DE2433080C2

DE2433080C2 - Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer Brückenverstimmung in eine Frequenzänderung

Info

Publication number: DE2433080C2
Application number: DE2433080A
Authority: DE
Inventors: Dietrich Dipl.-Ing. 2000 Hamburg Meyer-Ebrecht
Original assignee: Philips Patentverwaltung GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 1974-07-10
Filing date: 1974-07-10
Publication date: 1983-09-29
Also published as: JPS5132159A; US4006430A; FR2278077B2; JPS5947483B2; GB1510869A; SE407111B; FR2278077A2; SE7507736L; DE2433080A1; IT1050693B

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer Verstimmung einer aus einer Spannungsquelle gespeisten Widerstandsbrücke mit vier Widerständen in eine dazu proportionale Frequenzänderung eines RC-Oszillators, wobei die Ausgangsklemmen der Brücke mit den Eingangsklemmen eines Kompensationsverstärkers verbunden sind, dessen Ausgangsspannung einen steuerbaren Widerstand mit telbar oder unmittelbar steuert, und eine der Ausgangsklemmen der Brücke außerdem über einen Widerstand mit dem Ausgang eines in bekannter Weise gegengekoppelten Operationsverstärkers verbunden ist, dessen Eingang über den steuerbaren Widerstand an die Spannungsquelle angeschlossen ist und wobei der steuerbare Widerstand und auch der Operationsverstärker Bestandteil des frequenzbestimmenden Netzwerkes des RC-Osziiiators ist und an den Ausgang des Operationsverstärkers ein weiterer Verstärker über ein drei ohmsche Widerstände und einen Kondensator enthaltendes Allpaß-Netzwerk angeschlossen ist, in dem der eine an Masse liegende Widerstand steuerbar ist, und wobei der Ausgang des weiteren Verstärkers mit dem Eingang eines integrators verbunden ist und an den Ausgang des Integrators ein Amplitudendetektor angeschlossen ist, der den steuerbaren Widerstand des Allpaß-Netzweriiss so steuert, daß die Spannung am Ausgang des Integrators konstant ist, wobei diese Spannung die Speisespannung der Widerstandsbrücke ist, nach Patent 22 14 114.

Mittels dieser Schaltungsanordnung wird eine Brükkenverstimmung exakt linear in eine Frequenzänderung umgesetzt. Bei einer Reihe von in solchen Brückenschaltungen verwendeten Meßwertaufnehmern ist der Zusammenhang zwischen Ausgangsgröße und Meßgröße jedoch nur näherungsweise finear. Bei genauen Messungen ist daher eine Berücksichtigung der Nicht-Linearität ihrer Kennlinie notwendig. Da die die Meßgröße angebende Frequenz aligemein elektronisch weiterverarbeitet wird, ist also auch eine elektronische Kompensation der Nicht-Linearität erforderlich. Dies kann beispielsweise durch die bekannten Diodenfunktionsgeber oder durch digitale Funktionsgeber durchgeführt werden. Nachteilig ist bei Diodenfunktionsgebern die Temperaturinstabilität sowie bei digitalen Funktionsgebern der große Schaltungsaufwand.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine einfache und wenig aufwendige, jedoch trotzdem höchst stabile Schaltungsunordnung anzugeben, mit der Nicht-Linearitäten von Meßwertaufnehmern weitgehend kompensiert werden können.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Ausgangsspannungen von einer oder mehreren, an den Oszillator angeschlossenen Differenzierschaltungen und/oder Integrierschaltungen mit zumindest teilweise unterschiedlicher Ordnung dem Eingang des Kompensationsverstärkers zugeführt sind und die Kompensationsspannung überlagern. Diese Ausgangsspannungen werden zweckmäßig über Gewichtungswiderstände, beispielsweise mittels eines Summierverstärkers, dem Eingang des Kompensationsverstärkers zugeführt. Als Anschlußpunkte für die Differenzierschaltungen bzw. Integrierschaltungen kann im Oszillator der Ausgang des weiteren Verstärkers, der Ausgang des

Integrators und der Ausgang des Operationsverstärkers verwendet werden, die entweder verschiedene Phasenlage gegeneinander oder eine Frequenzabhängigkeit besitzen. Die Anschlußpunkte für die einzelnen Differenzierschaltungen bzw. Integrierschaltungen werden so gewählt, daß ihre Ausgangsspannungen die richtige Phasenlage, gegebenenfalls unter Verwendung eines zusätzlichen Inverters besitzen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigen:

F i g. 1 ein Blockdiagramm einer vollständigen Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

F i g. 2 ein Netzwerk zur Bildung nicht-linearer, von der Frequenz abhängiger Spannungen,

F i g. 3 eine vereinfachte Realisierung eines Netzwerkes nach F i g. 2.

In Fig. 1 enthält der Oszillator OSden gegengekoppelten Operationsverstärker V₃, der die Kompensationsspannung Uk sowie die Speisespannung für das Allpaß-Netzwerk aus den Widerständen Ri, R2, R3 und dem Kondensator Ci liefert. Die Ausgänge des als Brücke geschalteten AIIpaß-Netzwerkes führen auf die Eingänge des als Differenzverstärker ausgebildeten weiteren Verstärkers Vi, der einen Integrator speist.

bzw. Gegenphasigkeit möglich ist Die durch die Veränderung des oder der zu messenden Brückenwiderstände verursachte Brückenverstimmung wird nun nicht mehr ausschließlich durch die frequenzproportionale Kompensationsspannung Uk kompensiert, sondern anteilig auch durch die genannten, in dem Netzwerk N erzeugten Korrekturspannungen, so daß ein entsprechend nicht-linearer Zusammenhang zwischen der Brückenverstimmung und der Oszillatorfrequenz eintritt

Ein Beispiel für den Aufbau des in F i g. 1 als Block dargestellten Netzwerkes N ist in Fig.2 dargestellt Hier enthält das Netzwerk N eine Anzahl von Differenzierschaltungen Du D₂ und D₃, die alle wie die Differenzierschaltung A aus einem invertierenden Differenzierverstärker V_D mit hoher Verstärkung, einem diesen Verstärker überbrückenden Differenzierwiderstand Rd und! dem dem Verstärkereingang vorgeschalteten Difierenzierkondensator Cd bestehen.

Ferner sind vier Innegrierschaltungen /1, I₂, I₃ und /₄ vorhanden, die alle wie die Integrierschaltung h aus einem Integrierversnärker V₁ mit ">v.>her Verstärkung, einem diesen Verstärker überbrückende ; Integrierkondensator C/ und einem dem Verstärkereingang vorge-

Dieser besteht aus dem invertierenden Verstärker V₂ 25 schalteten Integrierwiderstand R/ aufgebaut sind. Die

mit hoher Verstärkung, einem diesen Verstärker überbrückenden Integrationskondensator Q sowie einem vorgeschalteten ohmschen Widerstand Rj. Der Ausgang des Integrators ist mit einem Amplitudendetektor AR verbunden, der den an Masse liegenden Veränderbaren Widerstand R\ im Allpaß-Netzwerk so verändert, daß die Amplitude der Spannung am Ausgang des Integrators immer konstant ist. Die Ausgangsspannung des Integrators ist gleichzeitig die Speisespannung U, der Brücke B, die hier vereinfacht nur als Block dargestellt ist Der Integrator speist ferner das Potentiometer P, dessen Ausgang mit dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers V₃ verbunden ist und dessen Teilerverhältnis von dem Kondensationsverstärker KR eingestellt wird. Die Frequenz der von dem Oszillator OS erzeugten Spannung hängt linear von dem am Potentiometer P eingestellten Teilerverhältnis und damit zunächst linear von der Brückenverstimmung ab.

Die Ausgangsspannung der Brücke B wird hier zunächst einem Differenzverstärker Ve zugeführt, dessen Ausgang mit einem Summierverstärker Vs verbunden ist Der Ausgang dieses Summierverstärkers ist mit dem Eingang des Kompensationsverstärkers KR Wirkung dieser Schaltungen soll im folgenden erläutert werden.

Durch Differenzieren der frequenzproportionalen Kompensationsspannung U_k entsteht eine Spannung,

die quadratisch von der Frequenz abhängt. Sie ist jedoch um 90° in der Phase gedreht, so daß sie zur Kompensation einer Brückenverstimmung ungeeignet erscheint Nun ist jedoch am Ausgang des Allpaß-Differenzverstärkers Vi eine Spannung verfügbar, die zur

Kompensationsspannung Uk frequenzunabhängig in einem konstanten Amplitudenverhältnis steht, jedoch um minus 90° in der Phase gedreht ist. Wird diese Spannung differenziert, dann entsteht die gewünschte phasenrichtige Spannung mit quadratisch frequenzab-

hängiger Amplitude. Das geschieht mit der DiiTerenzierschaltung D₃, deren Eingang B mit dem Ausgang des Allpaß-Differenzversiärkers V, verbunden ist Durch zwe'./aches Differenzieren der Kompensationsspannung Uk kann auch eine phasenrichtige Spannung erzeugt

werden, deren Amplitude jedoch der dritten Potenz der Frequenz proportional ist. Das geschieht durch die hintereinandergeschalteten Differenzierschaltungen D\ und D₂. Durch Integrieren der Amplitudenkonstanten

Brückenspeisespannuiig U₁ kann dagegen eine Spanverbunden, dessen Ausgangssignal das Potentiometer P 50 nung erzeugt werden, deren Amplitude der Frequenz steuert Die Kompensationsspannung am Ausgang des reziprokproportional ist Diese Spannung ist jedoch zur

Kompensation wieder ungeeignet, da sie gegenüber der Kompensationsspannung um minus 90° in der Phase verschoben ist. Eine iphcsenrichtige und der Frequenz re?.ipr.4proportionale Spannung kann jedoch durch zweifaches Integrieren der frequenzproportionalen

Operationsverstärkers V₃ wird über einen weiteren Eingang dem Summierverstärker V_s so zugeführt, daß die von der verstimmten Brücke B erzeugte Spannung kompensiert wird.

Um Nicht-Linearitäten der Brücke B bzw. der darin angeordneten Meßwertaufnehmer zu kompensieren, besitzt der Summierverstärker V₅ einen weiteren Eingang, der mit dem Ausgang E eines Netzwerkes N verbunden ist. Dieses Netzwerk erzeugt aus verschiedenen Spannungen an Anschlußpunkten des Oszillators OS Spannungen, die phasengleich mit der amplitudenkonstanten Speisespannung U₁ der Brücke B und der Kompensationsspannung (Λ sind, aber in nicht-linearer Weise von der Frequenz iibhängen. Die im Netzwerk N erzeugten Spannungen Werden anteilig in dem Summierverstärker Vs zur Kompensationsspannung addiert bzw. davon subtrahiert, was nur bei Phasengleichheit

Kompensationsspanmirng £Λ erzeugt werden. Dies geschieht durch die Integrierschaltungen I₁ und I₂. Durch zweifache Integration der Brückenspeisespannung U₅ mittels der hintereinandergeschalteten Integrierschaltungen I₃ und /4, deren ersterer Eingang C mit der Brückenspeisespannung U₅ verbunden ist, entsteht eine phasenrichtige Spannung, die rcziprokpropürtional zum Quadrat der Frequenz ist

Läßt sich die zu linearisierende Kennlinie des Meßwertaufnehmers AR/R=g(X) mit X= Meßgröße durch eine Reihenentwicklung

ι· -1

so darstellen, daß in genügend guter Näherung f~ X =, wird, dann können die durch die Differenzierschaltungen Di. Di, D) und durch die Integrierschaltungen /ι, h, h und U erzeugten Spannungen über die Summierwiderstände /?io bis Rn des über Re gegengekoppelten Verstärkers Ve mit der richtigen Gewichtung addiert und über den Summierverstärker V₅ dem Kompensationsverstärker KR zugeführt werden. Die richtige Gewichtung wird dadurch erreicht, daß die Summierwiderstände den zugehörigen Koeffizienten der Reihenentwicklung entsprechen. Über den Widerstand R\₄ wird ein amplitudenkonstanter Anteil entsprechend dem Koeffizienten an addiert. Bei Bedarf müssen zur Richtigstellung des Vorzeichens nicht dargestellte Inverterverstärker vor- oder nachgeschaltet werden, oder es muß ein Summierverstärker mit positiv und negativ bewerteten Eingängen eingesetzt werden. Die Integrierschaltungen, die Spannungen proportional zu negativen Potenzen der Frequenz erzeugen, wirken dabei besonders am niederfrequenten Ende der Umwandlungskennlinie, während die von den Differenzierschaltungen erzeugten Spannungsanteile proportional zu positiven Potenzen der Frequenz wesentlich an deren hochfrequentem Ende wirken. Werden bei extremen Krümmungen der Meßwertaufnehmerkennlinie Korrekturglieder noch höherer Ordnung benötigt, χ> so können diese durch zweifaches Differenzieren bzw. Integrieren der jeweils um zwei in der Potenz der Frequenz niedrigeren Korrekturspannungen phasenrichtig erzeugt werden, z. B. eine Spannung proportional der vierten Potenz der Frequenz durch zweifaches Differenzieren der Ausgangsspannung der Differenzierschaltung Di mittels zwei weiteren, gleich aufgebauten Differenzierschaitungen.

Eine Abwandlung des in F i g. 2 dargestellten Netzwerkes mit gleicher Wirkung ist in F i g. 3 dargestellt, wobei einige Schaltungskomponenten eingespart werden können. Die Verstärker in den Differenzierschaitungen D2 und Dj können gemeinsam durch den Verstärker Vf ersetzt werden, so daß die Differenzierkondensatoren C₁ und Cj direkt mit dem Eingang dieses Verstärkers verbunden sind. Die Gewichtung kann durch der Differenzierschaltung bzw. den Differenzierkondensatoren vorgeschaltete Spannungsteiler (nicht dargestellt) erreicht werden. Ferner können die an den Eingängen A und Cdes Netzwerkes liegenden Spannungen gemeinsam über dieselbe Kette von Integrierschaltungen integriert werden, so daß die zwei Integrierschaltungen /) und I₄ mit zugehörigen Verstärkern entfallen. Die gewichtete Summierung findet dann am Eingang der der Integrierschaltung /, in Fig. 2 entsprechenden Integrierschaltung aus dem Verstärker V₄ und dem Kondensator C₄ über die Summierwiderstände R₄ und Rf, statt, die gemeinsam als Integrierwiderstand dienen. Ferner kann der Verstärker Ve entfallen bzw. mit dem Summierverstärker Vs in F i g. 1 zusammengefaßt werden, wenn dieser Summierverstärker mit geeigneten zusätzlichen Summiereingängen ausgerüstet werden kann.

Die vorstehend beschriebene Schaltungsanordnung ist je nach der Anzahl der verwendeten Differenzierschaitungen und Integrierschaltungen in der Lage, praktisch beliebige Nicht-Linearitäten von Meßweriaufp.ehmern zu kompensieren. Darüber hinaus bietet sie jedoch die sehr interessante Möglichkeit, den quadratischen Zusammenhang beispielsweise zwischen Strömungsgeschwindigkeit und Differenzdruck bei einem Durchflußmeßaufnehmer nach dem Wirkdruckprinzip exakt zu linearisieren. Dabei ist es auch möglich, eine Nullpunktverschiebung der Frequenz einzuführen (life zero), d. h. beim Meßwert Null entsteht bereits eine endliche Frequenz. Das ist für eine Übertragung und für eine Kalibrierung sehr vorteilhaft. Zur Linearisierung des genannten quadratischen Zusammenhanges sind lediglich die Schaltungsmkte! notwendig, die Spannungen unabhängig von der Frequenz und proportional zur Frequenz und zum Quadrat der Frequenz erzeugen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer Verstimmung einer aus einer Spannungsquelle gespeisten Widerstandsbrücke mit vier Widerständen in eine dazu proportionale Frequenzänderung eines RC-Oszillators, wobei die Ausgangsklemmen der Brücke mit den Eingangsklemmen eines Kompensationsverstärkers verbunden sind, dessen to Ausgangsspannung einen steuerbaren Widerstand mittelbar oder unmittelbar steuert, und eine der Ausgangsklemmen der Brücke außerdem über einen Widerstand mit dem Ausgang eines in bekannter Weise gegengekoppelten Operationsverstärkers verbunden ist, dessen Eingang über den steuerbaren Widerstand an die Spannungsquelle angeschlossen ist und wobei der steuerbare Widerstand und auch der Operationsverstärker Bestandteil des frequenzbestimmenden Netzwerkes des RC-Oszillators ist und an dgp Ausgang des Operationsverstärkers ein weiterer Verstärker über ein drei ohmsche Widerstände und einen Kondensator enthaltendes Allpaß-Netzwerk angeschlossen ist, in dem der eine an Masse liegende Widerstand steuerbar ist, und wobei der Ausgang des weiteren Verstärkers mit dem Eingang eines Integrators verbunden ist und an den Ausgang des Integrators ein Amplitudendetektor angeschlossen ist, der den steuerbaren Widerstand des AIIpaß-Netzwerkes so steuert, daß die Spannung am Ausgang des Integrators konstant ist, wobei diese Spannung die Speisespannung der Widerstandsbrücke ist, nach Patern 22 14114, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannungen von einer oder mehreren. Tv? den Oszillator (OS) angeschlossenen Differenzierschaltungen (Du Di und D3) und/oder Integrierschaltungen (Ti, I₂, /3, /4) mit zumindest teilweise unterschiedlicher Ordnung dem Eingang des Kompensationsverstärkers zugeführt sind und die Kompensationsspannung (Uk) ⁴⁰ überlagern.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Ausgangsspannungen der Differenzierschaltungen (D\, Di, D3) bzw. der Integrierschailtungen (Iu I₂, /3, /4) über eine Summierschaltung (Vs) mit Gewichtungswiderständen dem Eingang des Komparators zugeführt sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Anschlußpunkte für die Differenzierschaltungen (Du Di, Di) bzw. die Integrierschaltungen (I\, I₂, h, I₄) der Ausgang des weiteren Verstärkers (Vt), der Ausgang des Integrators (Vi) und der Ausgang des Operationsverstärkers (V3) vorgesehen sind und die Differenzierschaltungen bzw. Integrierschaltungen an solche Anschlußpunkte angeschlossen sind, daß deren Ausgangsspannungen gleichphasig oder gegenphasig zur Brückenausgangsspannung sind.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine oder mehrere Differen- ^b0 ziersehaltungen bzw. Integrierschaltungen über Gewichtungswiderstände (R₄, R&) an den Ausgang des Integrators (V2) und an den Ausgang des Operationsverstärkers (V)) angeschlossen sind.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß einer oder mehreren Differenzierschaltungen bzw. Integrierschaltungen Inverter vor- oder nachge

schaltet sind.