DE2447478A1

DE2447478A1 - Transistorverstaerker

Info

Publication number: DE2447478A1
Application number: DE19742447478
Authority: DE
Inventors: Katsuaki Tsurushima
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1973-10-05
Filing date: 1974-10-04
Publication date: 1975-04-17
Also published as: DE2447478B2; FR2247014A1; US3912981A; DE2447478C3; IT1021699B; NL7413195A; JPS576806B2; FR2247014B1; CA1012214A; NL189740C; NL189740B; JPS5062751A; BR7408212D0; GB1475389A; AU7384574A

Description

Dipl.-lng. H. MITSCHERLICh D-β MÖNCHEN 22 Dipl.-lng. K. GUNSCHMANN nTT't» Dr. r.r. not. W. KÖRBER *⁽ ' Dipl.-lng. J. SCHMIDT-EVERS PATENTANWÄLTE

SOEY CORPORATION
7-35 Kitashinagawa
6-chome, Shinagawa-ku
Tokyo, Japan

Patentanmeldung

Transistorverstärker

Die Erfindung bezieht sich, allgemein auf eine Schutzschaltung für einen Transistorverstärker und betrifft insbesondere eine verbesserte Schutzschaltung für einen FeIdeffekttransistorverstärker zum Vermeiden einer fehlerhaften Betriebsweise.

Zwar sind bereits zahlreiche Schutζschaltungen für '.transistorverstärker vorgeschlagen worden, bei denen mit bipolartransistoren gearbeitet wird, doch sind nur wenige dieser bchutzschaltungen geeignet, bei Feldeffekttransistor-Verstärkern verwendet zu werden, bei denen ein Feldeffekttransistor als Leistungsverstärker benutzt wird, den die Pentodeneigenschaften aufweisenden, bis jetzt gebräuchlichen Feldeffekttransistoren eignen sich nicht zur Verwendung als Leistungsverstärker.

In neuerer ^eit sind jedoch Feldeffekttransistoren mit 'iTiodeneigenschaften entwickelt worden, die bei Leistungsverstärkern verwendbar sind, da sie sich mit höheren Stromstärken betreiben lassen und höhere Durchbruchsspannungen aufweisen. Daher ist es erforderlich geworden, eine entsprechende neuartige Schutzschaltung' für Verstärker zu schaffen, bei denen zu Verstärkungszwecken ein oder mehrere Feldeffekttransistoren mit Triodeneigenschaften verwendet werden.

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Allgemein gesprochen hat ein Feldeffekttransistor andere Eigenschaften als ein Bipolartransistor, insbesondere insofern ein maximaler Abflußstrom fließt, wenn keine Vorspannglexchspannung zwischen der Steuerelektrode und der Quelle des Feldeffekttransistors angelegt ist. Im Einblick hierauf läßt sich eine Schutzschaltung, die für einen Bipolartransistor bestimmt ist, nicht bei einem Feldeffekttransistorverstärker verwenden; dies gilt insbesondere dann, wenn die Feldeffekttransistoren Triodeneigenschaften haben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schutzschaltung für Transistorverstärker zu schaffen, die insbesondere geeignet ist, bei einem Verstärker benutzt zu werden, bei dem ein oder mehr Feldeffekttransistoren zu Verstärkungszwecken verwendet werden, die ferner geeignet ist, bei einem als Niederfrequenz-Leistungsverstärker betriebenen Feldeffekttransistor verwendet zu werden, die weiterhin geeignet ist, bei einem nach dem Gegentaktverfahren arbeitenden Feldeffekttransistorverstärker verwendet zu werden, und die zur Verwendung bei einem Transistorverstärker * geeignet ist, bei dem zu Verstärkungszwecken ein oder mehr Feldeffekttransistoren mit Triodeneigenschaften benutzt werden.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist durch die Erfindung ein Transistorverstärker geschaffen worden, der einen oder mehrere Feldeffekttransistoren aufweist, wobei der bzw. jeder Feldeffekttransistor dazu dient, ein z.B. über eine Treiberstufe zugeführtes Eingangssignal zu verstärken und einer Last ein entsprechendes verstärktes Ausgangssignal zuzuführen, ferner eine Vorspannschaltung zum Zuführen einer vorbestimmten Vorspannung zu jedem Transistor derart, daß jeder Transistor mit einem geeigneten Vorspannstrom betrieben wird, wobei jeder Verstärkungstransistor gegen eine Überlastung durch eine Detektorschaltung geschützt wird, die bei jedem Verstärkungstransistor zum Kachweisen eines Überlastungszustandes dient, sowie eine Umschalteinrichtung, deren Aufgabe darin besteht, die Vorspannung auf einem vorbestimmten Wert zu halten und das der Last zugeführte Eingangssignal über

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einen Nebenschluß abzuleiten, sobald die Detektorschaltung das Vorhandensein eines "Überlastungszustandes nachweist.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ermittelt die Detektorschaltung den durch die Last fließenden Strom und die an der Last erscheinende Spannung, d.h. den Widerstand der Last, und die· genannte Schalteinrichtung wird in Tätigkeit gesetzt, wenn der Widerstand der Last bis unter einen vorbestimmten Wert zurückgeht, z.B. infolge eines bei der Last aufgetretenden Kurzschlusses. Somit wird die Schalteinrichtung nicht in Tätigkeit gesetzt, um das der Last zugeführte Eingangssignal abzuleiten, wenn nur der durch die Last fließende Strom erheblich vergrößert wird, ohne daß sich jedoch der Widerstand der Last in einem entsprechend großen Ausmaß verringert, wie es dann der Fall ist, weün die Last durch einen Kondensatorleutsprecher gebildet wird, der zusätzlich zu einer Ohmschen Komponente eine relativ große Blindkomponente aufweist, so daß eine zu große Schutzwirkung gegenüber den Feldeffekttransistoren und damit auch ein fehlerhaftes Arbeiten des Verstärkers vermieden wird.

Die Erfindung und vorteilhafte Einzelheiten der Erfindung werden im folgenden anhand schematischer Zeichnungen an einem Ausführungsbeispiel naher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 einen Schnitt durch einen als Beispiel gewählten Feldeffekttransistor mit Triodeneigenschaften, der zur Verwendung bei einem Transistorverstärker mit einer Schutzschaltung nach der Erfindung geeignet ist;

Fig. 2 einen Schnitt durch einen weiteren als Beispiel gewählten Feldeffekttransistor mit Triodeneigenschaften, der geeignet ist, bei einem Transistorverstärker mit einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung verwendet zu werden;

Fig. 3 eine graphische Darstellung mit typischen Ausgangskennlinien von Feldeffekttransistoren der in Fig. 1 und 2 dargestellten Art;

Fig. M- und 5 graphische Darstellungen zur Erläuterung der Erfindung; und

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Fig. 6 das Schaltbild eines mit einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung versehenen Feldeffekttransistorverstärkers.

In Fig. 1 ist ein Feldeffekttransistor mit Triodeneigenschaften dargestellt, der geeignet ist, bei einem Transistorverstärker mit einer Schutzschaltung nach der Erfindung verwendet zu werden.

Gemäß Fig. 1 kann ein Feldeffekttransistor mit i'riodeneigenschaften eine eigenleitende Halbleiterzone 1 mit einer niedrigen Störstoffkonzentration und einem hohen Widerstand aufweisen, auf der eine ringförmige halbleiterzone 2 vom P-Typ angeordnet ist, die mit Hilfe eines selektiven Diffusionsverfahrens oder dergleichen erzeugt worden ist. Eine Halbleiterzone 3 vom N-Typ mit hoher Störstoffkonzentration, die über die eigenleitende Halbleiterzone 1 und die Halbleiterzone 3 vom P-Typ ausgebreitet ist, ist mit Hilfe eines EpitaxialVerfahrens oder dergleichen erzeugt worden. Auf der Unterseite der eigenleitenden Halbleiterzone 1 ist eine Abflußelektrode D angeordnet, die Halbleiterzone 2 vom P-Typ ist mit einer Steuerelektrode G versehen, und auf der Oberseite der Halbleiterzone 3 vom N-Typ ist eine Quellenelektrode S angeordnet.

Aus Fig. 2, wo Elemente, die soeben anhand von Fig. 1 beschriebenen Elementen entsprechen, Jeweils mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet sind, ist ersichtlich, daß bei einer bevorzugten Art eines Feldeffekttransistors mit Triodeneigenschaften, der geeignet ist, bei- einem Transistorverstärker mit einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung verwendet zu werden, die Halbleiterzone 2 vom P-Typ nach Art eines Netzes ausgebildet sein kann, und daß eine Halbleiterzone 4 vom N-Typ mit hoher Störstoffkonzentration auf der Unterseite der Eigenleitenden Halbleiterzone 1 angeordnet sein kann, um die Durchbruchsspannung zwischen dem Abfluß D und der Quelle S zu erhöhen.

Bei den Feldeffekttransistoren nach Fig. 1 und 2 führt eine im negativen Sinne erfolgende Steigerung der Steuer-

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spannung zu einem Wachstum bzw. einer Ausbreitung der Sperrschichten von den Teilen der Steuerzone 2 aus, welche sich zwischen den Zonen 1 und 3 erstrecken, und der Kanal wird in der Zone 3 zwischen den !'eilen der Steuerzone gebildet. Da die Zone 3 eine Leitfähigkeit vom N-Typ hat, handelt es sich bei den Feldeffekttransistoren nach Fig. 1 und 2 um K-Kanal-Transistoren, doch liegt es auf der Hand, daß man ähnliche Feldeffekttransistoren schaffen könnte, bei denen die Zone 2 eine Leitfähigkeit vom N-Typ und die Zone 3 eine Leitfähigkeit vom P-Typ aufweist, so daß man einen P-Kanalleldeffekttransistor erhält.

In jedem Fall ist ersichtlich, daß jede*r der dargestellten Feldeffekttransistoren einen senkrecht verlaufenden Kanal besitzt, während bei Feldeffekttransistoren bekannter Art ein seitlich verlaufender Kanal vorhanden ist. Wegen des Vorhandenseins eines solchen senkrechten Kanals sind der Abstand zwischen der. Quelle S und dem Kanal sowie die Länge des Kanals selbst sehr klein, so daß der Feldeffekttransistor einen sehr niedrigen Ausgangswiderstand bzw. eine niedrige Ausgangs-Impedanz besitzt, die z.B. in der Größenordnung von 10 Ohm liegt und sich nicht in Abhängigkeit von Spannungsschwankungen ändert. Ein besonderes Merkmal von Feldeffekttransistoren nach Fig. 1 und 2 besteht darin, daß ihr Abflußstrom keiner Sättigungswirkung in Abhängigkeit von einer Steigerung der Spannung zwischen dem Abfluß und der Quelle unterliegt. Beispielsweise zeigt Fig. 3, wo auf der Abszissenachse die Abflußspannung VD in Volt und auf der Ordinatenachse der Abflußstrom ID in Milliampere aufgetragen ist, wobei die in Volt angegebene Steuerspannung VG den Parameter bildet, daß die Abflußspannungs-Abflußstrom-Kennlinien eines Feldeffekttransistors mit einem senkrechten Kanal der in Fig. 1 und 2 gezeigten Art den Kennlinien e.iner Triode ähneln, so daß man sagen kann, daß die dargestellten Feldeffekttransistoren Triodeneigenschaften haben. Ferner ist ersichtlich, daß die Abflußspannungs-Abflußstrom-Kennlinien in Fig. 3, die denjenigen einer Triode ähneln, über

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einen erheblichen Teil ihrer Länge geradlinig verlaufen, daß die geraden Abschnitte eine große Steilheit aufweisen, und daß sie im wesentlichen parallel sind, woraus zu entnehmen ist, daß ein kleiner Ausgangswiderstand vorhanden ist, der sich bei SpanriungsSchwankungen im wesentlichen nicht ändert, so daß diese Transistoren geeignet sind, ein starkes Aus^angssignal von hervorragender Linearität bei relativ geringer Verzerrung zu liefern.

Im Gegensatz hierzu sind bei einem Sperrschicht-Feldeffekttransistor bekannter Art mit einem seitlich verlaufenden Kanal der Widerstand zwischen der Quelle und dem Kanal, der Widerstand des Kanals selbst und der Widerstand zwischen dem Kanal und dem Abfluß sämtlich groß, was zur lolge hat, daß der Ausgangswiderstand bzw. die Impedanz eines solchen bekannten Feldeffekttransistors sehr hoch ist und z.B. in der Größenordnung von mehreren Megohm liegt, so daß ein solcher Transistor Pentodeneigenschaften besitzt. V/ird bei einem solchen bekannten Feldeffekttransistor mit Pentodeneigenschaften die an seinen Abfluß angelegte Spannung erhöht, führt der Verlauf der Abflußspannungs-Abflußstrom-Kennlinie eines solchen Transistors dazu, daß der Abflußstrom bei einem vorbestimmten Wert der Abflußspannung einen Sättigungswert erreicht.

Aus Fig. 4-, wo auf der Abszissenachse die Abflußspannung VD und auf der Ordinatenachse der Abflußstrom ID aufgetragen sind, und wobei die Steuerspannung VG wiederum den Parameter bildet, wie es auch in Fig. 3 der Fall ist, ist ersichtlich, daß die Abflußspannungs-Abflußstrom-Kennlinien eines Feldeffekttransistors mit iriodeneigenschaften bei der Verwendung' eines solchen Transistors als ^erstärkungselement eines Verstärkers den Kennlinien nach Fig. 3 ähneln, liimmt man an, daß die Steuerspannung VG den Wert VGO hat, und zieht man eine Belastungslinie mit dem Gradienten 1/R von einer Basis- oder Normalspannung VDD, die mittels einer Spannungequelle *n den Abfluß angelegt wird, in der Weise, daß Ale die Abflußspannuage-AbfluÄetroe-Kurve für die Steuerspannung VGO in den Punkt 0 schneidet, kann man den

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Punkt O als den normalen Betriebspunkt betrachten, der einem Abfluß-Vorspanngleichstrom IO entspricht. Weicht jedoch die mittels der Spannungsquelle an den Abfluß angelegte Spannung von dem Basis- oder Normalwert VDD ab und nimmt sie z.B. einen niedrigeren Wert VDD¹ oder einen höheren Wert VDD" an, verlagert sich die Belastungslinie mit dem Gradienten 1/R gemäß Fig. 4 so, daß sich ein Basispunkt VDD¹ bzw. VDD" ergibt und die Belastungslinie die Kennlinie für die Steuerspannung VGO in einem Punkt A bzw. einem Punkt B schneidet, so daß sich für den Abfluß-Vorspanngleichstrom der Wert IA bzw. der Viert IB ergibt-. Die vorstehend beschriebenen Eigenschaften von Feldeffekttransistoren mit Triodeneigenschaften erweisen sich bei einem Niederfrequenz-Ausgangsverstärker offensichtlich als Kachteil, da sie zu Verzerrungen des verstärkten Ausgangssignals in Abhängigkeit von Schwankungen der Spannung der Betriebsspannungsquelle führen.

Dieser Nachteil von Feldeffekttransistoren mit Triodeneigenschaften macht sich in einem noch stärkeren Ausmaß bemerkbar, wenn man solche N-Kanal- und P-Kanal-Transistoren bei einem Niederfrequenzausgangsverstärker verwendet, der als reiner komplementärer Gegentaktverstärker oder als Verstärker vom AB-Typ ausgebildet ist. In diesem Fall werden die N-Kanal- und P-Kanal-Transistoren mit Triodeneigenschaften so gewählt, daß die Abschaltpunkte bei den Steuerspannungs-Abflußstrom-Kennlinien möglichst weit entfernt sind. Beispielsweise können gemäß Fig. 5 die N-Kanal- und P-Kanal-Transistoren für einen solchen Niederfrequenz-Ausgangsverstärker bei einer Steuerspannun'g VG und einem Abflußstrom ID die Steuerspannungs-Abflußstrom-Kennlinien SN und SP aufweisen, die in Fig. 5 als Vollinien eingezeichnet sind. Werden die Steuerspannungen an die N-Kanal- und P-Kanal-Transistoren angelegt, und haben diese Spannungen die Werte -VGO und +VGO, ergibt sich eine zusammengesetzte Kennlinie, wie sie in Fig. 5 als Beispiel in Form der gestrichelten Linie So eingezeichnet ist. Geht jedoch bei jedem der Transistoren der Abfluß-Vorspanngleichstrom in der anhand von Fig. 4

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beschriebenen Weise infolge einer Schwankung der mit Hilfe der Spannungsquelle an die Abflüsse angelegten Spannungen vom Wert Io auf den Wert IA zurück, entsteht in der zusammengesetzten Kennlinie So dort, wo der Abflußstrom den Wert Null erreicht, eine Stufe, was zur Folge hat, daß eine Überkreuzungsverzerrung hervorgerufen wird.

Es wurde bereits vorgeschlagen, die vorstehend beschriebene Schwierigkeit bei Gegentaktverstärkern vom AB-Typ sowie bei beliebigen anderen Verstärkern mit einem oder mehreren Feldeffekttransistoren mit Triodeneigenschaften, die zu Verstärkungszwecken dienen, dadurch zu vermeiden, daß auf entsprechende Weise eine an die Steuerelektrode jedes solchen Transistors eine Vorspanngleichspannung angelegt wird, die in Abhängigkeit von den Änderungen oder Schwankungen der Spannung am Abfluß, d.h. der Betriebsspannung des Transistors, variiert wird, um den Abfluß-Vorspanngleichstrom trotz dieser Schwankungen konstant zu halten. Wird z.B. gemäß Fig. 4- die Betriebsspannung gegenüber ihrem normalen Wert VDD auf einen niedrigeren Wert VDD¹ verringert, so daß der Abflußstrom von Io auf IA zurückgeht, wird der Abflußstrom dadurch wieder auf den Wert Io zurückgeführt, daß die ßteuerspannung von dem Wert VGO auf den Wert VGA verringert wird, welcher der Abflußspannungs-Abflußstrom-Kurve entspricht, die bei dem Abflußstromwert Io von der Belastungslinie geschnitten wird, welche von der Spannung VDD¹ ausgeht. Lrhöht sich dagegen gemäß Fig. 4 die Betriebsspannung gegenüber ihrem normalen Wert VDD auf den Wert VDD", so daß sich der Abflußstrom Io auf IB vergrößert, wird der Abflußstrom dadurch wieder auf den Wert Io zurückgeführt, daß die Steuerspannung von dem Wert VGO auf den Wert VGB erhöht wird, welcher der Abflußspannungs-Abflußstrom-Kurve entspricht, welche bei dem Abflußstromwert Io von der Belastungslinie geschnitten wird, die von der Spannung VDD" ausgeht.

Gemäß Fig. 6 kann ein Verstärker der Bauart, auf die sich die Erfindung bezieht,. allgemein eine Treiberstufe 11 aufweisen, die z.B. als A-Verstärker bekannter Art mit einer

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Lingangsklemme ti und einer Ausgangsklemme t2 ausgebildet ist, ferner eine rein komplementäre Gegentaktausgangsstufe 13» bei der zu Verstärkungszwecken Feldeffekttransistoren mit Iriodeneigenschaften benutzt werden, sowie eine Vorspannschaltung 12, die so ausgebildet ist, daß sie Schwankungen der Betriebsspannung ausgleicht, welche mittels einer Spannungsquelle an die Triodeneigenschaften aufweisenden Feldeffekttransistoren der Ausgangsstufe 13 angelegt wird.

Gemäß Fig. 6 kann vom Ausgang der Ausgangsstufe 13 aus, dem die Treiberstufe bildenden Verstärker 11 ein negatives Rückkopplungssignal über einen Widerstand 25 und einen.damit parallelgeschalteten Kondensator 26 zugeführt werden. Ferner kann ein nicht dargestellter Widerstand zwischen der Ausgangsklemme t2 der Treiberstufe 11 und Masse liegen, um für die Vorspannschaltung 12 ein Bezugspotential festzulegen. Die Treiberstufe 11 wird mit Hilfe von Spannungen betrieben, die ihr von Spannungsquellenklemmen +B3 und -B3 aus zugeführt werden. Es ist ersichtlich, daß ein der Eingangsklemme ti des die Treiberstufe 11 bildenden Α-Verstärkers zugeführtes Eingangssignal durch die Treiberstufe verstärkt wird, um an der Klemme t2 ein Ausgangssignal erscheinen zu lassen, das in einem hinreichenden Ausmaß -verstärkt ist, um die Gegentaktausgangsstufe 13 zu steuern.

Die in Fig. 6 dargestellte rein komplementäre Gegentaktausgangsstufe 13 weist allgemein zwei N-Kanal-Feldeffekt transistoren F1a und F2a mit Triodeneigenschaften sowie zwei P-llanal-Feldeffekttransistoren F1b und F2b mit Triodeneigenschaften auf, zwischen denen parallele Gegentaktverbindungen vorhanden sind. Genauer gesagt sind gemäß Fig. 6 die Abflüsse der N-Kanal-Transistoren F1a und F2a an eine Klemme +B1 einer Spannungsquelle angeschlossen, deren andere Klemme an Masse liegt, während die Quellen der Transistoren F1ä und F2a über Widerstände R9a und R10a mit einem relativ niedrigen Widerstandswert mit einer Ausgangsklemme t3 der Ausgangsstufe 13 verbunden sind, an welche eine Last ZL angeschlossen ist, welche durch einen an Masse liegenden Laut- .

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Sprecher gebildet sein kann. Die Abflüsse der P-Kanal-Transistoren PIb und F2b sind an eine Klemme -B1 einer Spannungsquelle angeschlossen, deren andere Klemme wiederum geerdet ist, und die Quellen der Transistoren F1b und F2b sind über Widerstände R9b und R10b an die Ausgangsklemme t3 angeschlossen, mit der die geerdete Last ZL verbunden ist.

Zu der Vorspannschaltung 12 gehören gemäß Fig. 6 ein erster Vorspannlreis 12a zum' Zuführen einer Vorspannung zu den Transistoren F1b und F2b sowie ein zweiter Vorspannkreis 12b zum Anlegen einer Vorspannung an die Transistoren Fla und F2a; diese Vorspannungen ähneln den Pinch-off-Spannungen der betreffenden Transistoren, Die Vorspannkreise 12a und 12b bilden eine Schaltung zum Erzeugen einer konstanten Spannung und dienen außerdem dazu, die Schwantungen der Spannungen zu kompensieren, welche mittels der Spannungsquellenklemmen +B1 und -B1 an die Abflüsse der .Transistoren F1a, F2a bzw. F1b, F2b angelegt werden.

Gemäß Fig. 6 gehört zu dem Vorspannkreis 12a ein PNP--Bipolartransistor Q1a, dessen Emitter über einen widerstand E1a an eine Spannungsquellenklemme +B2 angeschlossen ist, während der Kollektor dieses Transistors über einen Widerstand R2a und einen damit parallelgeschalteten Kondensator C1a mit der Ausgangsklemme t2 der Treiberstufe 11 verbunden ist. Die Basis des Transistors Q1a ist über einen Widerstand PAa und einen damit in Reihe geschalteten Regelwiderstand R4b an die Basis eines NPW-Bipolartransistors Q1b angeschlossen, der zu dem zweiten Vorspannkreis 12b gehört. Die Basis des Transistors Q,1a ist außerdem über einen Widerstand R3a an die Kathode einer Diode D1a angeschlossen, deren Anode mit der Spannungsquellenklemme +B2 verbunden ist. Der .tiegelwiderstand R4b kann verstellt werden, um die Steuervorspannungen der Transistoren F1a, F1b und F2a_? F2b zu variieren. Ferner weist der Vorspannkreis 12a einen KPN-Bipolartransistor Q2a zur Widerstandsumwandlung auf, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors Q1a verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q2a ist über einen Widerstand R6a an die Spannungsquellenklemme +B2 angeschlossen, und der Emitter dieses

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Transistors ist mit den Steuerelektroden der Transistoren F1b und F2b verbunden. Ferner ist der Emitter des Transistors Q2a über einen Widerstand E5 und einen damit parallelgeschalteten Kondensator G2 an den Emitter eines PNP-Bipolartransistors Q2b angeschlossen, der ebenfalls zu dem zweiten Vorspannkreis 12b gehört.

Bei dem zweiten Vorspannkreis 12b ist der Emitter des KPK-lransistors Q1b über einen Widerstand B1b an eine Spannungsquellenklemme -B2 angeschlossen, während der Kollektor dieses Transistors mit der.Basis des Transistors Q2b sowie über einen Widerstand E2b und einen damit parallelgeschalteten Kondensator C1b mit der Ausgangsklemme t2 der Treiberstufe verbunden ist. Die Basis des Transistors Q1b ist über einen Widerstand EJb mit der Anode einer Diode D1b verbunden, während die Kathode dieser Diode an die Spannungsquellenklemme -B2 angeschlossen ist. Ferner ist bei dem PNP-Transistor Q2b für die Widerstandsumwandlung oder Verstärkung der Kollektor über einen Widerstand E6b mit der Spannungsquellenklemme -B2 verbunden, während der Emitter dieses Transistors an die Steuerelektroden der Transistoren F1a und F2a angeschlossen ist.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 6 können die Spannungsquellenklemmen +BJ und -B5 eine positive Gleichspannung von 64 V bzw. von -64 V abgeben, die in der vorstehend beschriebenen Weise der Treiberstufe 11 als Betriebsspannungen zugeführt werden, und die konstant sein oder stabilisiert werden müssen. ·

Die Spannungsquellenklemmen +B1, +B2, -B1 und -B2 können Nenngleichspannungen von +52 V bzw. +75 V bzw. -52 V bzw. -74 V liefern, die nicht stabilisiert sind, so daß sie in Abhängigkeit von Änderungen des Belastungsstroms einen erheblichen Welligkeitsanteil aufweisen können. Jedoch sind die vier genannten Spannungsquellenklemmen an eine gemeinsame, hier nicht dargestellte Spannungsquellenschaltung angeschlossen, so daß normalerweise an den genannten Spannungsquellenklemmen gleichzeitig gleich große Spannungsschwan-

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kungen auftreten. Mit anderen Worten, eine Erhöhung der positiven Spannung an der Klemme +B1 gegenüber ihrem Nennwert von +52 V wird z.B. von einer gleich großen, im positiven Sinne erfolgenden Steigerung der Spannung an der Klemme +B2 und einer gleich großen, im negativen Sinne erfolgenden Steigerung der Spannungen an den Klemmen -B1 und -B2 begleitet sein.

Bei der vorstehend beschriebenen Vorspannschaltung 12 sind die Vorspannkreise 12a und 12b zu der Ausgangsklemme t2 der Treiberstufe 11 symmetrisch, und die den Kollektoren der Transistoren Q1a und Q1b zugeführten Eingangssignalspannungen werden phasengleich variiert, so daß man die Ausgangsklemme t2 vom Standpunkt einer Vorspanngleichspannung als geerdet betrachten kann. Im Hinblick hierauf und unter der Annahme, daß bei dem Vorspannkreis 12a die Widerstände R1a, R2a, R3a und R4a die Widerstandswerte r1 bzw. r2 bzw. r3 bzw. r4 haben, daß die Spannung an der Spannungsquellenklemme +B2 den Wert EGG hat, daß die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q1a den Wert VBE hat, daß bei der Diode D1a die Durchlaßspannung Vd beträgt, und daß für das Verhältnis r2/r1 der Wert K gilt, läßt sich die am Kollektor des Transistors Q1a erscheinende Gleichspannung Eo durch die folgende Gleichung ausdrücken:

Eo = JVd + (EGG - Vd) - VBE I K (1 )

Wird Gleichung (1) partiell mit EGG differenziert, erhält man die folgende Gleichung:

r5

* r3 +

Hat ferner die Verstärkungskonstante Jedes der Transistoren F1b und F2b den Wert u, ergibt sich die folgende Gleichung im Hinblick auf die Triodeneigenschaften der Transistoren der genannten Art:

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<) Bo 1

β.

(3)

DEGG U

Setzt man Gleichung (3) in Gleichung (2) ein, erhält man die folgende Gleichung:

⁽⁴⁾

Werden die Werte von K, r3 und r4 so gewählt, daß sie die Gleichungen (1) und (4) befriedigen, kann man den Abfluß-Vorspanngleichstrom Ido der Transistoren J¹Ib und F2b unabhängig von Schwankungen der Spannung an der Spannungsquellenklemme -E1 konstant machen.

Wählt man, um ein praktisches Beispiel zu geben, Eo = 21' V, EGG = 74 V, Vd = 1,3 V, VBE =.0,6 V und u = 8,1, ermöglicht es das Einsetzen dieser Werte in Gleichung (1) und das Einsetzen von 1/μΚ für den Ausdruck r3/(r3 + r4) aus'Gleichung (4) auf einfache Weise festzustellen, daß sich für K der Wert 17,2 ergibt, d.h. daß r2/r1 = 17,2. Setzt man ferner ρ = 8,1 und K = 17,2 in Gleichung (4) ein, erhält man r4/r3 = 138. Wählt man bei diesem Beispiel für die Widerstandswerte r1 und r3 der Widerstände R1a und EJa die Werte 820 und 270 Ohm, müssen die Widerstandswerte r2 und r4 der Widerstände R2a und fi4a jeweils etwa 14 Kiloohm bzw. 37 Kiloohm betragen, wenn die gewünschte Stabilisierung des Abfluß-Vorspanngleichstroms der Transistoren P1b und F2b bei Schwankungen der zugehörigen, an der Klemme -B1 erscheinenden Betriebsspannung erzielt werden soll.

Da der zweite Vorspannkreis 12b symmetrisch zu dem, ersten Vorspannkreis 12a ausgebildet ist, kann man die elektrischen Konstanten bei dem Vorspannkreis 12b so wählen, daß sie denjenigen ähneln, welche gemäß der vorstehenden Beschreibung bei dem Vorspannkreis 12a gewählt worden sind, so daß man die gewünschte Stabilisierung des Abfluß-Vorspanngleichstroms der Transistoren I¹Ia und F2a bei Schwankungen

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ihrer an der Klemme +B1 erscheinenden Betriebsspannung erzielt.

Wird bei der Ausführungsform nach Pig. 6 die nicht dargestellte Spannungsquellenschaltung eingeschaltet, werden die Steuervorspannungen nicht sofort an die Triodeneigenschaften aufweisenden Transistoren FIa₁ F2a, F1b und F2b angelegt, so daß diese Transistoren von einem Überstrom durchflossen werden können. Sorgt man jedoch dafür, daß die Spannung an der Klemme +B2 schneller ansteigt als die Spannung an der Klemme +B1, ist es möglich, den Stromfluß so zu regeln, daß der gewünschte Wert des Abflußvorspanngleichstroms nicht überschritten wird. Mit anderen Worten, wenn man dafür sorgt, daß die Steuervorspannungen VGG und -VGG schneller ansteigen als die Abflußspannungen VDD und -VDD, die an die Triodeneigenschaften aufweisenden Transistoren über die Spannungsquellenklemmen +B1 und -B1 angelegt werden, ist es möglich, zu verhindern, daß sich für die betreffenden Abfluß-Vorspanngleichströme zu hohe Werte ergeben. In diesem Zusammenhang ist zu bemerken, daß bei der vorstehend beschriebenen Vorspannschaltung 12 keinerlei Kreise vorhanden sind, die mit einer Zeitkonstante arbeiten.

Ferner ist zu bemerken, daß die vorstehend beschriebene Vorspannschaltung 12 mit den Bipolartransistoren Q1a und Q1b als eine eine konstante Stromstärke liefernde Schaltung zur Wirkung kommt, solange die ihr über die Spannungsquellenklemmen +B2 und -B2 zugeführten Spannungen nicht geändert werden, wae zur Folge hat, daß konstante Ströme durch die beiden Transistoren fließen und an den zugehörigen Kollektorden konstante Spannungen erscheinen, welche über die 'Transistoren Q2a und Q2b den Steuerelektroden der zugehörigen Transistoren F1b, F2b bzw. F1a, F2a zugeführt werden. Werden die Spannungen an den Spannungsquellenklemmen +B1 und -B1 geändert, ändern sich in der weiter oben beschriebenen Weise auch die Spannungen an den Spannungsquellenklemmen +B2 und -B2 auf ähnliche Weise, und daher werden auch die Steuervorspannungen geändert, so daß die auf die Schwankungen der Spannungen an

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den Klemmen +B1 und -B1 zurückzuführenden Schwankungen der Abfluß-Vorspanngleichströme beseitigt werden. Somit sind die Abfluß-Vorspanngleichströme für die vier Transistoren -F1a, S¹Sa, F1b und F2b stabilisiert.

Es ist ersichtlich, daß man die Transistoren Q2a und ^2b, die zur Widerstandsumwandlung dienen, bei den Vorspannkreisen 12a und 12b theoretisch fortlassen könnte, ohne daß hierdurch die Wirkungsweise der Vorspannkreise zum Stabilisieren der Abfluß-Vorspanngleichströme für die Triodeneigenschaften aufweisenden Feldeffekttransistoren der Ausgangsstufe 13 beeinflußt würde. Zwar weist die Ausgangsstufe 15 gemäß Fig. 6 zwei parallelgeschaltete, Triodeneigenschaften aufweisende Feldeffekttransistoren Fla und F2a in einer Gegentaktschaltung mit einem zweiten Paar von parallelgeschalteten Feldeffekttransistoren F1b und F2b mit Triodeneigenschaften auf, doch ist es möglich, die Vorspannschaltung 12 einer Ausgangsstufe zuzuordnen, bei der zusätzliche, Triodeneigenschaften aufweisende Feldeffekttransistoren mit den Transistoren F1a,F2a bzw. F1b, F2b parallelgeschaltet sind, oder einer Ausgangsstufe, bei der nur die Transistoren F1a und F1b einen Gegentaktverstärker bilden. Weiterhin läßt sich die Erfindung bei einem Verstärker anwenden, der nur einen einzigen Feldeffekttransistor mit Triodeneigenschaften, z.B. den Transistor F1a, besitzt, dem eine entsprechende Vorspannschaltung, z.B. der Vorspannkreis 12b, zugeordnet ist.

Gemäß der Erfindung ist ein Transistorverstärker der vorstehend beschriebenen Art mit einer Detektorschaltung versehen, mittels welcher der durch die Last ZL fließende Strom und die an diese Last angelegte Spannung ermittelt werden, so daß diese Schaltung die Impedanz der Last feststellt, und außerdem ist eine Schalteinrichtung 15 vorhanden, die normalerweise offen bzw. nicht-leitfähig ist, jedoch durch die Detektorschaltung- 14 geschlossen bzw. leitfähig gemacht werden kann, wenn durch die Detektorschaltung eine vorbestimmte Verringerung der Lastimpedanz auf z.B. etwa 1 Ohm

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oder weniger festgestellt wird, damit das von der Treiberstufe 11 abgegebene Eingangssignal direkt zu der Last ZL umgeleitet wird, um die Triodeneigenschaften aufweisenden Feldeffekttransistoren Pia, F2a, F1b und F2b der Ausgangsstufe 13 gegen eine Beschädigung durch tfberlastungzu schützen.

Zu der Schalteinrichtung 15 gehören lediglich ein PNF-Schalttransistor Q5a und ein KPN-Schalttransistor Q3b. Die Emitter dieser beiden Transistoren sind mit der Ausgangsklemme t2 der Treiberstufe bzw. des Verstärkers 11 über zwei Dioden D2a und D2b verbunden, die dazu dienen, einen Zener-Durchbruch der zugehörigen Transistoren zu verhindern, und die Kollektoren der beiden Transistoren sind mit der Ausgangsklemme t3 der Ausgangsstufe 13 verbunden. Solange der durch die Detektorschaltung 14 ermittelte Widerstand der Last ZL über einem vorbestimmten Wert liegt, sind die Transistoren Q3a und Q3b abgeschaltet bzw. nicht leitfähig, so daß das an der Ausgangskiemme t2 der Treiberstufe 11 erscheinende Signal normalerweise als Eingangssignal den vier, Triodeneigenschaften aufweisenden Feldeffekttransistoren der Ausgangsverstärkerstufe 13 zugeführt wird, um weiter verstärkt und dann über die Ausgangsklemme t3 abgegeben zu werden. Geht jedoch der ermittelte Widerstand der Last bis unter den genannten vorbestimmten Wert zurück, bewirkt die Detektorschaltung 14, daß die Transistoren Q3a und Q3b der Schalteinrichtung 15 auf eine noch zu erläuternde Weise eingeschaltet bzw. leitfähig gemacht werden, was zur Folge hat, daß die Schalteinrichtung 15 geschlossen wird, um das an der Klemme t2 der Treiberstufe 11 erscheinende Ausgangssignal auf direktem Wege der Ausgangsklemme t3 der Ausgangsstufe 13 zuzuführen.

Gemäß Fig. 6 gehören zu der Detektorschaltung 14 im wesentlichen ein erster Detektorkreis 14a zum Ermitteln des durch die Last ZL fließenden Stroms in Form der Abflußströme der Transistoren F1a und F2a sowie ein zweiter Detektorkreis 14b zum Ermitteln des durch die Last ZL fließenden Stroms in Gestalt der Abflußströme der Transistoren F1b und F2b.

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Bei dem eisten Detektorkreis 14a ist ein NPN-Steuertransistor Q4a mit seinem Kollektor an die Basis des Transistors Q3a der Sehalteinrichtung 15 angeschlossen, während der Emitter des Transistors Q4a mit der Ausgangsklemme tj verbunden ist. Zwischen der ^asis des Transistors Q4a und der Ausgangsklemme t3 liegt ein Kondensator C3a. Die Quellen der Transistoren J¹Ia und F2a sind mit den Anoden zugehöriger Gleichrichterdioden D4a und D4a' verbunden, deren Kathoden über einen Widerstand RSa an die Basis des Transistors Q4a angeschlossen sind. Ferner ist die Basis des Transistors Q4a mit der Anode einer weiteren Gleichrichterdiode D3a verbunden, während die Kathode dieser Diode über einen Widerstand Pu7a geerdet ist.

Zu dem zweiten Detektorkreis 14b gehört ein PNP-Steuertransistor Q4b, dessen Kollektor mit der Basis des Transistors Q3b der Schalteinrichtung 15 verbunden ist, während sein Emitter an die Ausgangsklemme t3 angeschlossen ist. Zwischen der Basis des Transistors Q4b und der Ausgangsklemme t3 liegt ein Kondensator C3b. Die Quellen der Transistoren I¹Ib und F2b sind mit den Kathoden zweiter Gleichrichterdioden D4b und D4b' verbunden, deren Anoden beide über einen Widerstand ESb an die Basis des Transistors Q4b angeschlossen sind. Ferner ist die Basis des Transistors Q4b mit der Kathode einer weiteren Gleichrichterdiode D3b verbunden, deren Anode über einen Widerstand R7b geerdet ist.

Der erste Detektorkreis 14a, der zweite Detektorkreis 14b sowie die Transistoren Q3a und Q3b der Schalteinrichtung 15 sind symmetrisch, zur Ausgangsklemme t3 des Ausgangsverstärkers 13 angeordnet und arbeiten auf ähnliche Weise, und im Hinblick hierauf wird im folgenden nur die Wirkungsweise des Detektorkreises 14a näher erläutert.

Werden die Transistoren F1a und F2a mit den Halbperiodenkomponenten eines an der Ausgangsklemme t2 der Treiberstufe 11 erscheinenden Signals gespeist, ist es den Widerständen R9a und E10a möglich, den durch die Last ZL fließenden Strom

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nachzuweisen, denn die an diesen beiden Widerständen erscheinenden Spannungen werden durch die Dioden D4a und D4a' gleichgerichtet und einer Seite des Kondensators C3a auf der •Easisseite des. Transistors Q4a zugeführt, und die an der Last ZL liegende Spannung wird der anderen Seite des Kondensators C3a auf der Emitterseite des Transistors Q4a über eine geschlossene Schleife zugeführt, die sich aus dem Widerstand R7a, der Diode D3a, dem Kondensator C3a und der Last ZL zusammensetzt.

Hat der Widerstand der Last ZL einen normalen Wert, ist die an der Last liegende Spannung höher als das Erdpotential, und daher ist das Emitterpötential des Transistors Q4a ebenfalls hoch. Außerdem erscheinen verstärkte Ausgangssignale an den Quellen der Transistoren Pia und F2a, und der Kondensator C3a wird durch diese verstärkten Signale zeitweilig aufgeladen. Diese elektrische Ladung wird jedoch sofort über die Diode D3a und den. Widerstand E7a entladen, und danach wiederholen sich diese Lade- und Entladevorgänge. Iilfolgedessen erscheint zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q4a nicht die zum Einschalten dieses Transistors erforderliche Spannung. Somit wird der Transistor Q3a der Schalteinrichtung '15 im abgeschalteten Zustand gehalten, so daß die Transistoren Pia und P2a ihre normale Aufgabe als Verstärker erfüllen.

Verringert sich der Widerstand der Last ZL auf einen vorbestimmten Wert von z.B. 1 Ohm oder weniger, z.B. infolge eines Kurzschlusses oder dergleichen, wird auch die Spannung an der Last herabgesetzt, so daß sich das Lmitterpotential des Transistors Q4-a in einem sehr hohen Ausmaß verringert. Ferner bewirkt diese Verringerung des Widerstandes der Last ZL, daß ein starker Gleichstrom durch die Last fließen kann, so daß die Spannungen an den Widerständen E9a und R10a entsprechend zunehmen und daher der Kondensator C3a über die Dioden D4a und D4a* mit erhöhten Spannungen aufgeladen wird, wobei sich die vergrößerte Ladung des Kondensator^ C3a über die Diode D3a und den Widerstand E7a nur

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in einem geringen Ausmaß entlädt. Infolgedessen wird auch das Basispotential des Transistors Q4a erhöht, um diesen Transistor einzuschalten, so daß auch der Transistor Q3a eingeschaltet wird, um das der Ausgangsklemme t2 der Treiberstufe 11 entnommene Signal direkt der Ausgangsklemme t3 der Ausgangsverstärkerstufe 13 über die Diode D2a und den Transistor Q3a zuzuführen. Dies hat zur Folge, daß die Steuerelektroden-Quellen-Spannung jedes der Transistoren F1a und F2a bei einer Vorspannung festgelegt wird,, die der Pinch-off-Spannung ähnelt, wobei dieser Vorgang die gleiche Wirkung hat wie das Beseitigen des an der Ausgangsklemme t2 der Treiberstufe 11 erscheinenden Signals an den Transistoren F1a und F2a der Ausgangsverstärkerstufe 13·

Somit werden die Abflußströme der Transistoren F1a und F2a sofort bis auf einen minimalen Wert unterdrückt, der durch die angelegte Vorspannung bestimmt wird, um zu verhindern, daß diese Transistoren infolge einer Verstärkung der Belastungsströme, d.h. der Abflußverliste, beschädigt werden. Mit anderen Worten, bei dem Detektorkreis 14a ist der Transistor Q3a so geschaltet, daß er leitfähig gemacht wird, sobald sich der Belastungsstrom verstärkt, um das Basispotential des Translators Q4a zu erhöhen} das gleiche geschieht, wenn die Spannung an der Last ZL verringert wird, so daß sich das Lmitterpotential des Transistors Q4a verringert, d.h. wenn der Widerstand der Last auf einen vorbestimmten Wert gesenkt wird oder bis unterhalb dieses Wertes zurückgeht.

Wie erwähnt, arbeitet der Detektorkreis 14b auf ähnliche Weise wie der Detektorkreis 14a, um eine Beschädigung der Transistoren F1b und F2b zu verhindern, wenn der Widerstand der Last oder der durch sie fließende Strom z.B. durch einen Kurzschluß in einem gefährlichen Ausmaß verändert wird.

Zusammenfassend ist festzustellen, daß durch die Erfindung ein Verstärker mit einem Verstärkungselement, vorzugsweise in Form eines Feldeffekttransistors, geschaffen worden ist, bei dem es möglich ist, zwischen der Steuerelektrode und der Quelle eine der Pinch-off-Spannung ähnelnde

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Spannung anzulegen, und bei dem eine Detektorschaltung 14 zum Ermitteln des Belastungsstroms des Verstärkers 13 sowie eine normalerweise offene oder nicht leitfähige Schalteinrichtung 15 vorhanden ist, welch letztere durch das nachgewiesene Ausgangssignal der Detektorschaltung 14 gesteuert wird, um mindestens einen Teil des Eingangssignals für die Ausgangsstufe 13 direkt einer Last ZL zuzuführen. Wenn bei dieser Anordnung der durch die Last fließende Strom über einen vorbestimmten Wert hinaus zunimmt, wird die normalerweise offene bzw. nicht leitfähige Schalteinrichtung 15 geschlossen bzw. leitfähig gemacht, um die Steuerelektroden-Quellen-Spannung der Feldeffekttransistoren F1a, F2a, Fib, F2b auf den Wert der Vorspannung festzulegen, was zur Folge hat, daß eine Schutzschaltung für die Feldeffekttransistoren verfügbar ist. Somit ist es möglich, einen Feldeffekttransistor, der als Verstärkungselement betrieben wird und einen Bestandteil der Verstärkerstufe 13 bildet, gegen eine Beschädigung durch einen zu starken Belastungs- oder Arbeitsstrom zu schützen.

Wie erwähnt, wird auch der Widerstand der Last mit Hilfe der Detektorschaltung 14 ermittelt, und sobald der nachgewiesene Widerstand bis unter einen vorbestimmten Wert zurückgeht, wird die normalerweise offene Schalteinrichtung 15 geschlossen. In diesem Zusammenhang ist zu bemerken, daß selbst dann, wenn der Belastungsstrom ziemlich stark ist, d.h. wenn der Widerstand der Last nicht übermäßig klein ist, wie es z.B. bei einem Kurzschluß oder dergleichen der Fall sein würde, der Verstärkerbetrieb der vier Feldeffekttransistoren der Ausgangsstufe 13 nicht unterbrochen wird. Wenn die Last zusätzlich zu einer Ohmschen Komponente eine große Blindkomponente aufweist, wie es z.B. bei einem Kondensatorlautsprecher der Fall ist, führt lediglich eine Zunahme des Belastungsstroms zu einer zeitlich ziemlich begrenzten Zunahme des Verlustes bei den vier Feldeffekttransistoren über einen zulässigen Wert hinaus, und es besteht nicht die Gefahr, daß die Feldeffekttransistoren beschädigt werden.

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Bei der Benutzung der beschriebenen Detektorschaltung 14 besteht somit nicht die Gefahr, daß die i'eldeffelttransistoren in einem zu großen Ausmaß geschützt werden, und daß die Zufuhr des verstärkten Ausgangssignals zu der Last auf unnötige vveise unterbrochen wird.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 6 sind die Emitter der Transistoren Q3a und Q3b der normalerweise offenen bzw. nicht leitfähigen Schalteinrichtung 15 mit der Ausgangsklemme t2 des die Treiberstufe bildenden Verstärkers 11 über die Dioden D2a und D2b verbunden. Gegebenenfalls könnte man jedoch den Widerstand -R5, ä.er zwischen den Emittern der Transistoren Q2a und Q2b der Vorspannschaltung 12 liegt, mit einem bewegbaren Schleifkontakt bzw. einer Anzapfung versehen, mit welcher die Emitter der Transistoren Q3a und QJb abwechselnd über die Dioden D2a und D2b verbunden werden. Bei dieser Anordnung könnte man den beweglichen Kontakt bzw. die Anzapfung des Widerstandes R5 so einstellen, daß ein Punkt festgelegt wird, an dem das Potential Null herrscht, d.h. man könnte einen gleichszrommäßigen Abgleich erzielen.

Bei einer weiteren abgeänderten Ausführungsform könnte man einen nicht dargestellten Widerstand mit einem verstellbaren Schleifkontakt bzw. einer Anzapfung zwischen den Widerständen R2a und R2b der Vorspannschaltung 12 anordnen und den Schleifkontakt bzw, die Anzapfung mit der Ausgangsklemme t2 der Treiberstufe 11 und außerdem über die Dioden D2a und D2b mit den Emittern der Transistoren Q3a und Q3b verbinden. Wird bei dieser abgeänderten Ausführungsform der Schleifkontakt verstellt, um die Vorspannung an der Ausgangsklemme t2 der Treiberstufe 11 einzustellen, und wird diese eingestellte Vorspannung als Punkt mit dem Potential EuIl festgelegt, wird die Vorspanngleichspannung stabiler.

Bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform der Erfindung werden bei der Ausgangsstufe 13 als V-erstärkungselemente Feldeffekttransistoren mit Tri-odeneigenschaften verwendet, doch ist zu bemerken, daß man auch Sperrschicht-

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Feldeffekttransistoren oder Feldeffekttransistoren vom MOS-Typ mit Pentodeneigensciiaften bei Verstärkern ver-. wenden kann, die mit einer Schutzschaltung nach der Erfindung versehen sind.

Patentansprüche:

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Claims

FATENTANSPEU CHE

1. Transistorverstärker mit einer Spannungsquelle zum Zuführen einer Betriebsspannung, mindestens einem ersten Feldeffekttransistor mit einer Steuerelektrode, einer Quelle und einem Abfluß, bei dem die Betriebsspannung über eine Last an den Abfluß und die Quelle angelegt ist, mit einem Eingangskreis zum.Zuführen eines zu verstärkenden Eingangssignals zur Steuerelektrode des bzw. {jedes Feldeffekttransistors sowie mit einer Vorspannschaltung zum Anlegen einer vorbestimmten Steuervorspannung an die Steuerlektrode des bzw. jedes Feldeffekttransistors, gekennzeichnet durch eine Schutzschaltung, die dazu dient, eine Überlastung des bzw. jedes Feldeffekttransistors zu verhindern, und zu.der eine Detektorschaltung (14-) zum Nachweisen eines Uberlastungszustandes des bzw. jedes Feldeffekttransistors (I¹Ia, F2a, FTb, F2b) und eine Nebenschlußschaltung (T5) gehören, welch letztere durch die Detektorschaltung gesteuert wird und in Tätigkeit tritt, sobald die Detektorschaltung das Vorhandensein eines uberlastungszustandes nachweist, um das Eingangssignal über einen Nebenschluß unmittelbar der Last (ZL) zuzuführen, während an den bzw.. jeden Feldeffekttransistor weiterhin die vorbestimmte Steuervorspannung angelegt bleibt.

2. k Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Detektorschaltung (14) auf den Widerstand bzw. die Impedanz der Last (ZL) anspricht, um das Vorhandensein eines Uberlastungszustandes nachzuweisen.

3. Transistorverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennz e ichnet , daß zu der Detektorschaltung (14-J ein erster Gleichrichterkreis (D4a^f, D4a, R8a) zum

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Gleichrichten einer dem durch die Last (ZL) fließenden Strom entsprechenden Spannung gehört, ferner ein zweiter Gleichrichterkreis (DJa, R7a) zum Gleichrichten einer der an der Last erscheinenden Spannung entsprechenden Spannung sowie ein Schaltkreis (CJa» Q4a), der auf die Differenz zwischen den Ausgangsspannungen des ersten und des zweiten Gleichrichterkreises anspricht, wobei diese Differenz den Widerstand bzw. die Impedanz der Last repräsentiert, um die Webenschlußschaltung (15) zu betätigen, sobald die genannte Spannungsdifferenz einen vorbestimmten 'Wert erreicht.

4. Transistorverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß zu der Detektorschaltung (14) ein erster Widerstand (R9a, E10a, E9b, R1Gb) gehört, der mit dem Abfluß-Quellen-Stromweg des betreffenden Feldeffekttransistors (B¹Ia, F2a, FIb, F2b) in Reihe geschaltet ist, ferner ein Kondensator (C3a» C3b), eine erste Diode (D4a, D4a', D4b, D4b') und ein zweiter Widerstand (R6a, Rcb), der zwischen dem betreffenden ersten Widerstand und dem zugehörigen Kondensator liegt und dazu dient, an den zugehörigen Kondensator eine erste Gleichspannung einer bestimmten Polarität anzulegen, die zu der an dem ersten Widerstand erscheinenden Spannung proportional ist, daß eine zweite Diode (D3a, D3b) und ein dritter Widerstand (R7a, R7b) zwischen dem betreffenden Kondensator (C3a, CJb) und der Last (ZL) liegt und dazu dient, an den betreffenden Kondensator eine zweite Gleichspannung mit einer der genannten Folarität entgegengesetzten Polarität anzulegen, die zu der an der Last erscheinenden Spannung proportional ist, so daß die Gleichspannung an dem betreffenden Kondensator zu dem Widerstand bzw. der Impedanz der Last proportional ist, und daß eine Einrichtung (Q4a, Q4b) vorhanden ist, die auf die an dem betreffenden Kondensator erscheinende Gleichspannung anspricht, um die Hebenschlußschaltung (15) zu betätigen, sobald die an dem Kondensator erscheinende Gleichspannung das Vorhandensein eines vorbestimmten niedrigen Wertes des Widerstandes bzw. der Impedanz der Last anzeigt.

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5. Transistorverstärker nach. Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet, daß zu der auf die Gleichspannung an dem .kondensator (C3a, C3~b) ansprechenden Einrichtung ein Schalttransistor (Q4a, Q4b) mit einer ersten Elektrode (Basis), einer zweiten Elektrode (Emitter) und einer dritten Elektrode (Kollektor) gehört, und daß die erste Elektrode und die zweite Elektrode den zugehörigen Kondensator überbrücken, um an der dritten Elektrode ein Steuersignal erscheinen zu lassen, mittels dessen die Nebenschlußschaltung (15) betätigt wird, sobald die Gleichspannung an dem Kondensator einen vorbestimmten Wert überschreitet.

6. Transistorverstärker nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß zu der Nebenschlußschaltung (15) ein JMebenschlußtransistor (Q3a, Q3b) gehört, der einen normalerweise nicht leitfähigen Ausgangskreis (Emitter-Kollektor) aufweist, welcher zwischen dem Eingangskreis (11) und der Last (ZL) liegt, und daß eine Steuerelektrode (Basis) mit der dritten Elektrode (Kollektor) des zugehörigen Schalttransistors (Q4-a, U\b) verbunden ist, welcher dazu dient, den Ausgangskreis in Abhängigkeit von dem Steuersignal leitfähig zu machen.

7· Transistorverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der bzw. jeder I'eldeffekttransistor Triodeneigenschaften besitzt.,

8. Transistorverstärker nach Anspruch 7j dadurch gekennzeichnet , daß ein zweiter Feldeffekttransistor (F2a bzw. F2b) mit Triodeneigenschaften mit dem ersten i'eldeffekttransistor (F1a bzw. F2a) parallelgeschaltet ist.

9. Transistorverstärker nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannschaltung (12) einen Kompensationskreis (R1a bis R4-a,'R1b bis E4b) aufweist, der dazu dient, die an die Steuerelektrode angelegte Vorspannung (Eo) in Abhängigkeit von Schwankungen der Betriebsspannung (VDD.) so zu variieren, daß der Abfluß-Vorspanngleich-

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strom (Ido) des betreffenden ieldeffekttransistors mit Triodeneigenschaften trotz der Schwankungen ihrer Betriebsspannung stabilisiert wird.

10.. Transistorverstärker'nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet , daß der J^ompensationskreis (R1a bis R4a, R1b bis R4b) die an die Steuerelektrode angelegte Vorspannung (Eo) um einen Betrag ändert, der dem 1/μ-fachen der Schwankung der Betriebsspannung (VLD) entspricht, wobei μ die Verstärkungskonstante des betreffenden Feldeffekttransistors (F1a, F2a, F1b, F2b)" mit Triodeneigenschaften ist.

11. Transistorverstärker nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Lompensationskreis mehrere miteinander-verbundene Widerstände (R1a bis R4a, R1b bis R4b) aufweist, denen eine Spannung (EGG) zugeführt wird, die entsprechend den Schwankungen der Betriebsspannung (VLB) schwankt, daß die an einem der genannten Widerstände (R1a oder R2a, R1b oder R2b) erscheint, als Steuervorspannung (Eo) für den betreffenden Feldeffekttransistor mit Triodeneigenschaften verwendet wird, und daß die miteinander verbundenen Widerstände Widerstandswerte (r1 bis r4) haben, die so gewählt sind, daß die Spannung an dem genannten einen Widerstand in Abhängigkeit von den Schwankungen der Betriebsspannung (VDD) um Beträge variiert, die dem Ι/μ-fachen der Schwankungen entsprechen, wobei μ die Verstärkungskonstante des betreffenden Feldeffekttransistors (F1a, F2a, F1b, F2b) mit Triodeneigenschaf.ten ist»

12. Transistorverstärker nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß zu der Vorspannschaltung (12) ferner mindestens ein Transistor (Q1a, Q1b) gehört, der eine erste, eine zweite und eine dritte Elektrode besitzt, sowie ein Element (D1a, D1b), das eine konstante Spannung liefert, daß zu den genannten Widerständen ein erster und ein zweiter Widerstand (R1a, R2a, R1b, R2b) gehören, von denen einer der genannte eine Widerstand ist, sowie dritte und vierte Widerstände (R3a, R4a, RJb, R4b), daß

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die Spannung (EGG), die entsprechend den Schwankungen der Betriebsspannung (VDD) schwankt, an die erste Elektrode (Emitter) und die zweite Elektrode (Kollektor) über den zugehörigen ersten bzw. zweiten Widerstand angelegt wird, daß die dritten und vierten Widerstände zusammen mit dem eine konstante Spannung liefernden Element eine Reihenschaltung bilden, welcher die entsprechend den Schwankungen der Betriebsspannung schwankende Spannung (EGG) ebanfalls zugeführt wird, und daß die dritte Elektrode (Basis) an die genannte Reihenschaltung zwischen· den dritten und vierten widerständen angeschlossen ist.

13. Transistorverstärker nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet , daß der erste, der zweite, der dritte und der vierte Widerstand (R1a bis R4a, R1b bis R4b) Widerstandswerte r1, r2, r3 und r4 haben, die so gewählt sind, daß sie die Gleichung

μ (r2/r1) . ( ) = 1

befriedigen, wobei μ die Verstärkungskonstante des betreffenden Feldeffekttransistors (F1a, F2a, F1b, F2b) mit Triodeneigenschaften ist.

14. Transistorverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet , daß zu der Vorspannschaltung (12) mindestens ein Vorspanntransistor (Q1a, Q1b) gehört, bei dem eine Steuerelektrode (Easis) und ein Ausgangskreis (Emitter-Kollektor-Stromweg) zusammen mit einem Widerstand (R2a, R2b) eine Reihenschaltung bildet, daß dieser Reihenschaltung eine Spannung (+B2, -B2) zugeführt wird, die zu der Betriebsspannung (+B1, -B1) proportional ist, daß der Vorspanntransistor z.B. durch einen eine konstante Spannung liefernden Kreis (Dia, B^a. bzw. D1b, R3b) vorgespannt wird, um als Transistor mit konstantem Strom zu arbeiten, und daß Schaltungselemente (Q2a, Q2b) vorhanden sind, die dazu, dienen, eine an dem genannten Widerstand erscheinende Gleichspannung der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors

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(F1b, F2b, F1a, F2a) zuzuführen, so daß diese Spannung als Steuervorspannung für die Feldeffekttransistoren wirkte

15. Transistorverstärker nach, einem der Ansprüche 1 bis 7 und 9 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein zweiter Feldeffekttransistor (I"1b, F2b) mit Triodeneigenschaften vorhanden ist, der eine Steuerelektrode, eine Quelle und einen Abfluß aufweist, daß die Betriebsspannung über die Last (ZL) an den Abfluß und die Quelle des betreffenden zweiten Feldeffekttransistors angelegt wird, daß der Eingangskreis (11) das Eingangssignal der Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors mit Triodeneigenschaften zuführt, um die ersten und zweiten Feldeffekttransistoren (F1a, F2a und F1b, F2b) mit Triodeneigenschaften im Gegentaktverfahren zu steuern, daß die Vorspannschaltung (12) ferner eine zweite Steuervorspannung der Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors mit Triodeneigenschaften zuführt, daß die Detektorschaltung (14) geeignet ist, das Vorhandensein eines Überlastungszustandes bei den ersten bzw. den zweiten Feldeffekttransistoren nachzuweisen, und daß die Nebenflußschaltung (15) in Tätigkeit tritt, sobald die Detektorschaltung das Vorhandensein eines Überlastungszustandes bei irgendeinem der Feldeffekttransistoren nachweist.

16. Transistorverstärker nach Anspruch 15» dadurch gekennzeichnet^ daß die ersten und die zweiten Feldeffekttransistoren (F1a, F2a und F1b, F2b) mit Triodeneigenschaften komplementäre Leitfähigkeiten besitzen, und daß die Polarität der Betriebsspannung (+B1), die dem Abfluß und der Quelle des bzw. Jedes ersten Feldeffekttransistors über die Last (ZL) zugeführt wird, der Polarität der Betriebsspannung (-B1) der Betriebsspannung entgegengesetzt ist, die dem Abfluß und der Quelle des betreffenden zweiten Feldeffekttransistors durch die Last zugeführt wird.

17· Transistorverstärker nach Anspruch 15» dadurch gekennzeichnet, daß ein dritter und ein vierter Feldeffekttransistor (F2a, F2b) vorhanden sind, von denen

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jeder eine Steuerelektrode, einen Abfluß und eine Quelle "besitzt, und daß die Steuerelektrode, der Abfluß und die Quelle des dritten und des vierten Feldeffekttransistors mit der Steuerelektrode bzw. dem Abfluß bzw. der Quelle des ersten bzw. des zweiten Feldeffekttransistors (F1a, F1b) verbunden sind.

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