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Aktive Empfangsantenne Die Erfindung betrifft eine aktive Antenne
für den Empfang elektromagnetischer Wellen eines größeren Frequenzbereichs unterhalb
30 MHz, die aus einer leitenden Grundfläche und einem zu ihr senkrecht stehenden
und mit ihr leitend verbundenen Antennenstab und einer oder mehreren nicht mit ihr
leitend verbundenen, stabförmigen Dachkapazitäten und je einem Verstärker für jede
Dachkapazität besteht, wobei der Eingang jedes Verstärkers direkt einerseits an
das obere, nicht mit der leitenden Ebene verbundene Ende des Antennenstabes und
andererseits mit dem Anschluß der Dachkapazität, verbunden ist. Der Ausgang jedes
Verstärkers ist durch das Innere des zugehörigen Antennenstabes hindurch über eine
koaxiale Leitung mit dem Emfänger verbunden.
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Fig.1 zeigt schematisch den Aufbau der Einzelantenne.
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G ist die leitende Grundfläche, S der mit ihr leitend verbun dene
Antennenstab, V der Verstärker, D die stabförmige Dachkapazität. Der Stab D kann
die gleiche Richtung haben wie der Stab S, aber auch jede Schräglage. 1 und 2 sind
die Anschlußpunkte des Verstärkereingangs, wobei 1 mit der Dachkapazität verbunden
ist und 2 mit dem oberen Ende des Antennenstabes.
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2 und 3 sind die Anschlußpunkte des Verstärkerausgangs, wobei 3 mit
dem Innenleiter eines durch das Innere des Antennenstabes S verlaufenden koaxialen
Kabels K verbunden ist. Der Außenleiter dieses Kabels ist der rohrförmig ausgebildete
Stabteil S. Am Ausgang des koaxialen Kabels liegt der Empfänger R.
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Die Verstärker sind direkt an den passiven Antennenteil angeschlossen.
Die Bezeichnung "direkt" sagt aus, daß zwischen dem Eingang eines Verstärkers und
den zugehörigen Ausgangsanschlüssen des passiven Antennenteils keine Zweipole oder
Vierpole liegen, die im Betriebsfrequenzbereich eine merkliche Wirkung auf die Eingangsschaltung
ausüben. Es gibt dort insbesondere keine längeren Zuleitungen, sondern nur Zuleitungen,
deren
Eigenkapazität und Eigeninduktivität so klein sind, daß sie
im Betriebs frequenzbereich keine merkliche Wirkung auf den Eingangskreis ausüben.
Zwischen Verstärker und passivem Antennenteil können auch als Aufladungsschutz Anordnungen
mit einer Serienkapazität liegen, deren Blindwiderstand im Betriebsfrequenzbereich
hinreichend klein ist. Vgl. die deutsche OS 23 10 616.3, dort die Kapazität C5 in
Fig.12.
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Eine Antenne der genannten Art findet man in Fig.2 der deutschen Offenlegungsschrift
1591 287, Az.: 1591 287.5-35.
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In dieser OS ist in Fig 2 die Dachkapazität ein senkrechter Stab,
in Fig.6 ein waagerechter Stab oder eine waagerechte Platte, in Fig. 10 zwei Dachkapazitäten
aus schrägen Stäben mit zwei Verstärkern. In dieser OS wird diejenige Länge des
Stabes S gewählt, bei der sich die zwischen dem oberen Ende 2 des Stabteils S und
dem Anschluß S der Dachkapazität erscheinende Impedanz des passiven Antennenteils
der vom Transistor geforderten, optimalen Impedanz am meisten nähert.
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Diese optimale Impedanz ist nach Seite 5, Zeile 1 bis 17, diejenige,
bei der dem Transistor T optimale Leistung zugeführt wird oder sich ein optimaler
Rauschabstand des Ausgangssignals des Transistors T ergibt. Nach Fig.4b dieser OS
liegt zwischen den Anschlüssen der passiven Antenne und dem Eingangstransistor ein
Anpassungsvierpol, mit dessen Hilfe Leistungsanpassung oder Rauschanpassung erzeugt
wird.
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Die Impedanztransformation in diesem Anpassungsvierpol hat eine begrenzte
Bandbreite, die umso kleiner ist, je kleiner die Wirkkomponenten der Impedanzen
des passiven Antennenteils und des Transistoreingangs im Vergleich zu den Blindkomponenten
dieser Anordnung sind. Wenn insbesondere der Antennenstab kürzer als eine Viertelwellenlänge
der Betriebsfrequenz ist, sind die Wirkkomponenten der Antennenimpedanz so klein,
daß die durch den Vierpol A erzeugte Impedanzanpassung für optimale Leistung ode
optimalen Rauschabstand Resonanzcharakter mit kleiner Bandbreite besitzt. Die in
der genannten
OS beschriebene Ausbildung des Verstärkers ist daher
grundsätzlich ungeeignet für den resonanz freien Empfang größerer Bereiche der Langwellen
und / oder Mittelwellen und / oder Kurzwellen. Denn hierbei sind die Längen der
verwendeten Stäbe oder Antennendrähte durchweg wesentlich kürzer als eine Viertelwellenlänge
und die relativen Breiten der Betriebsfrequenzbereiche sind sehr groß. Die bei Anlagen
mit kleiner Bandbreite bei Frequenzwechsel erforderlichen Abstimmaßnahmen in der
aktiven Antenne sind für die Praxis zu aufwendig und unbequem. Die Antenne nach
Fig.1 ist also mit den in der genannten OS beschriebenen Verstärkern für größere
Frequenzbereiche unterhalb 30 MHz ungünstig.
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Aufgabe der Erfindung ist es, die Antenne der Fig.1 so zu gestalten,
daß der Empfang ohne Abstimmaßnahmen weitgehend resonanzfrei und rauscharm in einem
größeren Frequenzbereich unterhalb 30 MHz möglich ist.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Anschluß
der Dachkapazität direkt mit der Steuerelektrode des Eingangstransistors des Verstärkers
verbunden ist und dieser Transistor den Charakter eines Feldeffekttransistors hat
und die Quellelektrode des Eingangs transistors über die Eingangsimpedanz eines
das Ausgangskabel enthaltenden Netzwerks mit dem oberen Ende des Antennenstabes
verbunden ist und diese Eingangsimpedanz des Netzwerks keine im Betriebsfrequenzbereich
wirksamen induktiven Komponenten besitzt derart, daß die aus der Serienschaltung
des passiven AntennenteilsEdes Eingangs transistors und der Eingangsimpedanz Z des
Netztwerks N bestehende Eingangsschaltung der aktiven Einzelantenne im Betriebsfrequenzbereich
keine Resonanz besitzt und die Länge h5 des Antennenstabes größer als ein Drittel
der Gesamtlänge h = h5 + hD des passiven Antennenteils ist, wobei hD die Länge des
Stabes der Dachkapazität ist.
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Ein Transistor mit dem Charakter eines Feldeffekttransistors ist ein
Feldeffekttransistor oder ein Transistor mit gleichartigen Eigenschaften.
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Fig.2 zeigt schematisch den Anschluß und den Aufbau des Verstärkers
V nach der Erfindung.A ist der passive Antennenteil, T der Feldeffekttransistor,
dessen Steuerelektrode (gate) mit der Dachkapazität verbunden ist. 4 ist der Quellanschluß
(source) und 5 der Ausgangsanschluß (drain) des Transistors T.
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Das nachfolgende Netzwerk N enthält gegebenenfalls weitere Verstärkerbestandteile.
Das koaxiale Ausgangskabel K kann mit seinem Innenleiter 3 in bekannter Weise entweder
an den Ausgangsanschluß 5 oder an den Quellanschluß 4 des Transistors T oder an
andere Ausgänge des Netzwerks N angeschlossen werden. Der Quellanschluß 4 ist über
die Eingangsimpedanz Z des Netzwerks N an die Anschlußstelle 2 des Verstärkereingangs
geführt.
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Feldeffektransistoren besitzen in dem genannten Bereich relativ niedriger
Frequenzen eine vorzugsweise aus Kapazitäten bestehende Eingangsimpedanz und dementsprechend
auch nur eine relativ geringe Frequenzabhängigkeit der Eingangsimpedanz. Sie können
daher in relativ großen Frequenzbereichen in Kombination mit passiven Antennen einen
Empfang in größeren Frequenzbereichen möglich machen, wenn die Eingangsimpedanz
des passiven Antennenteils im Betriebsfrequenzbereich nur eine geringe Frequenzabhängigkeit
besitzt, insbesondere keine resonanzerzeugenden induktiven Komponenten. Dies trifft
für die Stabantenne nach der Erfindung zu, wenn die Summe h der Länge hS des Antennenstabes
S und der Länge hD des Stabes D der Dachkapazität kleiner als eine Viertelwellenlänge
ist.
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In Verstärkern nach Fig. 2 liegt oft zwischen den Anschlüssen 2 und
4 eine Impedanz Z als Eingangsimpedanz des Netzwerks N. Diese Impedanz kann durch
das am Punkt 3 angeschlossene Ausgangskabel verursacht sein oder Bestandteil einer
Gegenkopplungsschaltung sein oder eines Frequenzfilters zum Ausblenden von Frequenzen,
die außerhalb des Betriebsfrequenzbe reichs liegen. Diese Impedanz Z darf im Rahmen
der Erfindung sehr allgemeiner
Natur sein. Sie muß lediglich die
Hochohmigkeit und Resonanzfreiheit des Eingangskreises der aktiven Antenne sicherstellen.
Dies ist bei kapazitiver Impedanz des passiven Antennenteils und kapazitiver Eingangsimpedanz
des Eingangstransistors immer dann der Fall, wenn Z keine induktiven Komponenten
besitzt oder wenn zumindest die induktiven Komponenten des Z so klein sind, daß
keine Resonanzen entstehen. Hierbei besteht der Eingangskreis der aktiven Antenne
aus der Serienschaltung der Impedanz des passiven Antennenteils, der Eingangsimpedanz
des Eingangstransistors und der Impedanz Z.
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In der Arbeit von H.Meinke, Aktive Empfangsantennen, Internationale
Elektronische Rundschau, Band 23, 1969, S.141-144, ist in Bild 3 gezeigt, daß kurze
Stabantennen in Kombination mit einem direkt zwischen der leitenden Grundfläche
und dem unteren Ende eines Antennenstabes angeschlossenen, hochohmigen Element bei
niedrigeren Frequenzen einen rauscharmen Empfang mit größerer Bandbreite ergeben
können. Bild 4 dieser Arbeit zeigt die resonanzartige Raus chanpas sung mit geringerer
Bandbreite, die in der bereits genannten deutschen OS 1591 287 verwendet wird. In
Bild la dieser Arbeit ist als Beispiel eine gitterstromfreie Triode zwischen dem
unteren Ende eines Stabes und einer leitenden Grundebene angeschlossen. In der deutschen
OS 2115657 ist in Fig.3 für die gleiche Antenne angegeben, daß statt der Triode
ein Feldeffekttransistor verwendet werden und eine Gegenkopplung durch einen reellen
Widerstand R1 erfolgen kann. In der gleichen OS sind weitere Gegenkopplungsschaltungen
beschrieben, die ein geringeres Rauschen als ein einfacher Gegenkopplungswiderstand
ergeben. Die genannten Antennen, bei denen der Verstärker zwischen der leitenden
Grundfläche und dem unteren Ende des Antennenstabes angeschlossen ist, zeigen bei
der praktischen Anwendung bedeutsame Nachteile, die die Anwendung der in den genannten
Vorveröffentlichungen beschriebenen Anordnung einengen. Diese Nachteile und ihre
Beseitigung durch die Erfindung werden im Folgenden Beschrieben.
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Verwendet man die genannte Antenne bei niedrigeren Frequenzen, so
wird der Empfang bei manchen Wetterlagen erheblich gestört durch atmosphärische
Entladungserscheinungen, beispielsweise durch das Auftreffen geladener Regentropfen
auf den stabförmigen Antennenleiter. Jeder Regentropfen erzeugt eine impulsförmige
Störung an der Steuerelektrode des Eingangstransistors, so daß durch die Vielzahl
der Tropfen eine rauschähnliche Störung entsteht. Ähnliche Störungen entstehen auch
durch Entladungserscheinungen schart At des St-Elmsfeuers.
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Bei starken Entladungserscheinungen kann eine vollständige Unterdrückung
des Empfangs eintreten. Bei hochohmigen, direkt angeschlossenen Eingangstransistoren
sind derartige Entladungsstörungen besonders wirksam, weil die Spannung, die durch
eine auf die Antenne auftreffende Ladung erzeugt wird, umso größer wird, je kleiner
die auf zuladende Kapazität ist.
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Wenn man den Verstärker erfindungsgemäß wie in Fig.l an den passiven
Antennenteil anschließt, dann sind alle diejenigen Störladungen wirkungslos, die
den mit der leitenden Grundfläche verbindenden Stab S treffen, und es verbleiben
nur die Ladungsstörungen, die an der Dachkapazität D angreifen. Wenn die Gesamthöhe
der Antenne vorgeschrieben ist, wäre es hinsichtlich der atmosphärischen Ladungsstörungen
am besten, den Antennenstab S möglichst lang und die stabförmige Dachkapazität möglichst
klein zu machen. Der Fachmann wird vermuten, daß mit zunehmender Länge des Stabes
S und mit abnehmender Länge der Dachkapazität D auch die zwischen den Anschlüssen
1 und 2 entstehende Empfangsspannung für das Nutzsignal abnimmt und dann das Verhältnis
von Signal zu Störung nicht besser würde, also kein vorteilhafter Effekt entsteht.
Dies entspricht auch durchweg der schon bestehenden Erfahrung mit solchen Anordnungen,
bei denen die Anschlußstellen des passiven Antennenteils mit Impedanzen geringerer
Größe, z.B. mit Wellenwiderständen von Kabeln, belastet waren. Es ist ein neuartige$
und überraschendes Ergebnis, das kürzlich auch von einem der Erfinder theoretisch
untermauert wurde, daß bei Verwendung von Verstärkern mit hohem Eingangswiderstand
die
Vergrößerung der Stabhöhe S bei gleichzeitiger Verkleinerung der Dachkapazität D
keine Abnahme der Spannung des Nutzsignals an den Anschlüssen 1-2 nach sich zieht,
in vielen Fällen sogar ein Anwachsen der Spannung des Nutzsignals bei gleichzeitiger
Abnahme der durch atmosphärische Ladungen verursachten, rauschähnlichen Störung
eintritt, solange die Dachkapazität eine gewisse, durch die Größe des Eingangsscheinwiderstandes
des Verstärkers festgelegte Länge nicht unterschreitet.
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Im Folgenden wird dieser Effekt erläutert, wobei im Beispiel ein Verstärker
verwendet wird, dessen Eingangsimpedanz eine kleine Kapazität Cv ist. Die den Transistor
steuernde Spannung U1 des Nutzsignals zwischen den Anschlüssen 1 und 2 hängt ab
von der Leerlaufspannung und den Kapazitäten des passiven Antennenteils und der
Eingangskapazität des Verstärkers.
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Eine Formel für diese Steuerspannung findet man in dem Aufsatz von
H.Meinke, Aktive Antenne, Nachrichtentechnische Zeitschrift, Band 19, 1966, S.697-705,
Formel (6) auf S.699.
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Sie lautet
E = elektrische Feldstärke heff = Effektive Höhe der Stabantenne Die Kapazität Ceg
die im folgenden als Fußpunktskapazität bezeichnet wird, besteht teilweise aus der
Eingangskapazität des Verstärkers. Sie ist ferner auch hervorgerufen durch Maßnahmen,
die der Halterung des Antennenstabes dienen, z.B. Fußpunktsisolatoren. Die Fußpunktskapazität
enthält auch die Totkapazität des passiven Antennenteils. Diese Totkapazität ist
erläutert im Aufsatz von H.Meinke u.a.1 Ein neues Ersatzbild für die Impedanz kurzer
Strahler, Nachrichtentechnische Zeitschrift, Band 26, 1973, S.490-495. Dort insbesondere
die
Bilder 11 und 12. Man unterscheidet bei einer Stabantenne die
Raumkapazität und die Totkapazität. Nur die Raumkapazität empfängt die Wellen aus
dem Raum. Die Totkapazität ist am Empfangsmechanismus nicht beteiligt und wiRt als
kapazitiver Nebenschluß am Fußpunkt der Antenne.
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Nach einer neuen Theorie eines der Erfinder gilt dies Gesetz auch
für Stäbe mit einer Dachkapazität nach Fig.l. Betrachtet man den passiven Antennenteil
als einen Stab der Länge h, der in der Höhe h5 unterbrochen ist, so ist die Leerlaufspannung
E . heff dieses Stabes an der Unterbrechungsstelle nahezu unabhängig von der Länge
h5des Stabteils S und fast nur abhängig von der Gesamtlänge h des Stabes, wenn die
Gesamtlänge des Stabes kleiner als eine Viertelwellenlänge der Betriebsfrequenz
ist und in der Formel (1) die Kapazität Ca die Raumkapazität des unterbrochenen
Stabes ist und die Totkapazität Bestandteil der Fußpunktskapazität C e ist. Mit
wachsender Länge h5 des unteren Stabteils S und gleichbleibender Gesamthöhe des
Stabes bleiben nach der Theorie für kurze Stäbe die Leerlaufspannung und die Raumkapazität
nahezu konstant, während die Totkapazität kleiner wird und demzufolge die Eingangsspannung
des Verstärkers nach Formel (1) anwächst. Lediglich bei sehr kleinen Längen hD der
Dachkapazität nimmt auch Ca ab. Das Abnehmen der Totkapazität mit wachsender Länge
des Stabteils S wird im Folgenden erklärt.
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Liegt eine Stabantenne im Feld einer ebenen Welle und liegt dabei
nach Fig.3a die Anschlußstelle des hochohmigen Verstärkers zwischen Stab und leitender
Grundfläche, so entstehen zwei Gruppen von elektrischen Feldlinien. Die Feldlinien
E 1 der Raumwelle landen in der Umgebung des oberen Stabendes auf dem Stab. Ferner
erzeugt die an der Anschlußstelle des Verstärkers entstehende Spannung des Nutzsignals
Feldlinien E 2 zwischen dem Stab und der leitenden Grundfläche. Die Feldlinien E
1 bilden die Raumkapazität und die Feldlinien E 2 die Totkapazität. Zeichnet man
in Fig.3b die entsprechenden elektrischen
Feldlinien E 1 und E
2 für einen Stab mit Unterbrechungsstelle, so zeigt sich, daß bei gleicher Spannung
an der Anschlußstelle des Verstärkers in Fig.3b die Feldlinien E2 länger sind als
in in Fig.3a. Daraus folgt, daß die Totkapazität in Fig.3b kleiner-X+ist als in
der Anordnung der Fig.3a. Da sich bei kurzen Stäben die Feldlinien E 1 nur in der
Nähe des oberen Endes der Dachkapazität bilden, ist die Raumkapazität fast unabhängig
von der Länge des Stabteils D, sofern D nicht extrem kurz ist. Es ist auch experimentell
bewiesen, daß ein Verstärker mit hinreichend hochohmigem Eingang an der Unterbrechungsstelle
der Fig.3b bei gleicher Gesamthöhe der Antenne eine höhere Eingangs spannung erhält
als beim Anschluß unmittelbar an der leitenden Grundfläche in Fig.3a Fig.4 zeigt
die Eingangsspannung U1 des Verstärkers in der Anordnung von Fig.l, bezogen auf
die elektrische Feldstärke E einer ankommenden Welle. Im Beispiel ist h = 3 m die
Gesamthöhe des Stabes,Cv ist die Eingangskapazität des Verstärkers V. In Fig.4 findet
man bei hg = 0, also am linken Kurvenende, die Werte der Signalspannung U1 in der
Anordnung der Fig.3a. Der Vergleich des Kurvenwerts bei h8 = O mit dem Maximalwert
der Kurve für das gegebene Cv zeigt die mögliche Zunahme der Signalspannung durch
die Anordnung nach Fig.3b.
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Cv = O ist die Kurve des Ul/E, wenn die Fußpunktskapazität nur aus
der Totkapazität des Stabes besteht, d.h. der Verstärkereingang nur eine vergleichsweise
geringe Kapazität hat. Man sieht aus Fig.4, daß bei hinreichend kleiner Eingangskapazität
Cv des Verstärkers die Eingangs spannung U1 mit wachsendem hs anwächst bis zu einer
von Cv abhängigen Größe des hs, für die maximales UL erreicht wird.Für noch größeren
hs wird dann die Höhe hD der Dachkapazität so klein, daß Ca abnimst und In Formel
(1) dadurch U1 kleiner wird. Bei einer größeren Eingangskapazitätim Beispiel für
Cv = 20 pF, bleibt U1 mit wachsendem hs bis h8 = 2m annähernd konstant. Noch größere
Cv d.h. Verstärker mit kleinerer Eingangsimpedanz erheben ein Absinken des U1 für
alle h5 , so daß dann der Fall h5 = 0 der optimale Fall ist. Der in Fig.4 dargestellte
Effekt, durch den U1 mit wachsendem h8 bis zu einer gewissen
Grenze
wächst und dadurch bei gleichbleibender Gesamtgröße der Antenne das Signal-Rauschverhältnis
des Systems mit wachsendem hS bis zu einer gewissen Grenze wächst, tritt also nur
für hohe Eingangsimpedanzen des Verstärkers ein. Beispielsweise ergibt eine Eingangskapazität
des Verstärkers von 20 pF bei einer Frequenz von 1 MHz einen Eingangsscheinwiderstand
von etwa 10 9 Wenn man von der Regel ausgeht, daß die atmosphärischen Entladungsstörungen
etwa proportional zur Länge hD des Stabteils D sind, so erhält man im betrachteten
Beispiel die in Fig. 5 dargestellten Kurven für die Verbesserung des Verhältnisses
der Signalspannung U1 zur Störspannung Us der atmosphärischen Entladungsstörungen
bei gegebener Verstärkerkapazität Cv in Abhangigkeit von der Länge hS des Stabteils
S.
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Hierbei ist der Wert U1/U5 bei hS = 0, also für die Anordnung nach
Fig.3atfeE alle Kurven der Fig.5 gleich 1 gesetzt, so daß jede dieser Kurven die
Verbesserung des Ul/Us mit wachsendem h8 beschreibt. Es ergibt sich in dem Zahlenbeispiel,
daß der Effekt abnehmender atmosphärischer Ladungsstörungen für kleine Eingangskapazitäten
Cv vorteilhaft ausgenutzt werden kann. Bei niedrigeren Eingangsimpedanzen des Verstärkers
nimmt U1 mit wachsendem VS stets ab und der Effekt abnehmender atmosphärischer Ladungsstörungen
ist nicht mehr ausnutzbar, weil das Verhältnis von Nutzsignal zu Störsignal dann
mit wachsendem h8 nicht besser wird oder sogar abnimmt.
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Die Antenne nach der Erfindung hat bei Verwendung in einem Peilantennensystem
bei gleichem Verstärker V einen weiteren Vorteil gegenüber Stäben nach Fig.3a, bei
denen der passive Antennenteil an der leitenden Grundfläche unterbrochen ist.
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Wenn eine Stabantenne Bestandteil eines Peilsystems ist und dieses
System mehrere Antennen enthält, werden hohe Anforderungen hinsichtlich der Genauigkeit
von Amplitude und Phase der Ausgangsspannungen der Einzelantennen gestellt. Hierbei
spielt
die Definiertheit, die Verlustarmut und die langzeitliche
Konstanz der Fußpunktskapazität eine entscheidende Rolle, wenn ein Verstärker mit
hochohmiger Eingangsimpedanz verwendet wird und daher die Fußpunktskapazität entscheidend
beim Entstehen der Eingangs spannung des Verstärkers mitwirkt. An der Bildung der
Fußpunktskapazität ist die leitende Grundebene mit denjenigen Feldlinien E2 beteiligt,
die von der Dachkapazität D direkt zur leitenden Grundfläche G laufen. Die leitende
Grundfläche ist an der Bildung der Fußpunktskapazität umso mehr beteiligt, je kürzer
der Stabteil S ist, d.h. je mehr sich die Anschlußstelle 1-2 des Verstärkers der
leitenden Grundfläche nähert. Die leitende Grundfläche ist an der Bildung der Fußpunktskapazität
entscheidend beteiligt, wenn die Anschlußstelle 1-2 wie in Fig.3a an der Grundfläche
liegt, weil dann alle Feldlinien E 2 an ihrem einen Ende auf der Grundfläche landen.
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Bei praktischen Anwendungen im Frequenzbereich unter 30 MHz ist die
leitende Grundfläche durchweg unvollkommen. Meist ist dann die Erdoberfläche mit
ihren inkonstanten dielektrischen Eigenschaften am Zustandekommen dieser leitenden
Grundfläche beteiligt. Es können auch Erdungsnetze verwendet sein, und die zum Empfänger
führenden koaxialen Ausgangskabel können durch ihre in Erdnähe liegenden Außenleiter
die leitende Grundfläche beeinflussen. Bei mobilen Peilanlagen, die an verschiedenen
Orten aufgebaut werden, ist nicht sichergestellt, daß die leitende Grundfläche nach
jeder Aufstellung gleichenEigenschaften hat. Daher ist in der Anordnung nach Fig.3a,
bei der die leitende Grundebene unmittelbar an der Entstehung der Fußpunktskapazität
beteiligt ist, die Undefiniertheit und Inkonstanz der Fußpunktskapazität weitaus
größer als bei Anordnungen nach Fig.3b, bei denen die Fußpunktskapazität weitgehend
durch die wohl definierten und verlustarmen Stabteile S und D beiderseits der Unterbrechungsstelle
hergestellt wird und nur wenige Feldlinien der Gruppe E 2 auf der leitenden Grundfläche
landen.
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Wenn die Gesamthöhe der Antenne vorgeschrieben ist, gibt es nach dem
Beispiel von Fig.4 eine bestimmte Höhe hs der Anschlußstelle 1-2, für die man bei
gegebener Fußpunktskapazität maximale Eingangsspannung des Verstärkers erhält. Im
Bereich der Frequenzen unterhalb 30 MHz ist für direkt angeschlossene Feldeffekttransistoren
der Zustand maximaler Signalspannung am Transistoreingang auch gleichzeitig nahezu
der Zustand größten Signal-Rauschverhältnisses. In einer bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung wird daher diejenige Lage der Unterbrechungsstelle auf dem Antennenstab
gewählt, die bei gegebener Kapazität nahezu die maximale Signalspannung am Verstärkereingang
bei gleicilzeitig merklicher Verminderung der Störungen durch atmosphärische Entladungen
ergibt. Aus den Fig.4 und 5 ergibt sich, daß die Wahl 2 h <= h5 <3 3/4 h der
optimaln Lage der Anschlußstelle 2 hs = 4 h 1-2 des Verstärkers sehr nahe kommt,
wobei die sich für dieses h5 einstellende Signalspannung in einem großen Wertebereich
des Cv nicht nennenswert von der maximal möglichen entfernt ist und gleichzeitig
sich die Störungen durch atmosphärische Entladungen gegenüber dem Fall der Fig.3a
auf etwa 1/3 vermindern.
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Wenn die Gesamthöhe der Antenne vorgeschrieben ist, gibt es, wie in
Fig.5 ersichtlich, eine Höhe h5 der Anschlußstelle 1-2, für die der Unterdrückungseffekt
der atmosphärischen Störungen noch größer ist. Die Wahl 2/3# hs # 6/7h ist dann
für das Beispiel in Fig.5 der optimalen Lösung sehr nahe.
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Soweit die elektromagnetischen Wellen im Frequenzbereich unterhalb
30 MHz durch die Jonosphäre beeinflußt sind, insbesondere im Kurzwellenbereich,
ist ihre Polarisation beim Eintreffen am Ort der Empfangsantenne oft undefiniert,
d.h.
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es gibt horizontale und vertikale Komponenten der elektrischen Feldstärke,
oft in schnell wechselnder Zusammensetzung. Stäbe nach Fig.l, mit senkrecht stehender
oder symmetrisch zur Anschlußstelle
1 aufgebauter Dachkapazität
empfangen nur vertikal polarisierte Komponenten. Dagegen empfängt eine solche Antenne
mit unsymmetrisch aufgebauter Dachkapazität beispielsweise einem schräg zum Stab
S stehenden Stab D als Dachkapazität auch horizontale elektrische Feldstärkekomponenten.
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Besonders wirkggm ist dann ein senkrecht zum Stab S stehender Stab
D. Ein solcher Stab D empfängt jedoch diejenige elektrische Feldkomponente nicht,
die senkrecht zum Stab D steht.
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Der Empfang horizontaler Komponenten findet immer statt, wenn man
zwei Dachkapazitäten verwendet und diese so anordnet, daß die Stäbe ungleiche Richtung
haben, vorzugsweise senkrecht zueiander stehen, wie dies in Fig.6 gezeichnet ist.
Hierbei sind D und D' die Dachkapazitäten und V und V' die beiden Verstärker mit
dem gemeinsamen Anschluß 2 am oberen Ende des Antennenstabes S. Nach Fig.7 sind
die Verstärkerausgänge zum Empfänger R geführt, wobei die übertragungswege teils
getrennt verlaufen können, getrennte Kabel K und K', sich in einem Punkt 7 vereinigen
und dann gemeinsam, Kabel KRtzum Empfänger laufen. Als Einzelübertragungsweg wird
der Weg von den Anschlüssen (1-2, bzw. 1'-2) des passiven Antennenteils über die
Verstärker und evtl. vorhandene getrennte Kabel bis zum Punkt 6 bezeichnet. Als
gemeinsamer Übertragungsweg wird der Weg vom Punkt 6 zum Empfänger R bezeichnet.
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Die im Folgenden beschriebenen Maßnahmen betreffen die Gestaltung
der Einzelübertragungswege mit dem Ziel eines möglichst guten Signal-Rauschverhältnisses
am Empfängereingang bei zeitlich wechselnder Polarisation der ankommenden Welle.
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Die einfachste Maßnahme besteht darin, die beiden Einzelübertragungswege
zeitlich konstant zusammenzuschalten wie in Fig.7.
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Dies ergibt kleinere Zeitintervalle eines verschwindenden Empfangs
als bei einer Antenne mit nur einer Dachkapazität und nur einem Verstärker. Mehr
Erfolg hat man mit zeitlich veränderlichen Übertragungswegen, die der einfallenden
Welle entsprechend so eingestellt werden, daß ein möglichst gutes Signal-Rauschverhältnis
am Empfängereingang entsteht.
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Im einfachsten Fall verwendet man Schalter in den Einzelübertragungswegen.
In diesem Fall benötigt man eine Einrichtung, die das Signal-Rauschverhältnis in
den genannten Übertragungswegen feststellt. Im einfachsten Fall ist dies ein menschlicher
Beobachter, der die Schalter bedient. Vorteilhaft verwendet man jedoch ein Meßgerät,
das am Ausgang des Empfängers liegen kann, ober ein gesondertes Meßgerät, das direkt
an die über tragungswege angeschlossen ist.
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Im Beispiel der Fig.8 liegen 2 Schalter, Sch 1 und Sch 2 1am Ausgang
der Verstärker e und man benötigt nur ein Kabel KR im Innern des Antennenstabes
S. Im Beispiel der Fig.9 verwendet man für jeden Verstärker ein gesondertes Kabel
(K bzw.K') und Schalter , Sch 3 und Sch 4, am Eingang des Empfängers.
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Der letztgenannte Fall hat konstruktive Vorteile insofern als die
aktive Antenne frei von Schaltern ist und durch den Antennenstab S keine Bedienungsleitungen
für die Schalter gezogen werden müssen, Im einfachsten Fall verwendet man in jedem
Zeitintervall nur das Signal desjenigen Verstärkers, der das bessere Signal-Rauschverhältnis
besitzt1 und schaltet den anderen Verstärker ab. Sinne noch günstigere Möglichkeit
besteht darin, daß man den Verstärker mit dem schlechteren Signal-Rauschverhältnis
nur dann mit Hilfe des zugehörigen Schalters vom Empfängereingang trennt, wenn am
Ausgang des betreffenden Verstärkers das Signal-Rauschverhältnis unter eine gewisse
Grenze sinkt, wobei diese Grenze so bemessen ist, das beim Unterschreiten dieser
Grenze das Signal-Rauschverhältnis bei zusammengeschalteten Verstärkerausgängen
schlechter ist als bei alleiniger Verwendung desjenigen Verstärkerausgangs, der
das bessere Signal-Rauschverhältnis besitzt.
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Die Einstellung der Schalter kann automatisiert werden, indem man
durch ein Meßprogramm laufend die verschiedenen Schalter einstellt und die erforderlichen
Messungen des Signal-Rauschverhältnisses durchführt und durch ein Rechenprogramm
die Schalter für den optimalen Empfang einstellt.
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Bei einfachen Anordnungen wie in Fig. 7 und Fig.8 stört dann allerdings
das Meßprogramm den kontinuierlichen Empfang.
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Wenn der Meßvorgang zur Feststellung der genannten Signal-Rauschverhältnisse
den Empfang nicht stören soll, verwendet man wie im Beispiel von Fig.lo ein zusätzliches
Meßgerät M mit entsprechenden Schaltern Sch 5 und Sch 6, die zwischen dem Eingang
7 des Meßgeräts und den Ausgängen der beiden Einzelübertragungswege liegen. Der
Eingang des Meßgeräts M wird laufend in kleinen Zeitabständen durch die Schalter
Sch 5 und Sch 6 entsprechend dem Meßprogramm geschaltet und mißt die Signal-Rauschverhältnisse
jedes Verstärkers für sich und beide zusammen, wenn beide Schalter geschlossen sind.
Aus diesen Messungen werden die Kriterien gewonnen, mit deren Hilfe der Umschaltvorgang
für den Empfänger ausgelöst wird.
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Ein solches Umschalten von Antennen oder Antennenkabeln ist für passive
Antennen im Diversity-Empfang in sehr allgemeiner Form bekannt. Bei Verwendung aktiver
Empfangsantennen, bei denen zwischen passivem Antennenteil und Empfänger ein nichtreziproker
Verstärker liegt, treten allgemein folgende Vorteile ein, die die Verwendbarkeit
dieses Verfahrens gegenüber passiven Antennenanlagen erheblich steigern. Beispielsweise
entfällt dann jede Rückwlrkung der Schaltvorgänge auf das Verhalten des passiven
Antennenteils. Ferner kann man innerhalb des Netzwerks N die Ausgangsimpedanz des
Verstärkers, d.h. die innere Impedanz der Ausgangskabel und die Schalter speisenden
Quelle unabhängig von der Impedanz des passiven Antennenteils gestalten. Eine bevorzugte
Ausführungsform ist die Anpassung des Ausgangswiderstandes des Verstärkers an den
Wellenwiderstand des zugehörigen Ausgangskabels.
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Während die bisher beschriebenen Schaltvorgänge nur gewisse Schritte
zur Verbesserung des Signal-Rauschverhältnisses bei zeitlich veränderlicher Polarisation
der einfallenden Welle sind, kann man durch stetige Regelvorgänge diejenige Kombina->-tion
der Ausgangssignale beider Verstärker einstellen, die das bestmögliche Signal-Rauschverhältnis
ergibt. Da der Empfang in der Anordnung von Fig.6 verschiedene Phasenlagen der Eingangs/spannungen
der beiden Verstärker ergeben kann, ist die
optimale Addition der
Ausgangsspannungen der beiden Einzelbibertragungswege im Punkt 6 nur dann gegeben,
wenn die beiden Ausgangssignale dort gleichphasig zusammentreffen. Es muß daher
in mindestens einem der beiden Einzelübertragungswege eine Phasendrehschaltung mit
einstellbarer Phasendrehung enthalten sein. Diese Phasendrehung wird so eingestellt,
daß am gemeinsamen Ausgang 6 der Einzelübertragungswege die Ausgangsspannungen gleichphasig
sind und so die größtmögliche Summe ergeben. Da die Addition der Rauschspannungen
der beiden Übertragungswege wegen des statistischen Verhaltens der Rauschspannungen
unabhängig von diesen Phasendrehungen ist, ergibt die phaseng~iche Addition der
Signalspannungen die maximal mögliche Signalamplitude, also maximal mögliches Signal-Rauschverhältnis
im gemeinsamen Jbertragungsweg.
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Die Phasendrehschaltung kann zusätzlich zu den in den Fig.8 und 9
angegebenen Schaltern vorhanden sein, um die für die Einstellung der Schalter bereits
angegebenen Kriterien zusätzlich anwenden zu können. Die Schalter können jede be-I,mnte
Form haben und ihre Wirkung beispielsweise auch dadurch erzielt werden, daß in jedem
Einzelübertragungsweg eine Verstärkungsregelung enthalten ist, die durch vollständiges
Herunterregeln der Verstärkung das Signal und das Rauschen des betreffenden Einzelübertragungsweges
eliminiert.
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Die hier dargestellten Möglichkeiten für das Zusammenschalten von
zwei Verstärkerausgängen gelten grundsätzlich für das Zusammenschalten mehrerer
Ausgänge aktiver Empfangs antennen beliebiger Form.
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Eine Einzelantenne nach Fig.1, die hinsichtlich ihrer Richtwirkung
Dipolcharakter hat, kann mit anderen Antennen, insbesondere Einzelantennen gleicher
Art zu Richtantennen kons biniert werden nach den gleichen bekannten Regeln, die
für passive Dipole gelten. Vorteile einer Richtantenne, die aus einer Kombination
von Einzelantennenrach der Erfindung besteht, sind:
1. Der hochohmige
Verstärker läßt im passiven Antennenteil nur geringe Ströme fließen und die Strahlungskopplung
2wischen den Einzelantennen ist klein.
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2. Die Ausgangsimpedanzen aller aktiven Einzelstrahler können weitgehend
frei gewählt werden und sind unabhängig von den Impedanzen der passiven Antennenteile.
Die Vorgänge auf den Ausgangskabeln sind dadurch definierter und weitgehend frei
wählbar.
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3. Durch Regelung der Verstärkung und der Phasendrehung in den Einzelübertragungswegen
kann die Richtwirkung des Antennensystems beeinflußt werden.