DE2414430C3 - Schaltungsanordnung zur getasteten Verstärkungsregelung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur getasteten Verstärkungsregelung mit einem Verstärker, dem außer dem Nutzsignal ein getastetes Kalibriersignal vorbestimmter Amplitude zugeführt wird, und einer an den Ausgang des Verstärkers angeschlossenen Koinzidenzschaltung, der außer dem Ausgangssignal des Verstärkers ein Treibersignal zugeführt wird, das zum Takt des Kalibriersignals synchron ist, und die ein von der Amplitude des am Ausgang des Verstärken vorliegenden Kalibriersignals abhängiges Regelsignal erzeugt.

Eine solche Schaltungsanordnung ist aus dem Buch » Regelungstechnik für Radio- und Fernsehtechniker« von Hans Schweigert, Franzis-Verlag, München 197!, Seiten 141 bis 156 bekannt. Es handelt sich dabei um eine Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung von Fernsehempfängern, bei der die im Fernsehsignal enthaltenen Synchroninv pulse als p.etastetes Kalibriersignal und die vom Zeilentransformator gelieferten Tastimpulse als Treibersignal benutzt werden. Die Synchronimpulse haben eine konstante Amplitude, so daß sie als Kalibriersignal für die Verstärkungsregeluag geeignet sind, obwohl sie einen Bestandteil des zur Bildwiedergabe erforderlichen Nutzsignals sind. Es ist jedoch für diese Synchronsignale charakteristisch, daß sie in Intervalle zwischen das eine wechselnde Amplitude aufweisende, eigentliche Bildsignal fallen. Weiterhin wird bei der bekannten Schaltungsanordnung das von den

ίο Synchronimpulsen abgeleitete Regelsignal speziellen Regelstufen zugeführt, deren Anwendung einen erheblichen Aufwand erfordern. Die bekannte Schaltung ist dann nicht brauchbar, wenn eine zeitliche Verschachtelung von Kalibriersignal und einem eine schwankende Amplitude aufweisenden Nutzsignal nicht möglich ist. Außerdem ist der durch die Anwendung besonderer Regelstufen bedingte Aufwand dann nicht tragbar, wenn ein Gerät eine Vielzahl von Kanälen aufweist und alle Kanäle auf die gleiche Verstärkung eingeregelt werden sollen. Endlich besteht bei der bekannten Schaltungsanordnung keine Möglichkeit, die Größe des Kalibriersignals zur Veränderung der eingestellten Verstärkung zu verwenden, ohne daß die Gefahr besteht, daß infolge unterschiedlicher

:^ri Ausbildung der einzelnen Kanäle die Gleichheit der Ausgangssignale aller Kanäle verlorengeht.

Aus der DE-PS 2047755 ist eine weitere Schaltungsanordnung zur selbsttätigen Verstärkungsregelung bekannt, bei der eine regelbare Verstärkerstufe

jo einen Rückkopplungszweig mit einer Diode aufweist, deren Widerstand durch Anlegen einer variablen Vorspannung änderbar ist. Bei der bekannten Schaltungsanordnung soll jedoch eine von der Frequenz des Nutzsignals abhängige Verstärkungsregelung stattfinden, wogegen die Erfindung eine Schaltungsanordnung betrifft, bei der die Verstärkungsregelung gerade durch die Verwendung eines Kalibriersignals von den Eigenschaften des Nutzsignals unabhängig sein soll. Demgemäß liegt der Erfindung die Aufgabe zu-

4(i gründe, eine Schaltungsanordnung der eingangs beschriebenen Art so auszubilden, daß sie bei zeitlichem Zusammenfallen von Kalibriersignal und Nutzsignal eine sichere Trennung des Kalibriersignals von dem Nutzsignal ermöglicht. Ferner soll ihr einfacher Auf-

4-j bau die Verwendung in Einrichtungen mit mehreren parallelen Kanälen ermöglichen, und es sollen Veränderungen in der Größe des Kalibriersignals keine Unterschiede in der Verstärkung verschiedener Kanäle ergeben.

■vi Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß die Koinzidenzschaltung zwei im Gegentakt betriebene Synchrondetektorzweige aufweist, deren Ausgänge derart durch zwei gleichsinnig in Serie geschaltete Dioden verbunden sind, daß diese Di-

-,i öden in Durchlaßrichtung von einem von der Amplitude des Kalibriersignals abhängigen Steuerstrom durchflossen werden, und daß die Dioden als ein von der Größe des Steuerstroms abhängiger Widerstand in einem Gegenkopplungszweig des Verstärkers an-

w) geordnet sind.

Durch die Verwendung zweier im Gegentakt betriebener Synchrondetektorzweige hebt sich das Nutzsignal in diesen Zweigen auf, so daß nur das dem Nutzsignal überlagerte Kalibriersignal die Größe des

ir> Steuerstroms bestimmt, der die in Serie geschalteten Dioden durchfließt, und damit die Impedanz dieser Dioden. Die Impedanz dieser Dioden bestimmt wiederum die Größe der Gegenkopplung, so daß eine

einwandfreie Verstärkungsregelung erzielt wird, die ausschließlich von der Größe des Kalibriersignals abhängt. Auf diese Weise ist es möglich, eine Vielzahl paralleler Kanäle auf die gleiche Verstärkung einzustellen, indem allen Kanälen das gleiche Kalibriersignal zugeführt wird. Außerdem läßt sich durch Vergrößern oder Verkleinern des Kalibriersignals die Verstärkung aller Kanäle gleichmäßig im gewünschten Maß verändern.

Damit die übertragenen Nutzsignals die Verstärkungsregelung nicht beeinflussen, muß dafür Sorge getragen werden, daß die Frequenz der Nutzsignale so gewählt ist, daß bei ungeraden Harmonischen der Frequenz des Kalibriersignals keine wesentlichen Komponenten des Nutzsignals vorliegen, weil die Anwendung eines abgeglichenen Gegentakt-Synchrondetektors nur gewährleistet, daß Komponenten des Nutzsignals nicht zum Steuersignal beitragen, deren Frequenz ein geradzahliges Vielfaches der Frequenz des Kalibriersignals ist. Diese Bedingung ist jedoch in der Praxis leicht zu erfüllen.

Weitere Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung des in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels. Es zeigt

Fig. 1 das Blockschaltbild eines zur Bildübertragung und -darstellung dienenden Systems, das von Schaltungsanordnungen zur Verstärkungsregelung nach der Erfindung Gebrauch macht,

Fig. 2 das Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung, und

Fig. 3 ein Diagramm von bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 verwendeten Kalibrier und Treibersignalen.

Fig. 1 veranschaulicht ein thermisches Abbildungssystem, das Schaltungsanordnungen zur automatischen Verstärkungsregelung enthält. Wie ersichtlich, umfaßt das Abbildungssystem nach Fig. 1 eine Gruppe Infrarot(IR)-Detektoren 10. In typischen Abbildungssystemen kann eine solche Gruppe eine sehr große Anzahl Detektorelemente umfassen. In Fig. 1 sind zur Vereinfachung der Darstellung jedoch nur vier solcher Detektorelemente 10«, 10i>, 10c und 10<i dargestellt. Jedem Detektor ist ein Bearbeitungskanal zugeordnet, dessen Elemente durch den gleichen nachgestellten Buchstaben kenntlich gemacht sind wie der Detektor selbst. Die Ausbildung der verschiedenen Kanäle ist identisch, so daß es genügt, nur den Kanal α zu beschreiben.

Es ist für das System nach Fig. 1 willkürlich angenommen, daß die Detektorgruppe 10 die Bilddimension in der Elevation bedeckt und eine optische Abtasteinrichtung 12 ein Blickfeld 14 in der Azimutrichtung abtastet. Für diesen Zweck geeignete Abtasteinrichtungen sind bekannt.

Jeder Detektor der Detektorgruppe 10 ist außerdem der IR-Strahlung ausgesetzt, die von einer IR-Kalibriersignalquelle 16 geliefert wird. Diese IR-Strahlung, die den Detektoren 10a bis 1Od über ein geeignetes optisches System 17 zugeführt wird, wird mittels eines Treibersig .ah. impulsmoduliert, das der IR-Kalibriersignalquelle 16 von einem Taktgenerator 18 zugeführt wird. Die IR-Kalibriersignalquelle 16 kann beispielsweise eine IR-Quelle und einen davor angeordneten Verschluß umfassen, der in Abhängigkeit von dem von dem Taktgenerator 18 zugeführten Treibersignal geöffnet und geschlossen wird. Das Treibersignal kann beispielsweise eine Frequenz von 165 Hz und die in Fig. 3 durch die Kurve 20 dargestellte Form haben. Die von der IR-Quelle abgegebene Leistung ist in Abhängigkeit von Spannungen steuerbar, die von einer Kontraststeuereinheit 19 geliefert werden, die ihrerseits Einrichtungen zur manuellen Wahl der Leistung der IR-Strahlung enthalten kann.

Demgemäß wird den Detektoren der Detektorgruppe 10 die aus dem Blickfeld 14 einfallende und die von der IR-Kalibriersignalquelle 16 gelieferte Strahlung zugeführt. Die Detektoren 10a bis 1Od erzeugen elektrische Signale, die für die augenblickliche Leistung der zugeführten IR-Strahlung charakteristisch sind.

Das Ausgangssignal des Detektors 10a wird durch einen Vorverstärker 22a einer Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung oder einem AGC-Kreis 24a zugeführt. Das Ausgangssignal des AGC-Kreises 24a wird in einer Bildverarbeitungseinheit 26 verarbeitet, die ein Tiefpaßfilter 28a und einen Multiplexer 30 umfaßt. Das Ausgangssignal des Multiplexers 30 wird über ein Kammfilter 31 dem Video-Eingang eines Sichtgerätes 32 zugeführt. Das Kammfilter 31 überträgt alle Signale des interessierenden Video-Spektrums, ausgenommen schmale Frequenzbänder, welche ganzzahlige Vielfache der Impulsfolgefrequenz des IR-Kalibriersignals umfassen. Die Signale innerhalb dieser schmalen Frequenzbänder werden durch das Kammfilter »ausgespart«.

Die Horteontalsynchronisation des Sichtgerätes 32 erfolgt mittels Horizontal-Synchronisationsimpulsen Hs, die von der optischen Abtasteinrichtung 12 zugeführt werden. Die Horizontal-Synchronisationsimpulse geben den Beginn einer Horizontal-Abtastfolge an. Die Vertikalsynchronisation des Sichtgerätes 32 erfolgt durch Ausgangssignale Vs des Multiplexers 30, die für den Beginn eines Vertikalbildes charakteristisch sind. Der Multiplexer 30 enthält ein internes Taktsystem, das von den Horizontal-Synchronisationsimpulsen Hs synchronisiert wird und die von den verschiedenen Filtern 28a bis 28d gelieferten Signale auf den Ausgang des Multiplexers 30 schalten. Demgemäß wird während der Zeit, während der das Sichtgerät eine horizontale Linie schreibt, das Ausgangssignal eines gegebenen Detektors über den Multiplexer 30 dem Sichtgerät zugeführt. Während der nächsten horizontalen Linie wird ein anderer Detektor mit dem Sichtgerät gekoppelt. Diese Folge wird bis zum Ende einer Bildperiode fortgesetzt, die beispielsweise mit einer Frequenz von 30 Bildern pro Sekunde wiederholt wird.

Es ist für eine hohe Qualität des dargestellten Bildes wichtig, daß das Verhältnis der Verstärkung in den einzelnen Kanälen genau eingehalten wird. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung macht es möglich, das gewünschte Verhältnis der Verstärkungen bei einer Vielzahl von Kanälen in höchst wirksamer Weise und zugleich mit geringem Kostenaufwand in einem großen Dynamikbereich sehr genau einzuhalten. Im Hinblick auf die Bedeutung des Kostenfaktors sei daran erinnert, daß obwohl in Fig. 1 nur vier Verarbeitungskanäle dargestellt sind, bei typischen Systemen der dargestellten Art sehr viel mehr solcher Kariale vorhanden sind. Die Erfindung macht darüber hinaus eine Kontrastregelung für alle Kanäle auf einfache Weise möglich, indem der Pegel des IR-Kalibriersignals mittels der Kontraststeuereinheit 19 eingestellt wird.

Der Aufbau des AGC-Kreises 24a ist in Fig. 2 näher dargestellt. Wie aus Fig. 2 ersichtlich, wird das Ausgangssignal des Vorverstärkers 22a (Fig. 1) einer Eingangsklemme 40 des AGC-Kreises 24a zugeführt, die zur Wechselstromkopplung über einen Kondensator 41 mit einem Eingang 42 eines Operationsverstärkers 44 verbunden ist. Es sei daran erinnert, daß das dem AGC-Kreis nach Fig. 2 zugeführte Signal Komponenten mit der Kalibrierfrequenz, also beispielsweise 165 Hz, die auf die der Detektorgruppe 10 von der Ik-Kalibriersignalquelle 16 zugeführte Strahlung zurückzuführen sind, sowie Signalkomponenten umfaßt, die durch die aus dem Blickfeld 14 empfangene IR-Strahlung bedingt sind. Die durch Abtasten des Blickfeldes 14 erhaltene Strahlung ist mit einer Frequenz moduliert, die ein Vielfaches der Frequenz der Vertikalabtastung des Systems von beispielsweise 30 Hz beträgt.

Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 44 wird auf einer Leitung 46 dem Eingang des Filters 28a in Fig. 1 zugeführt. Außerdem wird das A.usgangssignal des Verstärkers 44 einem Ohmschen Spannungsteiler 49 zugeführt, der Widerstände 48 und 50 umfaßt. Vom Abgriff 54 des Spannungsteilers 49 führt ein Widerstand 52 zum Eingang 42 des Operationsverstärkers 44.

Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 44 wird auch einem Filter 57 zugeführt, das aus einem Widerstand 56 und einem Kondensator 58 besteht. Das Ausgangssignal des Filters 57 wird dann einer abgeglichenen Gegentakt-Synchrondetektor-Anordnung zugeführt, die in ihrer Gesamtheit mit dem Bezugszeichen 60 bezeichnet ist. Ein Zweig der Synchrondetektor-Anordnung 60 umfaßt einen Feldeffekttransistor 62, vorzugsweise einen MOS-FET, und einen Filterkondensator 64. Das Ausgangssignal des Filters 57 wird, wenn es die Spannung am Gate des FET zuläßt, über die Source-Drain-Strecke des FET 62 dem Kondensator 64 zugeführt, um ihn aufzuladen. In gleicher Weise umfaßt der andere Zweig der Synchrondetektor-Anordnung 60 einen Feldeffekttransistor 66 und einen Filterkondensator 68, dem das Ausgangssignal des Filters 57 über die Source-Drain-Strecke des FET 66 zugeführt wird, wenn es die Spannung am Gate dieses FET zuläßt. Treibersignale DDS für die Synchrondetektor-Anordnung 60, welche die den Gates der FETs 62 und 64 zugeführte Steuerspannung bilden, werden von dem Taktgenerator 18 geliefert und haben die durch die Kurven 20 und 22 in Fig. 3 wiedergegebene Gestalt. Es handelt sich um gegenphasige Rechteckwellen, also gegennhasige Trnniilszuge. Demgemäß ist in Abhängigkeit von den Treibersignalen im Takt des IR-Kalibriersignals jeweils einer der Feldeffekttransistoren leitend, während der andere gesperrt ist und umgekehrt. Die Wirkung der gerade beschriebenen Synchrondetektor-Anordnung 60 besteht darin, die Kondensatoren 64 und 68 so aufzuladen, daß Dioden 70 und 72, die in Serie zu den letztgenannten Kondensatoren parallel geschaltet sind, in Durchlaßrichtung beaufschlagt sind. Bei den Dioden 70 und 72 handelt es sich vorzugsweise um Siliziumdioden mit geringem Leckstrom, deren Impedanz für ein Wechselstromsignal durch einen Ruhegleichstrom bestimmt ist. Beispielsweise kann die WeL.iselstromimpedanz der Dioden 70 und 72 angenähert als 26 Ohm geteilt durch den Ruhegleichstrom in Milliampere angegeben werden. Wenn beispielsweise die Ladung der Kondensatoren

64 und 68 ausreichend ist, um die Dioden 70 und 72 mit einem Ruhestrom von 1 μΑ zu versorgen, dann würde die Wechselstromimpedanz dieser Dioden angenähert 26000 Ohm betragen.

Der Verbindungspunkt 74 zwischen den beiden Kondensatoren 64 und 66 ist mit dem Abgriff 54 des Widerstands-Spannungsteilers 49 verbunden. Die Werte der Widerstände 48 und 50 sind so gewählt, daß das vom Abgriff 54 dem Verbindungspunkt 74 zugeführte Wechselstromsignal einen relativ niedrigen Pegel hat. Beispielsweise kann der Widerstand 48 den Wert 1000 Ohm und der Widerstand 50 einen Wert von 10 Ohm haben. Der Grund hierfür liegt darin, daß optimale Eigenschaften bei minimaler Verzerrung erzielt werden, wenn die Amplitude des dem Verbindungspunkt 74 zugeführten Wechselstromsignals unter einem vorbestimmten, relativ niedrigen Wert bleibt, wie beispielsweise 50 mV Spitzenspannung. Das Wechselstromsignal, das über die Dioden 70 und 72 geleitet wird, wird von dem gemeinsamen Verbindungspunkt 76 zwischen den Dioden über einen Kondensator 78 dem Eingang 42 des Operationsverstärkers 44 zugeführt.

Die Verstärkung der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung ist eine Funktion der Gegenkopplungsimpedanz zwischen der Ausgangsleitung 46 und dem Eingang 42 des Operationsverstärkers. Diese Gegenkopplungsimpedanz ist durch Steuern des Wechselstromwiderstandes der Dioden 70 und 72 als Funktion des ihnen zugeführten Gleichstroms regelbar. Die Synchrondetektor-Anordnung 60 bewirkt diese Gleichstrom-Widerstandssteuerung der Dioden 70 und 72 als Funktion des Pegels des Kalibriersignals, also des von der IR-Kalibriersignalquelle 16 abgeleiteten Signals, im Ausgangssignal auf der Ausgangsleitung 46. Demgemäß kann die nominelle Verstärkung einer Vielzahl von Kanälen (Fig. 1) beeinflußt werden, indem der Pegel des IR-Kalibriersignals beispielsweise mittels der Kontraststeuereinheit 19 verändert wird. Die gewählte Verstärkung wird dann für jeden einzelnen der vielen Kanäle durch die Wirkung der AGC-Kreise 24 eingehalten. Es sei erwähnt, daß individuelle Verstärkungseinstellungen, beispielsweise in den Vorverstärkern 22 (Fig. 1), während einer erstmaligen Justierung von Hand vorgenommen werden können, um die relative Verstärkung der einzelnen Verarbeitungskanäle festzulegen.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 ist polaritätsmäßig so ausgebildet, daß bei einem Anstieg des Energiegehalts des Kalibriersignals auf der Ausgangsleitung 46 auch eine Zunahme des Steuerstroms in den Dioden 70 und 72 stattfindet. Da der Wechselstromwiderstand der Dioden eine umgekehrte Funktion des sie durchfließenden Gleichstroms ist, hat die durch die Zunahme des Ausgangssignals bedingte Zunahme des Steuerstroms zur Folge, daß der Wechselstromwiderstand der Dioden abnimmt, so daß durch die Dioden ein stärkerer Gegenkopplungsstrom dem Eingang des Operationsverstärkers 44 zufließen kann, wodurch die Verstärkung dieser Stufe vermindert wird.

Wie oben erwähnt, sollen die den Dioden 70 und 72 zugeführten Wechselstromsignale unter einem vorgewählten Wert bleiben, wie beispielsweise einer Spitzenspannung von 50 mV, um Verzerrungen auf einem Minimum zu halten. Zu diesem Zweck sind die Dioden bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 kapazitiv mit dem Abgriff des Spannungsteilers 49 ge-

koppelt, der eine Reduktion der Amplitude des den Dioden zugeführten Signals in bezug auf das Ausgangssignal des Verstärkers 44 auf etwa 1:100 erzielt. Wenn weiterhin der feste Rückkopplungswiderstand 52 einen relativ hohen Wert, wie beispielsweise 500 kOhm, aufweist, dann kann die Wechselstromimpedanz in der Gegenkopplungsschleife durch die Dioden 70 und 72 leicht gesteuert werden, die, wie oben angegeben, einen Wechselstromwiderstand haben, dessen Wert angenähert 26 Ohm geteilt durch den Wert des Steuerstroms in Milliampere beträgt. Die gewählte Anordnung, bei der das die Dioden durchfließende Wechselstromsignal von dem Abgriff eines Spannungsteilers geliefert wird, führt auch zu einer geringen Impedanz gegen Masse für die Treibersignale, die den Gates der Transistoren der Synchrondetektor-Anordnung 60 zugeführt werden.

Eine wichtige Eigenschaft der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung besteht darin, daß sie zwar auf ein Kalibriersignal mit einer vorbestimmten Frequenz, jedoch nicht auf Datensignale anspricht, die gleichzeitig mit dem Kalibriersignal verarbeitet werden. In der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 wird die abgeglichene Gegentakt-Synchrondetektor-Anordnung 60 von den Treibersignalen, die den Gates der Feldeffekttransistoren 62 und 66 zugeführt werden, derart gesteuert, daß die Synchrondetektor-Anordnung ein wirksames Ausgangssignal nur von Komponenten des Eingangssignals ableitet,deren FrequenzderFrequenz des Treibersignals oder einem ungeraden Vielfachen davon gleich ist. Ausgangssignale, die von Komponenten des Eingangssignal herstammen, die geradzahlige Harmonische des Treibersignals sind, werden wegen des abgeglichenen Aufbaues der Gegentakt-Synchrondetektor-Anordnung eliminiert. Ebenso werden unerwünschte transiente Signale eliminiert, die durch eine Einstellung des nominellen Verstärkungswertes der Verarbeitungskanäle mittels der Kontraststeuereinheit 19 (Fig. 1) bedingt sind. Bei der Anwendung der Schaltungsanordnung zur Verstärkungsregelung in dem Abbildungssystem nach Fig. 1 treten Datensignale mit Frequenzen auf, die Vielfache der Bildfrequenz sind, also mit η ■ 30 Hz, wobei η eine ganze Zahl ist. Infolgedessen können Datensignale keinen Beitrag zum Ausgangssignal der Synchrondetektor-Anordnung 60 liefern, wenn nicht ein Vielfaches der Bildfrequenz einem ungeraden Vielfachen der Frequenz des Treibersignals gfeich ist, das den Gates der FETs der Synchrondetektor-Anordnung 60 zugeführt werden. Anders ausgedrückt können die Datensignale keinen wesentlichen Beitrag zur Verstärkungsregelung durch den AGC-Kreis liefern, sofern nicht η · 30 = m ■ 165, wenn η eine beliebige Zahl und m eine ungerade ganze Zahl ist. Es ist ersichtlich, daß dann, wenn die Synchrondetektor-Anordnung 60 nicht eine abgeglichene Gegentakt-Synchrondetektor-Anordnung wäre, die obenerwähnte Gleichung für η = 11 und m = 2 erfüllt wäre. Da jedoch wegen der Ausbildung der Synchrondetektor-Anordnung m keine ganze Zahl sein kann, weil sich geradzahlige Harmonische am Ausgang der Synchrondetektor-Anordnung aufheben, kann bei den praktischen Werten der Datensignale eine Verstärkungsregelung von diesen Datensignalen nicht abgeleitet werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur getesteten Verstärkungsregelung mit einem Verstärker, dem außer dem Nutzsignal ein getastetes Kalibriersignal vorbestimmter Amplitude zugeführt wird, und einer an den Ausgang des Verstärkers angeschlossenen Koinzidenzschaltung, der außer dem Ausgangssignal des Verstärkers ein Treibersignal zugeführt wird, das zum Takt des Kalibriersignals synchron ist, und die ein von der Amplitude dos am Ausgang des Verstärkers vorliegenden Kalibriersignals abhängiges Regelsignal erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß die Koinzidenzschaltung zwei im Gegentakt betriebene Synchrondetektorzweige aufweist, deren Ausgänge derart durch zwei gleichsinnig in Serie geschaltete Dioden (70,72) verbunden sind, daß diese Dioden in Durchlaßrichtung von einem von der Amplitude des Kalibriersignals abhängigen Steuerstrom durchflossen werden, und daß die Dioden (70,72) als ein von der Größe des Steuerstroms abhängiger Widerstand in einem Gegenkopplungszweig des Verstärkers (44) angeordnet sind.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zu den beiden in Serie geschalteten Dioden (70,72) zwei ebenfalls in Serie geschaltete Kondensatoren (64, 68) parallel geschaltet sind und daß mit dem Ausgang des Verstärkers (44) ein Spannungsteiler (49) verbunden ist, dessen Abgriff (54) mit den miteinander verbundenen Klemmen der Kondensatoren (64, 68) verbunden ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Synchrondetektorzweige jeweils einen Transistor (62 bzw. 66) enthalten, dessen Eingang mit dem Ausgang des Verstärkers (44) und dessen Ausgang mit dem zugeordneten Kondensator (64 bzw. .58) verbunden ist und dessen Steuerelektrode einer von zwei gegenphasigen Impulszügen (20 bzw. 22) zugeführt wird, die das Treibersignal bilden.