcher der Kollektor des Transistors 202-1 an einer Betriebsspannung liegt, die getrennt von der Quelle für I_1n geliefert wird. Bei dieser Verbindungsart ergibt sich für Iq>joi folgender Wert:

Gemäß der Fig. 5 wird eine Strorabemessungsschaltung 500 des in Fig. 3 gezeigten Typs dazu verwendet, die richtigen Ruheströme zur "Vorspannung" (current-mode biasing) eines Transistorverstärkers 515 in Emitterschaltung zu liefern. Der Eingangsstrom I_1n der Strombemessungsschaltung 500 wirdiber die Klemme 105 und den Widerstand 501 aus dem Eingangskreis eines Stromspiegelverstärkers 505 gezogen, und der Ausgangsstrom der Schaltung wird über die Klemme 106 aus dem Eingangskreis eines Stromspiegelverstärkers 5IO gezogen. Die Stromverstärkung des Stromspiegelverstärkers 505 hat gegenüber derjenigen des Stromspiegelverstärkers 5I0 ein Verhältnis von adtbc. Daher hat der Ruhestrom, der vom Ausgangskreis des Stromspiegelverstärkers 505 zum Kollektor des'Emitterverstärkers 515 gelangt., gegenüber dem vom Ausgangskreis des Stromspiegelverstärkers 510 zur Basis des Emitterverstärkers 515 gelangenden Ruhestrom ein Verhältnis wie

_eo2

Es sei angenommen, daß der Transistor 515 eine h_f -Stromverstärkung hat, die derjenigen des Transistors 102 ,entspricht. Der Basisruhestrom zum Transistor 515 wird dann um den Faktor· ^hfe102 verstärkt, so daß der vom Transistor 515 benötigte Kollektorruhestrom gleich ist dem Ruhestrom, der vom Ausgangskreis des 8tromepi©gelveretärkere 505 geliefert wird. '

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Die Kollektorlastimpedanz des Emitterverstärkers 515 und die Ruhespannung an der am Kollektor des Transistors 515 liegenden Ausgangsklemme OUT werden jeweils durch die nachgeschaltete Anordnung bestimmt. Diese ist in Fig. 5 mit einem Thevenin-Ersatzschaltbild dargestellt durch die Cerienschaltgeines die Kollektorlastimpedanz des Transistors 515 bildenden Widerstands 521 mit einer Spannungsquelle 522, die eine Ruhespannung Erpp zwischen Masse und E^pQ liefert. Da der vom Ausgangskreis des Stromspieg^Lverstärkers 505 gelieferte Ruhestrom nach dem Kirchhoffsehen Gesetz gleich ist dem vom Transistor 515 verlangten Kollektorruhestrom, fließt im Widerstand 521 kein Ruhestrom. Somit fällt auch keine Ruhe spannung am Widerstand521 ab, so daß an der Ausgangsklemme OUT eine Ruhespannung von Έ,-ορ ers&eint.

Der Transistor 102 der SchsLtung 500 kann betrachtet werden als Spannungsregelungstransxstor mit einer Kollektor-Basis-Gegenkopplung, um den Anschluß 105 auf einer Spannung zu halten, die gleich V-n-vAQo+ ^ΒΕ105 ^ist# (J^e<ies Ansteigen der Spannung am Anschluß 105 über diesen Wert hinaus führt zu · einem stark erhöhten Iq/iqo· Mit erhöhtem Iqvjqo ^w^^r<3- &^βτ Spannungsabfall am Widerstand 501 größer, um die Spannung am Anschluß 105 zu vermindern). Der Stromspiegelverstärker 505 ist von einem Typ, der seine Eingangs spannung auf V-mr^oß +V-DjjcQo regelt, d.h. auf die Summe der Basis-Emitter-Offsetspannung der Transistoren 506 und 507»Die am Widerstand 501 erscheinende Spannung V,-q/| ist gleich Ε,-Qp (der von der Spannungsfuelle 520 gelieferten Spannung) minus V-o-nviop +^ΒΈΙΟ und minus ^V _BE,-Qg + ^ν·ητ?507 ^Der durch den Widerstand 501 zum Eingangsanschluß 105 fließende Strom I_1n läßt sich nach dem ohmschen Gesetz bestimmen:

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- 13 - 2W7516

_1n - ^VBE1O2 " ^YBE1O3 - ^VBE506 - ^VBE5O7 (21)

^R501

wobei Rcq-i der Wert des Widerstands 50I ist. Die Größen ^VBE1O2' ^VBE1O3' ^VBE506 ^{und Y}BE5O7 ^{sind gut} definierte Offsetspannungen, die über einen weiten Bereich, von Strömen praktisch unverändert bleiben und für Siliziumtransistoren jeweils zwischen 550 und 750 Millivolt betragen. Der vom Stromspiegelverstärker 505 verstärkte Strom I-™ bestimmt den Kollektorruhestrom des Transistors 515·

Gemäß der Pig. 6 wird eine Strombemessungsschaltung 600 des in Fig. 2 gezeigten Typs dazu verwendet, richtig bemessene Ruheströme zur "Vorspannung" (current-mode biasing) einer Darlingtonschaltung 615 zu liefern, die aus einem Transistorpaar besteht und als Emitterverstärker für Signale geschaltet ist. Die Schaltung nach Fig. 6 ist derjenigen nach Fig. 5 in allgemeiner Hinsicht analog. Nach dem ohmschen

Gesetz gilt:

I_1n = ^E620 - ^VBE1O2 - ^VBE203-2 - ^VBE203-1 ~ ^VBE606 (22)

^R601
wobei

^E620 ^{die s}P^annunS ^am positiven Pol der Spannungsquelle ist und

7βΕΐΟ2 wie oben die Basis-Emitter-Offsetspannung des Transistors 102 ist. . ■ -

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Die Größen V^p₀₇, ,, und V_nl?Pn, _? sind die Basis-Emitter-Offsetspannungen in der Reihe zueinander und als Dioden geschalteten Transistoren 203-1 und 203-2. V_Bmo6 ^{ist die} Basis-Emitter-Offsetspannung des als Diode geschalteten Transistors 606 im Eingangskreis des Stromspiegelverstärkers 605·

Der Strom I_1n fließt durch den Eingangskreis des ßtromspiegelverstärkers 605 und führt zur Erzeugung eines damit verknüpften Stroms in seinem Ausgangskreis· Dieser verknüpfte Strom soll den von den Transistoren 616 und 617 der Darlingtonschaltung 615 verlangten kombinierten Kollektorstrom liefern.

Wie bei der Beschreibung der Fig. 2 ausgeführt wurde, folgt der Kollektorstrom Iqviq* des Transistors 101 in der Strombemeesungsschaltung 600 der Gleichung (16^f),w&b@i η»2 ist:

τ . a(d)²; ¹IN (23)

^υιυι b(c)^{d n}fe102 . ^^üfe102 ⁺ ' ^;

Dieser Strom wird durch die in dieser Hinsicht wie ein Verstärker in Basisschaltung wirkende Darlingtonschaltung 630 mit einem Stromverstärkungsfaktor von im wesentlichen 1 auf den Eingangskreis eines Stromspiegelverstärkers 610 gekoppelt. Die Stromverstärkung des Stronrspiegelverstärkers 605 verhält sich zu derjenigen des Stromspiegelverstärkers

2 2

610 wie ad tbc · Die Ruheströme, die von den Ausgangskreisen der rjtromspiegelverstär'ker 605 und 610 zu den zusammengekoppelten Kollektoren der Transistoren 616 und 61? bzw. zur Basis des Transistors 616 fließen, stehen daher zueinander im Verhältnis, wie h» _1ΛΟ (h-./i^^+ 1) ι 1,

Di© ¥©:ewärt®ste©®verefcäpkung der Darlingtonschaltung 615 be-

^hf®616 ^^{ά h}fe61? ^{die Vor}"

- 15 509816/0319

wHrtostromvorstürkunEen in Emitterschaltung der Transistoren 616 und 61? sind. Unter der Voraussetzung, daß die Transistoren 102,- 616 und 617 im wesentlichen gleich ausgebildet sind und einander entsprechende Werte von h_fe haben, bewirkt der vom Stromspiegelverstärker 610 zum Transistor 616 gelieferte Basis-Ruhe-Strom,daß die Transistoren 616 und 617 einen kombinierten Kollektorruhestrom verlangen, der im wesentlichen gleich dem Strom aus dem Ausgahgskreis des Stromspiegelver-' starkers 605 ißt. Wie bei der Verstärkerschaltung nach Fig. so ist auch bei der Verstärkerschaltung nach Fig. 6 die Signalverstärker-Lastimpedanz und die Ruhespannung an der Ausgangsklemme OUT durch die nachfolgende Schaltung bestimmt· Diese Schaltung ist in Fig. 6 als Thevenin-Ersatzschaltung dargestellt, die aus der Reihenschaltung eines Lastwiderstande 621 mit einer Spannungsquelle 622 besteht.

Eine aus den Transistoren 631 und 632 bestehende Darlingtonschaltung 630 liegt mit ihrer Eingangsklemme an einer Spannung 3V_BE (d.h., V_BE1O2 + V_BE2Q5_₁₊ V_BE203_₂)_t die am Anschluß 105 erscheint. Die an den Transistoren 631 und 632 erscheinenden Basis-Emit-ter-Oflsetspannungen Vg-pg,,. und V_BE6,₂ geben dem Anschluß 106 eine Vorspannung von 1V_BE· Dies führt dazu, daß die Kollektor-Eraitter-Spannung des Transistors 101 im wesentlichen genau so groß ist wie die Kollektor-Emjtter-Spannungen der Transitoren 102, 203-1» 203-2, 204-1 und 204-2. Hiermit; wird die proportionierende Wirkung dieser Transistoren verbessert, so daß der von der Strombemessungsechaltung 600 gelieferte Strom dem Eingangsstrom I_1n genauer nach der Gleichung (23) £lgt.

Es sind auch andere ähnliche Anordnungen zur Aufrechterhaltung einer Kollektor-Emitter-Spannung von 1V_BB am Transistor 101 möglich, indem man Verstärkertransistoren in Basisschaltung

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verwendet, die von Halbleiterübergängen im Kollektorkreis des Transistors 102 vorgespannt werden. Beispielsweise kann die StrombemesBungsschaltung nach Fig. 1 zusätzlich einen Verstarkertransistor in Basisschaltung enthalten, dessen Basis mit dem Anschluß 105 und dessen Emitter mit dem Anschluß 106 verbunden ist und der einen Kollektorstrom von im wesentlichen gleich I^q^-zieht.

Die Figuren 7a und 7b zeigen zwei Schaltungen 700 und 700', die dafür bekannt sind, daß sie äquivalente Charakteristik zwischen ihren Klemmen 701 und 702 zeigen. Die Schaltung besteht aus η als Dioden geschalteten Transistoren 700-1 700-n, die zueinander in Reihe zwischen die Klemmen 701 und 702 geschaltet and. Jeder der Transistoren 700-1 ... 700-n hat eine effektive Basis-Emitter-Übergangsfläche der Größe m. Die effektiven Basis-Emitter-Übergangsflächen der Transistoren inäen Figuren 7& und 7b sind durch eingekreiste Zahlen oder Buchstaben neben den jeweiligen Emitterelektroden angegeben.

In der Schaltung 700' befinden sich η als Dioden geschaltete Transistoren 703-1 ... 703-n als Serienschaltung 703 zwischen den Klemmen 701 und 702. Jeder der Transistoren 703-1··. 703-n hat eine effektive Basis-Emitter-Übergangsfläche, die um den Teilungsfaktor m kleiner ist als diejenige der Transistoren 700-1 ... 700-n. Die Stromdichte in den als Dioden geschalteten Transistoren 703-1... 703-n wird wie im Falle der als Dioden geschalteten Transistoren 700-1 ... 700-n dadurch auf demselben Wert gehalten, daß der Serienschaltung 703 die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors parallel geschaltet wird. Die effektive Basis-Emitter-Übergangsfläche des Transistors 704 ist (m-1)-mal so groß wie

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diejenige eines jeden der Transistoren 703-1... 70J-n und ist so vorgespannt, daß die gleiche Basis-Emitteröpannung wie beim Transistor 703-1 herrscht.

Schaltungen des Typs JQO¹ können Schaltungen des Typs 700 in den Serienschaltungen 203, 204 oder Teile davon ersetzen. Hiermit vermindert man den Platzbedarf auf einer monolithischen integrierten Halbleiterschaltung zur Erzielung des Äquivalents in Reihe zueinander liegender . und als Dioden geschalteter Transistoren mit großen Basis-Emitterübergangsflächen.

Ein Transistor, dessen Basis mit seinem Kollektor gekoppelt ist, wird gewöhnlich in bestimmten monolithischen Halbleiterschaltungen dazu verwendet, das elektrische Äquivalent einer · Diode zwischen seinem Kollektor und seinem Emitter zu bilden. In jeder der in den Zeichnungen dargestellten Anordnungen kann jedoch diese Transistoranordnung durch einen einfachen PN-Übergang ersetzt werden. Eine Anzahl von Transistoren oder Dioden kann parallel geschaltet werden, um in bekannter Weise ein zusammengesetztes Bauelement mit geänderten Eigenschaften der Übergangsfläche zu bilden.

■ Patentansprüche; 509816/0819

Claims (8)

1. 2U7516

   Patentansprüche

   Schaltungsanordnung zur Strorabemessung mit einemersten und einem zweiten Transistor, deren Emitter an einer ersten Klemme zum Anschluß an ein Bezugspotential liegen, ferner mit einer vom Kollektor des zweiten Transistors zur Basis des ersten Transistors führenden Verbindung, einer zweiten Klemme am Kollektor des ersten Transistors zum Anschluß an eine 'Nutzschaltung, einer dritten Klemme zum Anschluß einer Quelle für einen Eingangsstrom und mit einer daa zweiten Transistor mit der dritten Klemme verbindenden Schaltung, dadurch gekennzeichnet, daß die verbindende Schaltung aus zwei Gleichstromwegen besteht, deren erster die dritte Klemme (105) mit der Basis des zweiten Transistors (102) verbindet und deren zweiter die dritte Klemme (105) niit dem Kollektor des zweiten Transistors (102) verbindet und deren jeder die gleiche Anzahl η von Halbleiterübergängen (103, 10A- oder 203, 204) enthält, die in Reihe zueinander in Durchlaßrichtung für den Eingangsstrom geschaltet sind, wobei η eine ganze Zahl größer als 0 ist.
2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Halbleiterübergänge (103, 104· oder 203, 204·) aus einem Transistor besteht, dessen Kollektor mit seiner Basis verbunden ist.

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3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß einer der Häbleiterübergänge im ersten Gleichstromweg der Basis-Emitter-Übergang eines dritten Transistors (103' oder 203-1) ist, dessen Basis mit der dritten Klemme verbunden ist und dessen Kollektor an einem Betriebsspannungsanschluß liegt.
4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der übrigen Halbleiterübergänge in den beiden Gleichstromwegen durch einen Transistor (104 oder 203-2 ..'. 203-n und 204-1... 204-n) gebildet ist,.dessen Kollektor mit seiner Basis verbunden ist.
5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein ohmsches Element (501 oder 601) in einem Gleichstromweg zwischen der dritten Klemme (105) und einer vierten Klemme liegt und daß zwischen der ersten und der vierten Klemme eine Spannung 3ißgt (Batterie oder 620).
6. 6. Verwendung der Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 mit einem Stromspiegelverstärker, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingangskreis des Stromspiegelverstarkers (510 oder 610) mt der zweiten Klemme (106) verbunden ist und ein Ausgangskreis des Stromspiegelverstarkers gleichstrommässig mit der Basis eines dritten Transistors (515 oder 615) verbunden ist, dessen Emitter mit der ersten Klemme (Masse) und dessen Kollektor mit einer Lastschaltung (521 oder 621) verbunden ist.
7. 7. Verwendung einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, mit zwei Stromspiegelverstärkern, dadurchgekennzeichnet,

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   daß ein Eingangskreis des eräen StromspiegelVerstärkers (510 oder 610) mit der zweiten Klemme (106) und ein Ausgangskreis des ersten Stromspiegelverstärkers mit der Basis eines dritten Transistors (515 oder 615) verbunden ist, daß eine Quelle (520 oder 620) für .einen Eingangsstrom über den Eingangskreis des zweiten Stromspiegelverstärkers (505 oder 605) niit der dritten Klemme (505) gekoppelt ist, daß der dritte Transistor mit seinem Emitter an die erste Klemme (Masse) und mit seinem Kollektor an den Ausgangskreis des zweiten Stromspiegelverstärkers angeschlossen ist.
8. 8. Verwendung der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 in der Weise nach Fig. 7» dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangskreis des ersten Stromverstärkers (510 oder 610) mit der zweiten Klemme (106) über η weitere Transistoren (630) verbunden ist, deren Basis-Emitter-Übergänge in Reihe zueinander liegen, wobei die Basis des ersten der weiteren Transistoren mit der dritten Klemme (105) verbunden ist und der Kollektor des letzten der weiteren Transistoren mit dem Eingangskreis des ersten Stromspiegelverstärkers verbunden ifc und der Emitter des letzten der weiteren Transistoren mit der zweiten Klemme (106) verbunden ist,

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