DE2447516A1 - Schaltungsanordnung zur strombemessung - Google Patents
Schaltungsanordnung zur strombemessungInfo
- Publication number
- DE2447516A1 DE2447516A1 DE19742447516 DE2447516A DE2447516A1 DE 2447516 A1 DE2447516 A1 DE 2447516A1 DE 19742447516 DE19742447516 DE 19742447516 DE 2447516 A DE2447516 A DE 2447516A DE 2447516 A1 DE2447516 A1 DE 2447516A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transistor
- current
- circuit
- terminal
- base
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000005259 measurement Methods 0.000 title claims description 9
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 4
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 239000004220 glutamic acid Substances 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 241000209140 Triticum Species 0.000 description 1
- 235000021307 Triticum Nutrition 0.000 description 1
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/265—Current mirrors using bipolar transistors only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
- H03F3/347—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only in integrated circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
J1 «7 (f.
Ks/Sö j *
67, 106
J. S. Serial No: 404,123
Piled: October 5, 1973
J. S. Serial No: 404,123
Piled: October 5, 1973
RCA Corporation
New York, .N. Y., V.St.v.A.
New York, .N. Y., V.St.v.A.
Schaltungsanordnung zur Strombemessung
Die Erfindung bezieht sich auf Schaltungsanordnungen zur
Strombemessung und betrifft speziell eine Schaltung, deren Ausgangsstrom proportional ist einem Eingangsstrom geteilt
durch eine Größe, die im we-sentlichen gleich ist einer Potenz
der Vorwärtsstromverstärkung eines Transistors in Emitterschaltung.
Strombemessungsschaltungen mit solchen Eigenschaften wurden
zuerst in der USA-Patentanmeldung Nr. 3o2,866 beschrieben, die den Titel "Stabilization of Quiescent Collector Potential
of Current-Mode Biased Transistors" trägt, und im Namen von
A.A.A. Ahmed am 1. November 1972 eingereicht wurde. Strombemessungsschaltungen,
deren Ausgangsströme gegenüber den Eingangsströmen in einem durch den Kehrwert der ■Vorwärtsstromverstärkung
von Transistoren in Emitterschaltung bestimmten Verhältnis stehen, sind in der USA-Patentanmeldung
Nr. 363,563 beschrieben, die den Titel "Bias Circuitry for
Stacked Transistor Power Amplifier Stages" trägt und im Namen des Erfinders der vorliegenden Erfindung am 24. Mai 1973 eingereicht
wurde.
Eine erfindungsgemäß ausgebildete Strombemessungsschaltung
enthält einen ersten und einen zweiten Transistor. Ein mit
S09816/0819
Eingangsstrom versorgter Anschluß ist über einen ersten Gleichstromweg mit der Basis des ersten Transistors und
über einen zweiten Gleichstromweg mit dem Emitter des
ersten Transistors verbunden. Jeder dieser Gleichstromwege enthält dieselbe Anzahl η von Halbleiterübergängen.
Diese Halbleiterübergänge sind in den Gleichstromwegen so gepolt, daß sie durch den Teilbetrag des in dem betreffenden
Gleichstromweg fließenden Eingangsstroms in Durchlaßrichtung gespannt werden. Die Emitter-Kollektor-Spannung
des ersten Transistors wird an den Basis-Emitter-Übergang des zweiten Transistors gelegt, der daraufhin einen
Kollektorstrom lefert, welcher umgekehrt proportional einer Potenz der Vorwartsstromverstarkung in Emitterschaltung des
ersten Transistors ist.
Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen eiLäutert.
Fig. 1 ist das Schaltbild einer erfindungsgemäßen" Strombemessungaashaltung,
die einen Ausgangsstrom liefert, der gleich- ist dem Eingangsstrom geteilt durch die
Größe 1 plus der Vorwärtsstromverstärkung eines Transistors in Emitterschaltung;
Fig. 2 ist das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Strombemessungsschaltung,
deren Ausgangsstrom im wesentlichen umgekehrt proportional ist der η-ten Potenz der Vorwärtsstromverstärkung
eines Transistors in Emitterschaltung;
Fig» 3 ist das Schaltbild einer Strombemessungsschaltung, die
derjenigen nach Fig. 1 ähnlich ist, deren Ausgangsstrom ,jedoch im wesentlichen umgekehrt proportional
der Vorwärtsstromverstärkung eines Transistors in Emitterschaltung ist;
509816/0819 " 3 "
Fig. 4· zeigt das Schaltbild einer Strombemessungsschaltung,
die derjenigen nach Fig. 2 ähnlich ist, jedoch gegenüber' dieser bessere Eigenschaften für manche
Verwendungszwecke hat;
Figuren 5 und 6 sind Schaltbilder, welche die Verwendung der
Strombemessungsschaltungen nach den Figuren 2 und 3 veranschaulichen;"
Fig. 7 zeigt eine äquivalente Schaltung, welche die BLodenreihenschaltungen
in den Anordnungen nach den Figuren 2 und 4 ersetzen kann.
Die in Fig. 1 gezeigte Anordnung ist im Normalfall als monolithische
integrierte Schaltung ausgebildet. Bei der dargestellten Verbindungsart der Transistoren 101 bis 104- ist die
Basis-Emitter-Spannung Vg^^ des mit seinem Emitter an Masse
liegenden Transistors 101 gleich der Basis-Emitter-Offsetspannung
V-QtMq2 des-Transistors 102 plus der Basis-Emitter-Of
fs et spannung' V-ay* ^1. des als Diode geschalteten Transistors
103 minus der Basis-Emitter-Offsetspannung V-g^Q^, des als
Diode geschalteten Transistors 104-. ^as heißt, es gilt:
VBE1O1 = VBE1O2 + VBE103 " VBE104- (1)
Die Basis-Emitter-Spannung (VBE) eines beliebigen Transistors
läßt sich mit seinem Kollektorstrom (I0) gemäß der folgenden bekannten Transistorgleichung ausdrücken:
wn Iri
VBE ,-" T" ln τ£
Darin ist:
Darin ist:
k die Boltzmann-Konstante
q die Ladung eines Elektrons
T die absolute Temperatur ^'■ '
Ig der Sättigungsstrom des Transistors
509816/0819 -^-
Wenn man den Ausdruck nach Gleichung (2) in die Gleichung (1) einsetzt, erhält man die folgende Gleichung (3), in
welcher die Indexzahlen der einzelnen Größen den in den Zeichnungen verwendeten Bezugszahlen der Transistoren entsprechen,
zu denen diese Größengehören:
kT | In | 1OIOI | - kT | In | IC102 | + | kT | In | 1OI03 | - kT | In C104 |
q | 1SIOI | q | 1SI02 | 1SI03 | q | 1SI04 |
Unter der Voraussetzung, daß die Transistoren 101, 102, und 104 im wesentlichen einander gleich sind (was für solche
Elemente eine zulässige Annahme ist, wenn sie alle Teil derselben monolithischen integrierten Schaltung sind), so daß
sie entsprechende Kennlinien haben, gilt folgendes:
1SIOI = 1SI02 = 1SI03 = 1SI04 ^
Wenn die vorgenannte Voraussetzung erfüllt ist, läßt sich die Gleichung (3) folgendermaßen vereinfachen:
I
0102 T
0102 T
ι χσιο3
Der in die Eingangsklemme 105 tretende Strom I1n fließt
hauptsächlich in den zueinander in Reihe geschalteten Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren 104 und 102,
vorausgesetzt, diese Transistoren haben jeweils eine Vorwärtsstromverstärkung in EmittersdBltung (hf ) im normalen
Bereich von 30 - 200 ? da der Emitter strom des Transistors
lediglich ausreichend groß sein muß, um den Transistor 102 mit Basißstrom zu versorgen. Die Basisströme der Transistoren
- 5 S09816/0819
-5- 2U7516
und 104 sind bei normalen Werten von hfQ im Vergleich zu
ihr,en Kollektor-Emitter-Strömen vernachlässigbar klein, und die Kollektor-Emitter-Ströme der Transistoren 104 und
102 sind einander nahezu gleich. Somit ist gemäß Gleichung (5) der Kollektorstrom des Transistors 101 annähernd gleich
dem Kollektorstrom des Transistors 103·
Da Iqio3 im weserrt;liehen gleich dem Etrfitterstrom des Transistors
103 ist, der als Basisstrom zum Transistor "102 fließt, ist der Strom I0^0,-gleich dem Strom I/yiop geteilt durch
hfe102* Da IC1O2 ^m weseirfclicnen gleich I1n ist, ist Iq^q*
im wesentlichen gleich Ij^/h^. -iqo· ^er Strom 1^0,,, der im
wesentlichen gleich dem Strom Iq-iA^ is*» is-fc daher auch im
wesentlichen gleich Ij^/h™ ^0O ^ie Schaltung nach Fig. 1
arbeitet als Stromquelle und ^ liefert in guter Näherung einen Ausgangsstrom (Kollektorstrom ip^Q^i des Transistors
1O1), der umgekehrt proportional der Vorwärts Stromverstärkung eines Transistors in Emitterschaltung h~ ist. Diese Stromquelle
kann mit Spannungen arbeiten, die so niedrig wie die Sattigungsspannung des Transistors 101 (VgATiOI' d^e nur
etwa o,2 Volt'beträgt) sirid.«
Eine genauere Analyse kann folgendermaßen vorgenommen werden.
1OIOI ^s* ^lä^iv klein gegenüber Ijn» wie Vorstehend gezeigt
wurde. Der Basisstrom Id^qi ^es Transistors 101 ist
um den Faktor hfeiQ/| kleiner, d.h. um die Vorwärtsverstärkung
in Emitterschaltung des Transistors 101. I-rioi ^s^ daher ver- nachlässigbar
gering. I-q, muß als Emitterstrom im Transistor
101 fließen, abgesehen von diesem vernachlässigbar kleinen Strom I-rw-101· ^& ^er Enri-t^erstrom eines Transistors'gleich
ist seinem Basisstrom plus seinem Kollöktrostrom, der h~ -mal..so
groß wie sein Basisstrom ist, läßt sioh-I^Qp durch die Größe
Ijn folgendermaßen ausdrücken?
. 509816/0819
0102 lhfe102 + n / IN
Da Ig/iQi vernachlässigbar Hain ist, muß auch der Emifcfcerstrom
des Transistors 104· sehr nahe dem Wert für Iqvjq2
liegen. Mit dem selben Verfahren, welches zur obigen Gleichung (6) führte, kommt man zum folgenden Ausdruck für
τ ( hfe104- 1 l
CIOI- lhfe104 + Λ x0102
Der Basisstrom Iu^q2 des ^r£-nsis'fcor8 *^02 wird mit dem
Emitterstrom X^qs /;^^ Transistors 103 geliefert·
1BIO2 "
/n ' + 1
^02 ■ J 1CiOJ (8)
Dies ergibt nach Umstellung:
) ^
fe10$ +1 / üfe102 (9)
Durch Einsetzen der Gleiclrangen t6)f (7) und (9) in die
Gleichung (5) erhält mans
hfe102
χσΐ02
S09816/0819
f.103 * /
" 7"
und nach Vereinfachung j
1IN hfe103
0101
*.102*
Unter der Voraussetzung, daß hfQ<10^ gleich hfe<10^ ist, was
bei im wesentlichen gleicher Ausführung der Transistoren 105 und 104 auch tatsächlich gilt, verkürzt··eich die Gleichung
(10) auf folgende Gleichung!
ftfeiO2 + Ί
Wobei IC/|oi ^er Ausgangsstrora der Bemessungsschaltung ist·
Wobei IC/|oi ^er Ausgangsstrora der Bemessungsschaltung ist·
Falls H-^02 im normalen Bereich von 30-200 liegt, stimmt die
ursprüngliche Näherung, daß Iq^q^ gleich *nj/nfeio2 "*"s** m^*
einer Genauigkeit von 1/2 bis 3 %>·
Es ist angenommen worden, daß die Transistoren 101, 102, 103
und 104 nicht nur gleiche Diffusionsprofile sondern auch gleiche
Basis-Eraitter-Übergangsflachen haben, so daß ihre Sättigungsströme einander gleich sind. In einem allgemeineren Fall stehen
die effektiven Basis-Emitter-Übergangsflächen der Transistoren 101, 102, 103 und 104 in einem gegenseitigen Größenverhältnis
von a;b;csd. Hiermit stehen auch die Sättigungsströme
der Transistoren 101, 102, 103 und 104 (d.h. die Ströme 1SiOI* JS102» 1SI03 ^0 1SI04^ in ®in@m gegenseitigen Verhältnis
von atbtctd* Xn einem solchen Pell liefern die oben eur Gleichung
(5) führenden Schritte di®. nachfolgende'Gleichung (12).'
S09816/0819"
- (IC102/b)
C102/b) (Ir1o,/c) (12)
In ähnlicher Weise, wie weiter oben die Gleichung (10) erhalten
wurde, kann man den folgenden Näherungswert von den allgemeinen Fall erhalten:
ad
1IN
bc
Eine gewisse Abweichung von diesem Näherungswert kann sich ergeben, wenn die Basisströme (die für den speziellen Fall
einer im wesentlichen gleichen Ausbildung der Transistoren 101, 102, 103 und 104 als vernachlässigbar angenommen worden
sind) in V'irklichkeit so groß sind, daß man sie in den Berechnungen
berücksicltigen muß. Die Abänderungen, die man unter diesen Umständen bei den Berechnungen vorzunehmen hat,
sind ähnlich wie die Abwandlungen, die man bei anderen Schaltungen mit nicht vernachlässigbaren Basisströmen verwendet,
und brauchen an dieser Stelle nicht näher behandelt zu werden.
Ein anderer Spezialfall, der bei monolithischen integrierten
Schaltungen oft von Bedeutung ist, liegt dann vor, wenn I^O1
klein sein muß, obwohl zur Bereitstellung verkleinerter Ströme keine großen Widerstände zur Verfügung stehen, d.h. wenn I1n
nicht leicht auf einen niedrigen Wert vermindert werden kann. In einem solchen Fall können die Basis-Emitter-Übergänge der
Transistoren 102 und 103 so ausgeführt werden, daß ihre Flächen größer sind als die Basis-Emitter-Übergängsflächen der Transistoren
101 und 104-. Diese Methode hat besondere Bedeutung
bei der Vorspannung von B-Verstärker-Transistoren mittels hf -abhängiger Ströme, wie es in der weiter oben erwähnten
- 9 609816/0819
USA-Patentanmeldung Nr. 363,563 beschrieben ist.
Die Schaltung nach Fig. 2 liefert einen Ausgangsstrom
1CIOI ^eT ^n £ηΐβΓ Näherung umgekehrt proportional zu
ganzzahligen Potenzen des hf eines Transistors ist.
Die Schaltung nach Fig. 2 läßt sich als Abwandlung der Schaltung nach Fig. 1 betrachten. Eine Reihenschaltung
203 aus einer Anzahl η von als Dioden geschalteten Transistoren
203-1 ... 203-nv von denen zwei in der Zeichnung dargestellt sind, ersetzt den einzelnen als Diode geschalteten
Transistor "103. Der einzelne als Diode geschaltete Transistor 104- ist ersetzt durch eine Serienschaltung 204-einer
Anzahl η von als Dioden geschalteten Transistoren 204—1 204—η (von denen zwei dargestellt sind). Unter der Voraussetzung,
daß jeder als Diode geschaltete Transistor in der Anordnung 203 dem als Diode geschalteten Transistor 101 gleich
ist und daß jeder der als Dioden geschalteten Transistoren in der Anordnung 204- dem als Diode geschalteten Transistor
104- gleich ist, gilt für de Schaltung nach J1Xg. 2 folgende
Gleichung:
VBE101 = VBE102 + nVBEi03 " nVBEi04- (14·)
Wenn man die Gleichung (2) in die Gleichung (14·) einsatzt., erhält
man:
kT In *G101 = kT In Vl 02 + nkT in Vi 03
q 1SIOI q ~ 1SI02 q 1
- nkl In 1GI04- ·
■ - 10 509816/0819
Bei Iq10I:IS102'1SI03J1SIO^ " aiDIOId>
vereinfacht sich die Gleichung (15) aufι
η ν η
a ^ /Λ/Ι^ο^Ν (16)
■ «tr
Λ ""WV1OIoW ,
Wenn man die Gleichungen (6), (7) und (9) in die Gleichung (16) einsetzt, dann erhält man folgenden Ausdruck für
τ a (ά)η 1IN (16·)
1OIOI - ΈΛΈ/ (^e102 )n:'(hfe102
Die Fig. 3 zeigt eine Abwandlung der in Fig. 1 dargestellten Schaltung, bei welcher der Kollektor des Transistors 103
an einer Betriebsspannung liegt, die getrennt von der Quelle für I1n zugeführt wird. In der Schaltung nach Fig. 3 wird
der Basisstrom des Transistors 102 hauptsächlich über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 103 geliefert.
Wenn man wiederum voraussetzt, daß der Basisstrom des Tran sistors 101 vernachlässigba klein ist, dann fließt dar Strom
I1n im wesentlichen vollständig in den Kollektor des Tran
sistors 102. D.h., anstelle der Gleichung (6) gilt die folgende Gleichung:
0102 " IN \*7j
Diee ändert die Gleichungen (lO')und (13) so daß sie die Form
der nachstehenden Gleichungen (18) und (19) bekommen:
1OiOi -Tr- ^SL,. Lfe103 ) !°102 (18)
τ i fe103 + 1 / hfe102
x0102 '
509816/0819 - 11 -
X -
T)io Fie· '* üoißt eino Abwandlung der in Fig. 2 dargestellten
GchaHung, boi welcher der Kollektor des Transistors 202-1 an einer Betriebsspannung liegt, die getrennt von der Quelle
für I1n geliefert wird. Bei dieser Verbindungsart ergibt sich
für Iq>joi folgender Wert:
Gemäß der Fig. 5 wird eine Strorabemessungsschaltung 500 des in Fig. 3 gezeigten Typs dazu verwendet, die richtigen Ruheströme
zur "Vorspannung" (current-mode biasing) eines Transistorverstärkers 515 in Emitterschaltung zu liefern. Der
Eingangsstrom I1n der Strombemessungsschaltung 500 wirdiber
die Klemme 105 und den Widerstand 501 aus dem Eingangskreis eines Stromspiegelverstärkers 505 gezogen, und der Ausgangsstrom
der Schaltung wird über die Klemme 106 aus dem Eingangskreis eines Stromspiegelverstärkers 5IO gezogen. Die Stromverstärkung
des Stromspiegelverstärkers 505 hat gegenüber derjenigen
des Stromspiegelverstärkers 5I0 ein Verhältnis von adtbc. Daher hat der Ruhestrom, der vom Ausgangskreis des
Stromspiegelverstärkers 505 zum Kollektor des'Emitterverstärkers 515 gelangt., gegenüber dem vom Ausgangskreis des
Stromspiegelverstärkers 510 zur Basis des Emitterverstärkers 515 gelangenden Ruhestrom ein Verhältnis wie
eo2
Es sei angenommen, daß der Transistor 515 eine hf -Stromverstärkung
hat, die derjenigen des Transistors 102 ,entspricht.
Der Basisruhestrom zum Transistor 515 wird dann um den Faktor·
hfe102 verstärkt, so daß der vom Transistor 515 benötigte Kollektorruhestrom
gleich ist dem Ruhestrom, der vom Ausgangskreis
des 8tromepi©gelveretärkere 505 geliefert wird. '
- 12 -
S09816/0819
Die Kollektorlastimpedanz des Emitterverstärkers 515 und
die Ruhespannung an der am Kollektor des Transistors 515
liegenden Ausgangsklemme OUT werden jeweils durch die nachgeschaltete Anordnung bestimmt. Diese ist in Fig. 5 mit
einem Thevenin-Ersatzschaltbild dargestellt durch die Cerienschaltgeines
die Kollektorlastimpedanz des Transistors 515
bildenden Widerstands 521 mit einer Spannungsquelle 522,
die eine Ruhespannung Erpp zwischen Masse und E^pQ liefert.
Da der vom Ausgangskreis des Stromspieg^Lverstärkers 505 gelieferte
Ruhestrom nach dem Kirchhoffsehen Gesetz gleich ist
dem vom Transistor 515 verlangten Kollektorruhestrom, fließt
im Widerstand 521 kein Ruhestrom. Somit fällt auch keine Ruhe
spannung am Widerstand521 ab, so daß an der Ausgangsklemme
OUT eine Ruhespannung von Έ,-ορ ers&eint.
Der Transistor 102 der SchsLtung 500 kann betrachtet werden
als Spannungsregelungstransxstor mit einer Kollektor-Basis-Gegenkopplung, um den Anschluß 105 auf einer Spannung zu halten,
die gleich V-n-vAQo+ ^ΒΕ105 ist# (Je<ies Ansteigen der
Spannung am Anschluß 105 über diesen Wert hinaus führt zu · einem stark erhöhten Iq/iqo· Mit erhöhtem Iqvjqo w^r<3- &βτ
Spannungsabfall am Widerstand 501 größer, um die Spannung am Anschluß 105 zu vermindern). Der Stromspiegelverstärker
505 ist von einem Typ, der seine Eingangs spannung auf V-mr^oß
+V-DjjcQo regelt, d.h. auf die Summe der Basis-Emitter-Offsetspannung
der Transistoren 506 und 507»Die am Widerstand 501
erscheinende Spannung V,-q/| ist gleich Ε,-Qp (der von der
Spannungsfuelle 520 gelieferten Spannung) minus V-o-nviop +^ΒΈΙΟ
und minus V BE,-Qg + ν·ητ?507 Der durch den Widerstand 501 zum
Eingangsanschluß 105 fließende Strom I1n läßt sich nach dem
ohmschen Gesetz bestimmen:
- 13 -
509816/0819
- 13 - 2W7516
1n - VBE1O2 " YBE1O3 - VBE506 - VBE5O7 (21)
R501
wobei Rcq-i der Wert des Widerstands 50I ist. Die Größen
VBE1O2' VBE1O3' VBE506 und YBE5O7 sind gut definierte Offsetspannungen,
die über einen weiten Bereich, von Strömen praktisch unverändert bleiben und für Siliziumtransistoren jeweils
zwischen 550 und 750 Millivolt betragen. Der vom Stromspiegelverstärker
505 verstärkte Strom I-™ bestimmt den
Kollektorruhestrom des Transistors 515·
Gemäß der Pig. 6 wird eine Strombemessungsschaltung 600
des in Fig. 2 gezeigten Typs dazu verwendet, richtig bemessene Ruheströme zur "Vorspannung" (current-mode biasing)
einer Darlingtonschaltung 615 zu liefern, die aus einem Transistorpaar besteht und als Emitterverstärker für Signale
geschaltet ist. Die Schaltung nach Fig. 6 ist derjenigen nach Fig. 5 in allgemeiner Hinsicht analog. Nach dem ohmschen
Gesetz gilt:
I1n = E620 - VBE1O2 - VBE203-2 - VBE203-1 ~ VBE606 (22)
R601
wobei
wobei
E620 die sPannunS am positiven Pol der Spannungsquelle
ist und
7βΕΐΟ2 wie oben die Basis-Emitter-Offsetspannung des Transistors 102 ist. . ■ -
- 14 -
509816/0819
Die Größen V^p07, ,, und Vnl?Pn, ? sind die Basis-Emitter-Offsetspannungen
in der Reihe zueinander und als Dioden geschalteten Transistoren 203-1 und 203-2. VBmo6 ist die Basis-Emitter-Offsetspannung
des als Diode geschalteten Transistors 606 im Eingangskreis des Stromspiegelverstärkers 605·
Der Strom I1n fließt durch den Eingangskreis des ßtromspiegelverstärkers
605 und führt zur Erzeugung eines damit verknüpften Stroms in seinem Ausgangskreis· Dieser verknüpfte
Strom soll den von den Transistoren 616 und 617 der Darlingtonschaltung 615 verlangten kombinierten Kollektorstrom liefern.
Wie bei der Beschreibung der Fig. 2 ausgeführt wurde, folgt
der Kollektorstrom Iqviq* des Transistors 101 in der Strombemeesungsschaltung
600 der Gleichung (16f),w&b@i η»2 ist:
τ . a(d)2; 1IN (23)
υιυι b(c)d nfe102 . ^üfe102 + ' ;
Dieser Strom wird durch die in dieser Hinsicht wie ein
Verstärker in Basisschaltung wirkende Darlingtonschaltung 630 mit einem Stromverstärkungsfaktor von im wesentlichen
1 auf den Eingangskreis eines Stromspiegelverstärkers 610 gekoppelt. Die Stromverstärkung des Stronrspiegelverstärkers
605 verhält sich zu derjenigen des Stromspiegelverstärkers
2 2
610 wie ad tbc · Die Ruheströme, die von den Ausgangskreisen
der rjtromspiegelverstär'ker 605 und 610 zu den zusammengekoppelten
Kollektoren der Transistoren 616 und 61? bzw. zur Basis des Transistors 616 fließen, stehen daher zueinander im Verhältnis,
wie h» 1ΛΟ (h-./i^^+ 1) ι 1,
Di© ¥©:ewärt®ste©®verefcäpkung der Darlingtonschaltung 615 be-
hf®616 ^ά hfe61? die Vor"
- 15 509816/0319
wHrtostromvorstürkunEen in Emitterschaltung der Transistoren
616 und 61? sind. Unter der Voraussetzung, daß die Transistoren 102,- 616 und 617 im wesentlichen gleich ausgebildet sind
und einander entsprechende Werte von hfe haben, bewirkt der
vom Stromspiegelverstärker 610 zum Transistor 616 gelieferte Basis-Ruhe-Strom,daß die Transistoren 616 und 617 einen kombinierten
Kollektorruhestrom verlangen, der im wesentlichen gleich dem Strom aus dem Ausgahgskreis des Stromspiegelver-'
starkers 605 ißt. Wie bei der Verstärkerschaltung nach Fig.
so ist auch bei der Verstärkerschaltung nach Fig. 6 die Signalverstärker-Lastimpedanz
und die Ruhespannung an der Ausgangsklemme OUT durch die nachfolgende Schaltung bestimmt·
Diese Schaltung ist in Fig. 6 als Thevenin-Ersatzschaltung
dargestellt, die aus der Reihenschaltung eines Lastwiderstande 621 mit einer Spannungsquelle 622 besteht.
Eine aus den Transistoren 631 und 632 bestehende Darlingtonschaltung
630 liegt mit ihrer Eingangsklemme an einer Spannung 3VBE (d.h., VBE1O2 + VBE2Q5_1+ VBE203_2)t die am
Anschluß 105 erscheint. Die an den Transistoren 631 und 632 erscheinenden Basis-Emit-ter-Oflsetspannungen Vg-pg,,. und VBE6,2
geben dem Anschluß 106 eine Vorspannung von 1VBE· Dies führt
dazu, daß die Kollektor-Eraitter-Spannung des Transistors
101 im wesentlichen genau so groß ist wie die Kollektor-Emjtter-Spannungen
der Transitoren 102, 203-1» 203-2, 204-1 und 204-2.
Hiermit; wird die proportionierende Wirkung dieser Transistoren verbessert, so daß der von der Strombemessungsechaltung 600
gelieferte Strom dem Eingangsstrom I1n genauer nach der Gleichung
(23) £lgt.
Es sind auch andere ähnliche Anordnungen zur Aufrechterhaltung einer Kollektor-Emitter-Spannung von 1VBB am Transistor
101 möglich, indem man Verstärkertransistoren in Basisschaltung
- 16 -
509816/0819
2AA75 1
verwendet, die von Halbleiterübergängen im Kollektorkreis
des Transistors 102 vorgespannt werden. Beispielsweise kann die StrombemesBungsschaltung nach Fig. 1 zusätzlich einen
Verstarkertransistor in Basisschaltung enthalten, dessen Basis mit dem Anschluß 105 und dessen Emitter mit dem Anschluß
106 verbunden ist und der einen Kollektorstrom von im wesentlichen gleich I^q^-zieht.
Die Figuren 7a und 7b zeigen zwei Schaltungen 700 und 700',
die dafür bekannt sind, daß sie äquivalente Charakteristik zwischen ihren Klemmen 701 und 702 zeigen. Die Schaltung
besteht aus η als Dioden geschalteten Transistoren 700-1 700-n, die zueinander in Reihe zwischen die Klemmen 701
und 702 geschaltet and. Jeder der Transistoren 700-1 ... 700-n hat eine effektive Basis-Emitter-Übergangsfläche der
Größe m. Die effektiven Basis-Emitter-Übergangsflächen der Transistoren inäen Figuren 7& und 7b sind durch eingekreiste
Zahlen oder Buchstaben neben den jeweiligen Emitterelektroden angegeben.
In der Schaltung 700' befinden sich η als Dioden geschaltete Transistoren 703-1 ... 703-n als Serienschaltung 703 zwischen
den Klemmen 701 und 702. Jeder der Transistoren 703-1··.
703-n hat eine effektive Basis-Emitter-Übergangsfläche, die um den Teilungsfaktor m kleiner ist als diejenige der Transistoren
700-1 ... 700-n. Die Stromdichte in den als Dioden geschalteten Transistoren 703-1... 703-n wird wie im Falle
der als Dioden geschalteten Transistoren 700-1 ... 700-n dadurch auf demselben Wert gehalten, daß der Serienschaltung
703 die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors parallel geschaltet wird. Die effektive Basis-Emitter-Übergangsfläche
des Transistors 704 ist (m-1)-mal so groß wie
- 17 509816/0819
diejenige eines jeden der Transistoren 703-1... 70J-n
und ist so vorgespannt, daß die gleiche Basis-Emitteröpannung
wie beim Transistor 703-1 herrscht.
Schaltungen des Typs JQO1 können Schaltungen des Typs
700 in den Serienschaltungen 203, 204 oder Teile davon ersetzen. Hiermit vermindert man den Platzbedarf auf einer
monolithischen integrierten Halbleiterschaltung zur Erzielung des Äquivalents in Reihe zueinander liegender . und als
Dioden geschalteter Transistoren mit großen Basis-Emitterübergangsflächen.
Ein Transistor, dessen Basis mit seinem Kollektor gekoppelt ist, wird gewöhnlich in bestimmten monolithischen Halbleiterschaltungen
dazu verwendet, das elektrische Äquivalent einer · Diode zwischen seinem Kollektor und seinem Emitter zu bilden.
In jeder der in den Zeichnungen dargestellten Anordnungen kann
jedoch diese Transistoranordnung durch einen einfachen PN-Übergang ersetzt werden. Eine Anzahl von Transistoren oder
Dioden kann parallel geschaltet werden, um in bekannter Weise ein zusammengesetztes Bauelement mit geänderten Eigenschaften
der Übergangsfläche zu bilden.
■ Patentansprüche; 509816/0819
Claims (8)
- 2U7516PatentansprücheSchaltungsanordnung zur Strorabemessung mit einemersten und einem zweiten Transistor, deren Emitter an einer ersten Klemme zum Anschluß an ein Bezugspotential liegen, ferner mit einer vom Kollektor des zweiten Transistors zur Basis des ersten Transistors führenden Verbindung, einer zweiten Klemme am Kollektor des ersten Transistors zum Anschluß an eine 'Nutzschaltung, einer dritten Klemme zum Anschluß einer Quelle für einen Eingangsstrom und mit einer daa zweiten Transistor mit der dritten Klemme verbindenden Schaltung, dadurch gekennzeichnet, daß die verbindende Schaltung aus zwei Gleichstromwegen besteht, deren erster die dritte Klemme (105) mit der Basis des zweiten Transistors (102) verbindet und deren zweiter die dritte Klemme (105) niit dem Kollektor des zweiten Transistors (102) verbindet und deren jeder die gleiche Anzahl η von Halbleiterübergängen (103, 10A- oder 203, 204) enthält, die in Reihe zueinander in Durchlaßrichtung für den Eingangsstrom geschaltet sind, wobei η eine ganze Zahl größer als 0 ist.
- 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Halbleiterübergänge (103, 104· oder 203, 204·) aus einem Transistor besteht, dessen Kollektor mit seiner Basis verbunden ist.- 2 509816/0819
- 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß einer der Häbleiterübergänge im ersten Gleichstromweg der Basis-Emitter-Übergang eines dritten Transistors (103' oder 203-1) ist, dessen Basis mit der dritten Klemme verbunden ist und dessen Kollektor an einem Betriebsspannungsanschluß liegt.
- 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der übrigen Halbleiterübergänge in den beiden Gleichstromwegen durch einen Transistor (104 oder 203-2 ..'. 203-n und 204-1... 204-n) gebildet ist,.dessen Kollektor mit seiner Basis verbunden ist.
- 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein ohmsches Element (501 oder 601) in einem Gleichstromweg zwischen der dritten Klemme (105) und einer vierten Klemme liegt und daß zwischen der ersten und der vierten Klemme eine Spannung 3ißgt (Batterie oder 620).
- 6. Verwendung der Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 mit einem Stromspiegelverstärker, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingangskreis des Stromspiegelverstarkers (510 oder 610) mt der zweiten Klemme (106) verbunden ist und ein Ausgangskreis des Stromspiegelverstarkers gleichstrommässig mit der Basis eines dritten Transistors (515 oder 615) verbunden ist, dessen Emitter mit der ersten Klemme (Masse) und dessen Kollektor mit einer Lastschaltung (521 oder 621) verbunden ist.
- 7. Verwendung einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, mit zwei Stromspiegelverstärkern, dadurchgekennzeichnet,- 3 5 0 9-816/0819daß ein Eingangskreis des eräen StromspiegelVerstärkers (510 oder 610) mit der zweiten Klemme (106) und ein Ausgangskreis des ersten Stromspiegelverstärkers mit der Basis eines dritten Transistors (515 oder 615) verbunden ist, daß eine Quelle (520 oder 620) für .einen Eingangsstrom über den Eingangskreis des zweiten Stromspiegelverstärkers (505 oder 605) niit der dritten Klemme (505) gekoppelt ist, daß der dritte Transistor mit seinem Emitter an die erste Klemme (Masse) und mit seinem Kollektor an den Ausgangskreis des zweiten Stromspiegelverstärkers angeschlossen ist.
- 8. Verwendung der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 in der Weise nach Fig. 7» dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangskreis des ersten Stromverstärkers (510 oder 610) mit der zweiten Klemme (106) über η weitere Transistoren (630) verbunden ist, deren Basis-Emitter-Übergänge in Reihe zueinander liegen, wobei die Basis des ersten der weiteren Transistoren mit der dritten Klemme (105) verbunden ist und der Kollektor des letzten der weiteren Transistoren mit dem Eingangskreis des ersten Stromspiegelverstärkers verbunden ifc und der Emitter des letzten der weiteren Transistoren mit der zweiten Klemme (106) verbunden ist,509816/0819Leerseite
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US00404123A US3855541A (en) | 1973-10-05 | 1973-10-05 | Current proportioning circuit |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2447516A1 true DE2447516A1 (de) | 1975-04-17 |
DE2447516B2 DE2447516B2 (de) | 1977-08-18 |
DE2447516C3 DE2447516C3 (de) | 1981-02-12 |
Family
ID=23598256
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2447516A Expired DE2447516C3 (de) | 1973-10-05 | 1974-10-04 | Schaltungsanordnung zur Lieferung eines zu einem Eingangsstrom proportionalen Ausgangsstromes |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3855541A (de) |
JP (1) | JPS5344780B2 (de) |
CA (1) | CA1018617A (de) |
DE (1) | DE2447516C3 (de) |
FR (1) | FR2247007A1 (de) |
GB (1) | GB1469793A (de) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3927335A (en) * | 1973-08-02 | 1975-12-16 | Itt | Monolithic integrable series stabilization circuit |
US3940683A (en) * | 1974-08-12 | 1976-02-24 | Signetics Corporation | Active breakdown circuit for increasing the operating range of circuit elements |
JPS5245855A (en) * | 1975-10-08 | 1977-04-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Composite pnp-type transistor circuit |
US4034307A (en) * | 1976-02-04 | 1977-07-05 | Rca Corporation | Current amplifier |
US4064506A (en) * | 1976-04-08 | 1977-12-20 | Rca Corporation | Current mirror amplifiers with programmable current gains |
DE3025162C2 (de) * | 1980-07-03 | 1982-04-15 | TE KA DE Felten & Guilleaume Fernmeldeanlagen GmbH, 8500 Nürnberg | Schaltungsanordnung zur Ableitung von Signal und Gegentaktsignal aus einem einseitigen Eingangssignal |
US4542331A (en) * | 1983-08-01 | 1985-09-17 | Signetics Corporation | Low-impedance voltage reference |
US4525683A (en) * | 1983-12-05 | 1985-06-25 | Motorola, Inc. | Current mirror having base current error cancellation circuit |
JP2814910B2 (ja) * | 1994-03-11 | 1998-10-27 | ソニー株式会社 | アナログデイジタル変換器 |
US6160436A (en) * | 1998-04-17 | 2000-12-12 | Advanced Micro Devices, Inc. | Driver with switchable gain |
US6753734B2 (en) | 2001-06-06 | 2004-06-22 | Anadigics, Inc. | Multi-mode amplifier bias circuit |
US6842075B2 (en) * | 2001-06-06 | 2005-01-11 | Anadigics, Inc. | Gain block with stable internal bias from low-voltage power supply |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3717821A (en) * | 1972-02-11 | 1973-02-20 | Rca Corp | Circuit for minimizing the signal currents drawn by the input stage of an amplifier |
US3721893A (en) * | 1972-05-30 | 1973-03-20 | Motorola Inc | Stable current reference circuit with beta compensation |
JPS5241541Y2 (de) * | 1972-11-22 | 1977-09-20 |
-
1973
- 1973-10-05 US US00404123A patent/US3855541A/en not_active Expired - Lifetime
-
1974
- 1974-09-26 CA CA210,172A patent/CA1018617A/en not_active Expired
- 1974-09-26 GB GB4186574A patent/GB1469793A/en not_active Expired
- 1974-10-01 JP JP11369974A patent/JPS5344780B2/ja not_active Expired
- 1974-10-04 FR FR7433576A patent/FR2247007A1/fr not_active Withdrawn
- 1974-10-04 DE DE2447516A patent/DE2447516C3/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5344780B2 (de) | 1978-12-01 |
JPS5066138A (de) | 1975-06-04 |
FR2247007A1 (de) | 1975-05-02 |
DE2447516B2 (de) | 1977-08-18 |
US3855541A (en) | 1974-12-17 |
GB1469793A (en) | 1977-04-06 |
DE2447516C3 (de) | 1981-02-12 |
CA1018617A (en) | 1977-10-04 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2154904C3 (de) | Temperaturkompensierte Bezugsgleichspannungsquelle | |
DE3927278C2 (de) | Spannungsreglerschaltkreis | |
DE68926201T2 (de) | Operationsverstärkerschaltung | |
DE1901804C3 (de) | Stabilisierter Differentialverstärker | |
DE3108515A1 (de) | "stromquellenschaltung" | |
DE2536355B2 (de) | Stromverstaerker | |
DE1948850A1 (de) | Differenzverstaerker | |
DE2447516A1 (de) | Schaltungsanordnung zur strombemessung | |
DE2147606A1 (de) | Schaltungsanordnung insbesondere zum Erzeugen von Spannungen | |
DE1909721C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Gleichspannungsteilung | |
DE102018128907A1 (de) | Hochgeschwindigkeits-Hochspannungs-Verstärkerendstufe mit linearer oder Klasse-D-Topologie | |
DE2328402C2 (de) | Konstantstromkreis | |
DE2434947C3 (de) | Stromverstärker | |
DE69206208T2 (de) | Verstärkerschaltung mit exponentieller verstärkungssteuerung. | |
DE2354340A1 (de) | Vorspannungsschaltung fuer einen transistor | |
DE2447517C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Stromteilung | |
DE2529966B2 (de) | Transistorverstärker | |
DE69707940T2 (de) | Ruhestromeinstellung für Verstärkerausgangsstufe | |
DE2445134B2 (de) | Verstärkerschaltung | |
DE3210661A1 (de) | Verstaerker | |
DE60030432T2 (de) | Überspannungsschutz | |
DE2951161A1 (de) | Verstaerker | |
DE3118617A1 (de) | Stromspiegelschaltung mit hoher ausgangsimpedanz und niedrigem spannungsverlust | |
EP0696741B1 (de) | Bipolare kaskadierbare Schaltungsanordnung zur Signalbegrenzung und Feldstärkedetektion | |
DE3034939A1 (de) | Signalwandlerschaltung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |