DE2364160A1

DE2364160A1 - Steuerung mit einer uebertragungsbegrenzungseinrichtung, um das tastverhaeltnis eines leistungsschalters zu variieren

Info

Publication number: DE2364160A1
Application number: DE2364160A
Authority: DE
Inventors: Frederick Alan Stich
Original assignee: Allis Chalmers Corp
Current assignee: Allis Chalmers Corp
Priority date: 1972-12-22
Filing date: 1973-12-21
Publication date: 1974-07-25
Also published as: CA988584A; FR2211811B1; US3855520A; FR2211811A1; GB1448497A; JPS4998159A

Description

DR. MÜLLER-BORE DlPL-PhYS DP. MAN ITZ DIPL.-GHEM. DR. DEUFEL

DIPL.-ING. FINSTERWALD DIPU-ING. GRÄMKOW 236 41RH

PATENTANWÄLTE

München, den 21 ^nF7" ^19?S A 2363

ALLIS-CHALMERS CORPORATION

II26 South 7Oth Street West Allis lA, Wisconsin, USA

Steuerung mit einer Übertragungsbegrenzungseinrichtung, um das Tastverhältnis eines Leistungsschalters zu variieren

Die Erfindung betrifft eine Steuerung mit einer Übertragungs-, begrenzungseinrichtung, um das Tastverhältnis, auch relative Einsehaltdauer genannt_{ eines Leistungsschalters zu variieren₉ und insbesondere eine Steuerung, um Impulse mit variablem Tastverhältnis von einer Quelle für elektrische Energie zu einer Last zu liefern»

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Es sind bereits Steuerungen mit variablem Tastverhältnis vorgeschlagen wordeiij bei denen ein. Leistungsschalter vom Transistor-Typ in Reihe mit einer Quelle für elektrische Energie und einer Last geschaltet ist5 der Leistungsschalter wird periodisch ein- und ausgeschaltet, um die zu der Belastung gelieferte mittlere Spannung zu regulieren. Eine Basistreiberstufe kann nacheinander eine Reihe von Basis-Steuerimpulsen oder -treiberimpulsen ausreichender Größe auf den Leistungsschalter übertragen, um ihn im Sättigungs- oder übersteuerungszustand zu halten; die der Belastung zugeführte mittlere Spannung kann reguliert werden, indem die Breite der Treiber- oder Steuerimpulse, z. B. in einer Impulsbreitenmodulation- (PWM) Steuerung, gesteuert wird. Die bisher vorgeschlagenen PWM-Steuerungen erfordern, daß hohe Ströme schnell einen Zeitkonstantenkondensator aufladen, um Tastverhältnisse zu erreichen, die nahe bei Null Prozent liegen; solche Schaltungen mit rascher Anstiegsrate führen jedoch zu Rauschen und bedingen die Verwendung von teuren Transistoren mit höheren Stromkenndaten· Weiterhin sind die bisher vorgeschlagenen Impulsbreitenmodulation-Steuersysteme teuer sowie aufwendig und kompliziert in der Herstellung, da sie aus getrennten Bauteilen aufgebaut sind und nicht die Verwendung von integrierten Schaltkreisen ermöglichen. Weiterhin kann eine Veränderung in der Belastung in einer Steuerung mit variablem Tastverhältnis mehr Strom von dem Leistungsschalter ziehen und bewirken^ 'daß er aus dem Sättigungsbereich herauskommt und sich im dem aktivem Bereich

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ORl-GlNAL

bewegt, woraus sich ein. erhöhter Spannungsabfall über den Schalter und höhere Wärmeverluste ergeben, die zum Versagen des Transistors führen können.

Es sind bereits Schutzschaltungen zur Verhinderung des Versagens der Transistoren des Leistungsschalters vorgeschlagen worden; im allgemeinen sind solche Schutzschaltungen jedoch von dem Typ, der den Spannungsabfall an einem in Reihe mit dem Leistungsschalter liegenden Widerstand abfühlt und deshalb zu unerwünschten I R-Wärmeverlusten führt. Weiterhin haben solche Schutzschalter einen festen Stromtriggerpegel, der verhindert, daß er sich ändernden Schaltbedingungen anpassen kann, wie sie z. B. auftreten, wenn einer von mehreren parallel geschalteten Transistoren ausfällt. Außerdem erfordern solche Schutzschaltungen mit einem festen Stromtriggerpegel, daß der Entwurf des Leistungsschalters auf die im ungünstigsten Fall auftretenden Bedingungen abgestellt wird} dadurch wird jedoch verhindert, daß die Transistoren entsprechend ihren Möglichkeiten betrieben werden. Wenn z. B. der Verstärkungsfaktor einer Vielzahl von parallel geschalteten Transistoren im Bereich von 10 bis 30 variiert, so muß eine Steuerung mit einem festen Stromtriggerpegel für einen Verstärkungsfaktor von 10 entworfen werden, um sicherzustellen, daß der Transistor mit dem niedrigsten Verstärkungsfaktor nicht ausfallen wird. Als Ergebnis hiervon würde der Kollektorstrom in allen anderen Transistoren auf den Strom begrenzt werden, der sich aus einem

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Verstärkungsfaktor 10 ergibt j im Gegensatz hierzu sind jedoch die meisten Transistoren in der Lage, einen höheren Kollektorstrom ohne die- Gefahr eines Versagens zu übertragen»

Der Erfindung liegt deshalb unter anderem die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Steuerung mit -variablem Tastverhältnis zu schaffen, bei der die prozentuale Einsehaltdauer über einen größeren Bereich als bei den bisher vorgeschlagenen Vorrichtungen variiert werden kann.,

Weiterhin soll eine'verbesserte Steuerung mit variablen Tastverhältnis geschaffen werden, bei der integrierte Schaltkreise verwendet werden können und die nicht soviele diskrete Bauteile benötigt, wie es bei den bisher vorgeschlagenen Vorrichtungen der Fall war»

Weiterhin soll eine neue und verbesserte Steuerung mit variablem Tastverhältnis geschaffen werden, bei der ein Leistungsschalter vom Transistor-Typ eingesetzt wird₉ der nicht eine Transistorschutzschaltung mit einem festen Stromtriggerpegel erfordert. Weiterhin soll eine solche Steuerung mit variablem Tastverhältnis eine'n Triggerpegel habea_sum die Transistoren des Leistungsschalters zu schützen," dia sich schnell veränderten Schaltbedingungen anpassen, wie sie s_o B₀ auftreten, wenn eiiaer der parallel geschalteten Transistoren ausfällt_o Außerdem soll eine Steuerung mit variablem Ta. st verhältnis geschaf= fen wer den j bei der der Leistungsschalter nicht auf die im

ungünstigsten Fall auftretenden Bedingungen abgestellt werden muß; dadurch können die Transistoren des Leistungsschalters bis zur Grenze ihrer Stromübertragungsmöglichkeiten betrieben werden, ohne daß die Gefahr eines Versagens der Transistoren auftritt. Schließlich soll eine solche Steuerung mit variablem Tastverhältnis unter Verwendung eines Leistungsschalters vom Transistor-Typ geschaffen werden, bei dem der Triggerpegel der Transistorschutzschaltung keine Punktion der Größe des Belastungsstromes ist, der von dem Leistungsschalter übertragen wird, sondern vielmehr von dem Spannungsabfall an dem Leistungsschalter abhängt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch, eine Steuerung für die Zulieferung von Impulsen mit variablem Tastverhältnis ■von einer Quelle für elektrische Energie zu einem Belastung gelöst, die folgende Merkmale aufweist: Eine Einrichtung, um nacheinander eine Reihe von Steuerimpulsen zu erzeugen} ein Leistungsschalter vom Transistor-Typ, der durch die Steuerimpulse reguliert wird, um die Belastung mit der Energiequelle zu verbinden; eine Einrichtung, um selektiv das Tastverhältnis der Steuerimpulse zu variieren; und Leitungsbegrenzungseinrichtungen, die auf die eine vorherbestimmte Größe überschreitende Spannung an dem Leistungsschalter ansprechen, um die Einrichtung zur Variierung des Tastverhältnisses aufzuheben und das Tastverhältnis der Steuerimpulse zu reduzieren. Die Einrichtungen zur Reduzierung des Tastverhältnisses der

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Steuerimpulse können folgende Einzelteile aufweisen: Eine Anordnung, um einen schmalen Schutzimpuls an der Anstiegsflanke eines jeden Steuerimpulses zu erzeugen, dessen Dauer größer ist als das Intervall, daß für die Einschaltung des Leistungsschalters erforderlich ist.; eine durch jeden Schutzimpuls betätigte Anordnung, um den Leistungsschalter einzuschalten; und eine auf das Leitungsbegrenzungs signal bei Fehlen eines Schutzimpulses ansprechende Anordnung zur Beendigung eines jeden Steuerimpulses, um. dadurch den Leisiungsschalter abzuschalten und das Tastverhältnis zu reduzieren» Die Steuerung kann weiterhin ein erstes logisches Verknüpfungsglied enthalten, das so ausgebildet ist, daß es bei entsprechender Ansteuerung den Steuerimpuls auf den Leistungsschalter überträgt, sowie ein zweites logisches Verknüpfungsglied, das durch jeden Schutzimpuls betätigt wird, um das erste Verknüpfungsglied anzusteuern, so daß der Leistungsschalter eingeschaltet wird, und das bei Fehlen eines Schutzimpulses durch das Leitungsbegrenzungssignal betätigt wird, um das erste Verknüpfungsglied zu sperren und dadurch den Leistungsschalter abzuschalten.

Nach einer bevorzugten, die Impulsbreitenmodulation verwendenden Ausführungsform liefert ein. Oszillator nacheinander eine Reihe von Triggerimpulsen, wobei durch jeden Triggerimpuls ein monostabiler Multivibrator betätigt wird, um einen rechteckigen Schutzimpuls von ausreichender Dauer zu erzeugen, um die Einschaltung des Leistungssehalters zu ermöglichen5 eine variable Verzögerungsschaltung wird durch jeden Triggerimpuls betätigt

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' ι J b *+ 1 6 υ

und liefert nach einer selektiv variierbaren zeitlichen Verzögerung ein Taktsignal; ein bistabiler selbsthaltender Schalter wird durch jeden Schutzimpuls in einen ersten Zustand gebracht, in dem er ein Steuersignal erzeugt, um den Leistungsschalter einzuschalten; im Anschluß hieran wird er durch das Taktsignal betätigt, um das Steuersignal zu entfernen und den Leistungsschalter abzuschalten. Eine Leitungsbegrenzungsschaltung tastet die KoIlektor/Emitter-Spannung an dem Leistungsschalter ab und erzeugt ein Leitungsbegrenzungssignal, wenn die Transistoren aus dem Übersteuerungsbereich kommen. Das erste logische Verknüpfungsglied zwischen dem bistabilen, selbst· haltenden Schalter und dem Leistungsschalter ist so ausgebildet, daß es bei entsprechender Ansteuerung das Steuersignal überträgt, um den Leistungsschalter einzuschalten; das zweite logische Verknüpfungsglied wird durch das Lextungsbegrenzungssignal beim Fehlen eines Schutzimpulses betätigt_s um das erste Verknüpfungsglied zu sperren und dadurch dem Leistungsschalter abzuschalten; es wird durch jeden Schutzimpuls betätigt, um das erste Verknüpfungsglied anzusteuern,, so daß der Leistungsschalter während eines jeden Schutzimpulses eingeschaltet werden kann.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beiliegenden, schematischen Zeichnungen näher erläutert.

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Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Diagramm in Blockform einer Ausfxi.hrungsform der Erfindung, bei der eine Steuerung mit Impulsbreitenmodulation verwendet wird;

Fig. 2 ein schematisches Diagramm eines Teils der Steuerung nach Fig. I₁ bei dem die PWM logische Schaltung und die variable Verzögerungsschaltung im Detail dargestellt sind;

Fig. 3a bis 3g Wellenformen an verschiedenen Punkten in der Steuerung, wenn sie in üblicher Weise mit ungefähr 6θ# EIN-Zeit des Leistungsschalters arbeitet;

Fig. 4ta bis 4ti Wellenformen an verschiedenen Punkten in der Steuerung, wenn die Transistoren des Leistungsschalters während eines jeden Taktzyklus aus dem Sättigungsbereich gezogen werden;

Fig. 5 ein Schaltdiagramm der Leitungsbegrenzungsschaltung, die in den Fig. 1 und 2 in Blockform dargestellt ist;

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Fig. 6 ein Schaltdiagramm der logischen Sbtialtung für das nicht-ge spannte Pedal, die in Fig. 2 in Blockform dargestellt ist; und

Fig. 7 eine Darstellung, wie sich der Triggerpegel der fransistorschutzschaltung auf die unterschiedlichen Zustände des Leistungsschalters einstellt.

Eine bevorzugte Ausführungsform ist in Fig. 1 in Blockform dargestellt, die eine mit Impulsbreitenmodulation arbeitende Steuerung für einen Gleichstrom-Reihenfahrmotor M mit einem Anker A und einer Feldwicklung FLD für den Antrieb der Radar eines (nicht dargestellten) Gabelstaplers zeigt. Der Läufer A kann in Reihe mit der Feldwicklung FLD und einem Leistungsschalter PS durch die Kontakte Fl eines Vorwärtsfahrschalters und R2 eines Rückwärtsfahrschalters an die Klemmen einer Batterie BATT geschaltet sein, um den Motor M in eine Richtung anzutreiben} dadurch wird der Hubwagen nach vorne in Bewegung gesetzt} andererseits kann durch die Kontakte Rl des Rückwärtsfahrschalters und F2 des Vorwärtsfahrschalters der Motor M umgeschaltet werden, so daß der Hubwagen nach hinten in Bewegung gesetzt wird.

Dem Motor M wird durch in einer Richtung verlaufende Stromimpulse von der Batterie BATT über den Leistungsschalter PS Ener-

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gie zugeführt; die Geschwindigkeit des Motors M wird durch das Impulsbreitenmodulation-(PWM)System eingestellt, das das Tastverhältnis der Impulse mit variabler Breite der an den Motor M angelegten Spannung steuert, um proportional die auf den Motor gegebene mittlere Spannung zu variieren. Der Leistungsschalter PS kann von dem Typ sein, der in der schwebenden Patentanmeldung von Raymond G. Price, Frederick A. Stich und David L. Moore, amtl. Aktenzeichen , Anmeldetag: beschrieben ist; der Titel dieser Anmeldung

ist:"Steuerung mit variablem Zeitverhältnis und einem Leistungsschalter, der keine Einrichtung zur Stromglättung erfordert"; diese Anmeldung wurde auf den gleichen Anmelder übertragen wie die vorliegende Erfindung. Gemäß dieser Parallelanmeldung kann ein solcher Leistungsschalter eine Vielzahl von parallel geschalteten Einzeldiffusionsleistungstransistoren Ql, Q7_S Q15 usw. aus Silizium aufweisen, deren Basis-Treiber durch einen Dauerstromschaltregler DCR beliefert wird; bei diesen Transistoren führen das Durchlaßstromübertragungsverhältnis, die Kollektor-Emitter-RestSpannungscharakteristik V (sat) und die Basis-Emitter-Spannungscharakteristik zu im wesentlichen ausgeglichenen Kollektorstromp.egeln in allen parallel geschalteten Transistoren, ohne daß eine äußere Einrichtung zur Stromglättung wie z. B. die üblicher Weise verwendeten Emitterwiderstände eingesetzt werden müssen. Bezogen auf den Kollektorstrom zeigt jeder Transistor eine Charakteristik des Durchlaßstromübertragungyerhältnisses mit einem Teil, bei dem das Verhältnis h„„ mit einem Anstieg des Kollektorstroms abrupt

Γ Cj

abnimmt; der Regler DCR liefert im wesentlichen konstante

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ORIGINAL INSPECTED

Basistreibstromxmpulse ausreichender Größe zu den Leistungstransistoren Ql bis QI5, so daß sie in dem angegebenen Teil im Sättigungsbereich betrieben werden, wo der Verstärkungsfaktor mit einer Erhöhung des Kollektorstroms abnimmt, so daß jeder Transistor im Effekt selbst-begrenzend ist; innerhalb ihrer Stromübertragungsfahxgkeiten wird bei den parallel geschalteten Transistoren ein ausgeglichener Strompegel erreicht. In Fig. 1 sind nur drei Transistoren Ql, Q7 und QI5 dargestellt; nach einer bevorzugten 225 Ampere-1usführungsform werden jedoch 15 Transistoren parallel geschaltet; die Transistoren können vom Typ 2N377I sein, der von der RCA Corporation in den Handel gebracht wird.

Das Impulsbreitenmodulations (PWM) - System kann einen in Blockform dargestellten Oszillator OSC enthalten, der eine Folge von in Fig. Ja. und 4a gezeigten Trigger impuls en erzeugt, die die Frequenz,nach einer bevorzugten Ausführungsform 3OO Hz, des PWM-Systems aufbauen. Jeder Impuls von dem Oszillator OSC wird zu einem in Blockform dargestellten monostabilen Multivibrator zur Erzeugung von Schutzimpulsen geführt und erzeugt jedes Mal einen in negativer Richtung verlaufenden Schutzimpuls, wenn er durch einen Impuls von dem Oszillator OSC getriggert wird; der Schutzimpuls hat eine Breite von ungefähr 3(tyisec. wie in den Fig. 3b und kb dargestellt ist. Das Schutzimpulsausgangssignal von dem monostabilen Multivibrator GPM wird zu einer in Fig. 1 in Blockform dargestellten, als "PWM LOGIC" bezeichneten Schaltung geführt und bestimmt die minimale Einschaltzeit des Leistungsschalters PS; weiterhin legt sie die

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maximale Zeit fest, in der der Leistungsschalter PS im ungesättigten Zustand betrieben werden kam, nachdem er eingeschaltet ist. Im Anfangszustand behält die Schaltung PWM LOGIC ein in Fig. Jd gezeigtes logisches 1 Signal auf einer Leitung LO zu einer in Blockform gezeigten variablen Verzogerungsschaltung VDS bei, das die Schaltung VDS "aussperrt" und verhindert, daß sie eine zeitliche Verzögerung einleitet. Jeder Schutzimpuls setzt einen bistabilen selbsthaltenden Schalter in der Schaltung PWM LOGIC (wie im folgenden beschrieben wird), der zu der in Fig. Jf gezeigten Zeit ti ein logisches 0 "Steuer"-Signal über eine Leitung Sl liefert, um den Stromregler DCR zur Einschaltung des Leistungsschalters PS anzutreiben; weiterhin liefert er ein logisches 0 Signal auf der Leitung LO, wie in Fig. Jd dargestellt ist, das den Einsatz der variablen Verzogerungsschaltung VDS ermöglicht. Jeder Triggerimpuls von dem Oszillator OSC wird weiterhin über eine Leitung TP zu der variablen Verzogerungsschaltung VDS geführt, um einen Zeitkonstanten-Kondensator zu entladen und ein Zeitverzögerungsintervall einzuleiten.

Eine in Fig. 1 in Blockform dargestellte Übertragungsbegrenzungs schaltung SVL fühlt die Spannung an dem Leistungsschalter PS ab und liefert über eine Leitung CL ein in Fig. kf dargestelltes logisches 0 Signal zu der Schaltung für die PWM LOGIC, wenn sich die Transistoren Ql bis Q15 des Leistungsschalters in dem Sättigungsbereich befinden; zu allen anderen Zeiten liefert diese Schaltung ein logisches 1 Signal über die Leitung

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CL, das die PWM LOGIC veranlaßt, den Leistungsschalter PS abzuschalten. Der in Fig. 4b dargestellte logische O Schutzimpuls verhindert, daß die Schaltung für die PWM LOGIC auf das logische 1 Ausgangssignal der Leitungsbegrenzungsschaltung anspricht, während die Transistoren Ql bis Q15 einschalten. Wenn die Transistoren Ql bis Q15 des Leüungsschalters nicht ■während des 30 Mikrosekunden dauernden Schutzimpulses sättigen, dann wird die Schaltung für die PWM-LOGIC auf das logische 1 Ausgangssignal von der Ubertragungsbegrenzungsschaltung SVL, das in Fig. 4f zu den Zeiten t3 und tk dargestellt ist, ansprechen und den Leistungsschalter PS ausschalten.

Unter normalen Bedingungen wird die Einschaltzeit des Leistung ss ehalt er s PS durch die zeitliche Verzögerung der Schaltung VDS mit variabler Verzögerung gesteuert, die wiederum eine Funktion der Position des Schleifkontaktes eines Geschwindigkeitspotentiometers SPEED POT ist, das von dem Bedienungsmann des Hubwagens gesteuert wird. Am Ende der zeitlichen Verzögerung liefert die variable Verzögerungsschaltung VDS ein logisch 0 auf einer Leitung TO (das bei t5 und t6 in Fig. 3^C unter der -Annahme dargestellt ist, daß die Exnschaltzeit des Leistungsschalters PS 60 % ist) zu der Schaltung für die PWM LOGIC, das den bistabilen selbsthaltenden Schalter darin zurücksetzt, um den Leistungsschalter PS abzuschalten rand wieder auf der Leitung LO das in Fig. 3 d gezeigte logisch i zu liefern, um die variable Verzögerungsschaltung VDS auszusperren.

Die Fi'JM-Steuerung errt-liäXt unter Verwendung d©r Batterie BATT

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zur Zuführung der Eingangsenergie eine geregelte 5 Volt Quelle, die jedoch, nicht dargestellt oder beschrieben wird, um die Beschreibung zu verkürzen«,

Schaltung für die zeitliche Verzögerung

Die Schaltung VDS für die zeitliche Verzögerung wird "ausgesperrt", d.h., außer Betrieb gesetzt, durch ein logisch 1, wie es in Fig. 3d .dargestellt ist, auf der Leitung LO von der Schaltung für die PWM LOGIG $ sie wird durch ein logisch 0 auf der Leitung LO aktivierte Eine RC-Zeitkonstantenschaltung in der Schaltung VDS für die variable Verzögerung wird durch jeden Triggerimpuls über die Leitung TP von dem Oszillator OSC zurückgestellt, und die Schaltung VDS für die variable Verzögerung liefert ein in der Fig. 3c bei ±5 bzw. t6 gezeigtes logisch 0 auf der Leitung TD_S um den Steuerimpuls zu begrenzen und damit den Leistungsschalter PS nach einer zeitlichen Verzögerung auszuschalten, die durch die Einstellungen eines Zollpotentiometers INCH POT und durch die Einstellung eines Qeschwindigkeitspotentiometers SPEDD POT bestimmt wird, dessen Position durch ein Fußpedal FP an dem Hubwagen, gesteuert wird» Auf diese Weise wird die Schaltung VDS für die variable Verzögerung durch jeden. Oszillatorimpuls getriggert und liefert einen Äusgangsimpuls nach einer zeitlichen. Verzögerung, die durch die Einstellung des Gesdiwindigkeitspotentiometers be= stimmt wird, um den Leistungsschalter PS absusehaltea. Das Zeitintervall zwischen dem in Fig., 3®· gezeigtes Oszillatorimuad dem in Figo 3c gezeigten Ausgangs signal iron, der

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zögerungsschaltung VDS ist die Einschaltzeit des Leistungsschalters PS; das Zeitintervall zwischen dem Ausgangsimpuls der Verzögerungsschaltung VDS und dem nächsigi Oszillatorimpuls ist die Ausschaltzeit des Leistungsschalters PS.

Die Schaltung VDS für die variable Verzögerung enthält einen pnp Ladestromtransistor Ge, dessen Kollektorstrom variiert wird, um die zeitliche Verzögerung zu regeln und einen pnp Zeitkonstantentransistor Q9, der durch das logisch 1 auf der Leitung LO in Sperrichtung betrieben wird, um die Verzögerungsschaltung VDS auszusperren; dieser Transistor spricht auf eine vorherbestimmte Spannung des Zeitkonstantenkondensators an, um einen npn Transistor QlO einzuschalten, der ein logisch 0 auf die Leitung TO gibt, um den bistabilen, selbsthaltenden Schalter in der Schaltung für die PWM LOGIC zurückzustellen, um den Leistungsschalter PS auszuschalten. Die Basis des Ladestromtransistors 0.8 ist mit einem Spannungsteiler gekoppelt, der in Reihe angeordnet einen Widerstand R79» eine Diode D 7» und einen Widerstand R 21 enthält, die zwischen Erde und der +· 5 ^v liefernden Spannungsouelle geschaltet sind. Der Kollektor des Transistors Q8 ist durch einen Zeitkonstantenwiderstand R 23 in Reihe mit einem Zeitkonstantenkondensator C9 mit Erde gekoppelt. Da ein Widerstand R22 und ein Kondensator C8 in Reihe angeordnet sind, ist der Zeitkonstantenwiderstand R 23 parallel geschaltet} ein Widerstand PTCR mit positiven Temperaturkoeffizient, der auf einem Regler DCR für den leiberstrom befestigt ist, liegt im Nebenschluß zu dem Kondensator

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QFJiGJMAL INSPECTED

C8 und hat normaler Weise einen relativ niedrigen Widerstandswert (z. B» 100 Ohm), so daß der Spannungsabfall an dem Kondensator C8 normaler Weise sehr gering ist und das Zeitintervall nicht beeinflußt© Der Emitter des pnp Ladestromtransistors q8 ist mit der ·{■ 5 V liefernden Spannungsouelle durch die Reihenanordnung eines Emitterwiderstandes R 24 und der INCH POT und SPEED POT Potentiometer verbunden, deren Einstellungen die Größe des Kollektorstroms in dem Transistor Q8 bestimmten. Wenn die Spannung an dem Emitter des Zeitkonstantentransistors Q 9 einen vorherbestimmten Pegel erreicht, schaltet der Zeittransistor Q9 ein, und der Stromfluß durch den Kollektorwiderstand R 28 betreibt die Basis des Transistors QlO in Vorwärtsrichtung, der leitend wird, um die Leitung TO mit Erde zu verbinden und dadurch den bistabilen, selbsthaltenden Schalter in der Schaltung für die PW^LOGIC zurückzustellen und den Leistungsschalter PS auszuschalten. Wenn der Widerstand des GeschwindigkeitspotentiometersjSPEED POT durch Herunterdrücken des Fußpedals FP erhöht wird, wird der Kollektorstrom in dem Transistor Q8 abnehmen, so daß die Anstiegsrate der Spannung an dem Emitter des Transistors Q9 niedriger sein wird und die Einschaltzeit des Leistungsschalters PS langer sein wird. Die Diode DlO schafft einen Weg für die schnelle Entladung des Zeitkonstantenkondensators C9 durch den leitenden Transistor Q9 und die Basis-Emitter-Grenzschicht des Transistors QlO.

Wenn die Temperatur des Treiberstromreglers DCR ansteigen sollte, bis der Widerstand PTCR mit positivem Temperaturkoeffizient sich oberhalb seines Temperaturumschaltpunktes befindet, dann

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ORfGINAL INSPECTED

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steigt sein Widerstand schnell an, was die Wirkung hat, daß der niedrige Widerstand im Nebenschluß zum Kondensator C8 beseitigt wird. Der Kondensator C8 lädt dann durch den Widerstand R22 auf und bewirkt dadurch, daß das Potential des Emitters des Zeitkonstantentransistors Q9 seinen Triggerpegel schneller erreicht, wodurch die Einschaltzeit des Leistungsschalters PS reduziert wird; das hat zur Folge, daß die PWM Steuerung zurück auf eine relativ niedrige, prozentuale Einschaltzeit oder niedriges Abtastverhältnis, abgestimmt wird, wenn die Temp er aturgrenze des Treiberstromreglers DCR überschritten wird.

Jeder in negativer Richtung verlaufende Triggerimpuls von dem Oszillator OSC über eine Leitung TP, wie er in den Fig. 3a und 4a dargestellt ist, ermöglicht es, daß der Zeitkonstantenkondensator C9 eich durch die Diode D8 entladen kann; dadurch wird sichergestellt, daß der Zeitkonstantenkondensator C$ immer seine Aufladung von dem gleichen Spannungspegel am Anfang eines jeden Zeitzyklus beginnt.

Die Schaltung VDS für die variable Verzögerung wird ausgesperrt oder außer Betrieb gesetzt durch ein in Fig. 3d gezeigtes logisches 1 über die Leitung LO von der Schaltung für die PWM LOGIC, das die Basis des Zeitkonstant entraiasistors Q9 in Sperrichtung vorspannt, so daß er nicht eingeschaltet werden kann. An der Anstiegsflanke eines jeden Scliutzirapulses wird ein logisch 0 über die Leitung LO von der Schaltung für

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die PWM LOGiIC geliefert, um den Betrieb der Basis des Transistors Q9 in Vorwärtsrichtung zu ermöglichen! dadurch wird die Verzögerungsschaltung VDS aktiviert, indem die Leitung LO in der Schaltung für die PWM LOGIC mit Erde verbunden wird. Der Ausläsepegel des Zeitkbnstantentransistors Q9 wird durch einen Spannungsteiler eingestellt, der zwischen die geerdete Leitung LO und ein +5 V liefernde Spannungsrmelle geschaltet ist, der in Reihe die Anordnung eines Basiswiderstandes R 25> eines Widerstandes R27 und eines Widerstandes R26 aufweist, wobei die Basis des Transistors Q9 mit dem Knotenpunkt zwischen den Widerständen R25 und R27 gekoppelt ist.

Durch die Anordnung des Zeitkonstantenwiderstandes R23, des Zeitkonstantenkondensators C9 und des Zeitkonstantentransistors Q9 wird es möglich, daß das Tastverhältnis der Spannungsimpulse sich Null Prozent nähert. Der Zeitkonstantentransistor Q9 wird durch die Spannung an einem in Reihe angeordneten Widerstand R23 und einer Kapazität C9 getriggert, so daß die an den Emitter des Transistors 0,9 gelegte Spannung größer als der Triggerpegel unmittelbar nach dem Aufhören des Oszillatortriggerimpulses sein kann, wenn der Widerstand des Geschwindigkeitspotentiometers hoch ist; dadurch kann ein logisch 0 an der Leitung TO auftreten, um den Leistungsschalter PS aach .der minimalen Einschaltzeit auszusahaltea, so daß sich als Ergebnis hiervon ein sehr niedriges prozentuales Tastverhältnis ergibt_s Wenn das Fußpedal FP vollkommen keruatergedrückt wird₉ so ist der aufangliche Spannungsabfall aa dem ZeitkomstamteEraiderstand R23.

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von dem Zeitkonstantentransistor Q9 aus gesehen, sehr gering 5 dadurch baut sich die Spannung an dem Zeitkonstantenkondensator C 9 langsam bis zu dem Triggerpegel an einem Punkt auf, der sehr nahe bei dem darauf folgenden Triggerimpuls von dem Oszillator OSC liegt; dadurch werden Einschaltzeiten des Leistungsschalters PS möglich, die bis zu 100 % der Steuerimpulsbreite betragen können.

Schaltung für die PWM LOGIC

Die Schaltung für die PWM LOGIC enthält einen bistabilen,
selbsthaltenden Schalter, der nach einer bevorzugten Ausführungsform zwei gekoppelte logische NAND-Schaltungen Gl und G2 aufweist, wobei der Ausgang einer jeden Schaltung mit einem Eingang der anderen verbunden ist. Der Ausgang von G2 ist
durch eine NICHT-Schaltung oder einen Inverter NOT i mit -si,-nem Eingang (P) einer NAND-Schaltung G3 mit drei Eingängen
gekoppelt, deren Ausgang (J) durch einen invertierenden Pufferverstärker IBA mit einer Leitung Sl zu dem Treiberstromregler DCR gekoppelt ist. Der Ausgang (B) der Schaltung G2
ist ebenfalls mit einer Leitung LO zur Schaltung VDS für die variable Verzögerung verbunden. Das in Fig. 3c bei t5 und t6 gezeigte logische 0 auf der Leitung TO, wenn die Schaltung
VDS für die variable Verzögerung Auszeit hat, ist auf einen Eingang (E) der NAND-Schaltung G2 gekoppelt. Ein weiterer Eingang (D) für die NAND-Schaltung G2 steht mit einer logischen Schaltung HPL, die in Fig. 2 in Blockform dargestellt ist, für das nicht gespannte Pedal in Verbindung; diese Schaltung BPL

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liefert ein logisches 0 /usgangssignal, wenn der Fußhebel FP nicht gespannt und locker ist, und ein logisch 1, wenn der Fußhebel FP leicht heruntergedrückt wird, wie im folgenden beschrieben werden wird» Ein Eingang (A) der NAND-Schaltung Gl empfängt die Schutzimpulse "von der monostabilen Schaltung GPM für die Schutzimpulse, die in den Fig. Jb und 4b dargestellt sind«, Eine NAND-Schaltung g4 empfängt die Schutzimpulse auf einem Eingang (A); der andere Eingang (G) ist an eine Leitung CL von der Schaltung SVL für die Leitungsbegrenzung gekoppelt.

Wenn die Zündung des Gabelwagens eingeschaltet wird, um Strom zuzuführen, so treten normaler Weise die folgenden Bedingungen auf:

Schutzimpuls MONO (A)

Verknüpfungsglied G2 (B) auf Leitung LO

Verknüpfungsglied Gl (C) Logik für nicht gedrücktes

Pedal

(Pedal heruntergedrückt) (D)

Leitung TO von Schaltung VDS (E)

Verknüpfungsglied NICHT 1 (F)

Ubertragungsbegrenzung auf Leitung CL (G)

Verknüpfungsglied G4 (H) Verknüpfungsglied G3 (J)

logisch 1 - Fig. 3t>

logisch 1 - Fig. %d logisch 0

logisch 1

logisch 1 - Fig. 3c logisch 0

logisch 1 - Fig. 4g

logisch 0 - Fig. 4h

logisch 1 - Fig. 3f u. 4i

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ORIGINAL INSPEOTED

Unter diesen Bedingungen sperrt das logische 1 vom Verknüpfungsglied G2 auf der Leitung LO die Yerzögerungsschaltung VDS aus. Ein in den Fig. Ja und 4a zur Zeit ti dargestellter Triggerimpuls von dem Oszillator OSC auf der Leitung TP entlädt den Zeitkondensator C9 in der Verzögerungsschaltung VDS und bewirkt weiterhin, daß die monostabile Multivibratorschaltung GPM einen in negativer Richtung verlaufenden logisch 0 Schutzimpuls zur Zeit ti, die in den Fig. Jb und 4b dargestellt ist, an dem Punkt A anlegt, der den bistabilen Schalter mit dem logischen 1 Ausgangssignal von dem Verknüpfungsglied Gl am Punkt C einstellt. Das logische 0 Ausgangssignal von dem Verknüpfungsglied Gl wird auf einen Eingang zum Verknüpfungsglied G2 gekoppelt und verändert sein Ausgangssignal am Punkt B zu dem logischen 0 Signal auf der Leitung TO, wie es zur Zeit ti in Fig. 3d dargestellt ist, das die Aussperrung der Verzögerungsschaltung VDS aufhebt. Das logische 0 Signal von dem Verknüpfungsglied Gl (B) wird durch das Verknüpfungsglied NICHT 1 zu dem logischen 1 Eingangssignal (E) zum Verknüpfungsglied G3 umgewandelt, und der in negativer Richtung verlaufende Schutzimpuls am Punkt A verändert das Ausgangssignal des Verknüpfungsgliedes G4 zum logischen 1 Signal an dem Punkt H, wie es zur Zeit ti in Fig. Je dargstellt ist, das ein Eingangssignal zu dem Verknüpfungsglied G3 bildet» Beide Eingangssignale zu dem Verknüpfungsglied G3 sind jetzt logisch I₁ und es liefert ein logisches 0 Ausgangssignal am Punkt J₉ wie es bei ti in Fig. Jt gezeigt ist₉ das die Aastlegsflanke des Steuersignals mit variablem Tastverhältnis bildet und dazu

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OFHGtNAL SMSPECTED

führt, daß der Leistungsschalter PS eingeschaltet wir do Jetzt bestehen zur Zeit ti die folgenden Bedingungen?

Schutzimpuls MONO (A)

Verknüpfungs glied G2 (B) auf Leitung LO

Verknüpfungsglied Gl (C)

Schitung für nicht gespanntes Pedal (D) Leitung TO (E) NICHT 1 (F) Übertragungsbegrenzung (G) Verknüpfungsglied Gh (H) Verknüpfungsglied G3 (J)

logisch O - Fig. 3b

logisch O - Fig. 3d

logisch 1

logisch 1 - B'ig. 3c

logisch 1

logisch 1 - Fig« kg

logisch 1 - Fig. 3e

logisch 0 - Fig. 3f u

Die Leitungsbegrenzungsschaltung SVL fühlt den V -Abfall an den Leistungstransistoren Ql bis QI5 ab_f während sie einschalten, und liefert ein logisches 1 Signal am Punkt G| der logische 0 Schutzimpuls bei A hält jedoch das Ausgangssignal des Verknüpfungsgliedes G4 auf dem logischen 1 Signal» Wenn die Leistungstransistoren Ql bis QI5 am Ende des 30 MikrοSekunden dauernden Schutzimpulses im Sättigungsbereich sind, dann wird die Übertragungsbegrenzungsschaltung SVL ein logisches 0 Signal auf der Leitung CL liefern, wie es in Figo 4g dargestellt ist, daß das logische 1 Aus gangs signal von dem Verknüpfungsglied G^t₈ wie es in Fig. kh dargestellt ist₉ beibehalten wird« Wenn jedoch die Leistungstransistoren Ql bis QI5 während des Schutzimpulses nicht gesättigt werden, wird das Ausgangssignal der Übertragungs begrenzungsschaltung SVL auf der Leitung CL ein logisches 1 Sig-

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\HS-P-

- as - 23 6 4 1 6 O

IS

nal am Punkt G sein; das Ausgangssignal am Punkt A wird
logisch. 1 werden, wenn der Schutzimpuls verschwindet; dadurch wird das Ausgangssignal des Verknüpfungsgliedes G4 (II) zu
logisch 0 und das Ausgangs signal des Verknüpfungsgliedes G3
am Punkt J zu einem logischen 1 Signal verändert, um dadurch den Steuerimpuls zu begrenzen und den Leistungsschalter PS
abzushalten. Fig. 4e stellt einen Zustand dar, bei dem der
Kollektorstrom des Leistungsschalters bis auf einen Wert I , ansteigt, wobei die Transistoren Ql bis C15 aus dem Sättigungsbereich gezogen werden. Die Fig. 4f gezeigte Spannung V an dem Leistungsschalter PS übersteigt den Triggerpegel J das
Ausgangssignal der Übertragungsbegrenzungsschaltung SVL auf der Leitung CL ändert sich von logisch 0 zu logisch 1, wie man in Fig. 4g erkennen kann; das Ausgangssignal des Verknüpfungsgliedes G4 (H) wird ein logisches 0 Signal, wie in Fig. 4h dargestellt ist; und das Ausgangssignal von dem Verknüpfungsglied G3 (J) wird logisch I₁ wie in Fig. 4i dargestellt ist, um dadurch den Steuerimpuls zu begrenzen und den Leistungsschalter PS abzuschalten. Der Leistungsschalter PS wird abgeschaltet
bleiben, bis der nächste Schutzimpuls an dem Punkt A ungefähr 3,3 Millisekunden nach dem vorhergehenden Impuls auftritt.
Die Leistungstransistoren Ql bis Q15 sind in der Lage, für
30 Mikrosekunden den vollen Spitzenstrom und die volle Batteriespannung zu verarbeiten; da das Tastverhältnis sehr klein ist, tritt keine übermäßige Verlustleistung auf.

Wenn der Druck auf das Pedal FP nachläßt und dieses entspannt

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ORfQiNAL INSPECTED

wird, wird die logische Schaltung RPL für das nicht gespannte Pedal ein logisches O Signal am Punkt D liefern,, das das Ausgangssignal des Verknüpfungsgliedes G2 (B) zu logisch 1 und das Ausgangssignal des Verknüpfungsgliedes G3 (J) zu einem logischen 1 Signal verändern wird, um den Leistungsschalter PS abzuschalten» Wenn die Schaltung VDS mit variabler Verzögerung zeitweise gesperrt ist, leitet der Transistor QlO₉ um die Leitung TO mit Erde zu verbinden und dadurch logisch 0 auf einen Eingang (E) zum Verknüpfungsglied G2 zu geben, wodurch der bistabile Schalter mit dem logischen i Ausgangssignal (B) vom Verknüpfungsglied G2 zurückgestellt wird» Das logische 1 Ausgangssignal vom Verknüpfungsglied G2 am Punkt B wird durch das Verknüpfungsglied NICHT 1 zu einem logischen 0 Eingangssignal (F) zum Verknüpfungsglied G3 umgewandelt_s das sein Ausgangssignal am Punkt J zu einem logischen 1 Signal verändert, um den Leistungsschalter PS abzuschalten» Das logische 1 Ausgangssignal vom Verknüpfungsglied G2 (B) wird auf die Leitung LO gegeben, um die Schaltung VDS mit variabler Verzögerung zu inaktivieren; es wird weiterhin auf einen Eingang zu einem Verknüpfungsglied Gl gegeben, um sein Ausgangssignal (C) zu einem logischen 0 Signal zu ändern und dadurch den bistabilen Schalter zurückzustellen. Nach einer bevorzugten Ausführungsform sind die Verknüpfungsglieder Gl₉ G2 und G3 in der gleichen integrierten Schaltung auf einer Platte montiert_o

Die logische Schaltung RPL für das nicht gespannte Pedal schal= tet also die PIiM -Steuerung aus, wenn der Druck auf das Fußpedal FP nachläßt ι sie stellt weiterhin sicher, daß der Be-

&09830/0310 P=

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dienungsmann beim Umschalten zwischen Vorwärts- und Rückwärtsrichtung das Pedal freigegeben hat, wie es in der schwebenden Patentanmeldung, amtl. Aktenzeichen ........... Anmelder: Allis Chalmers Corporation, beschrieben ist.

Eine Schutzschaltung für das Potentiometer POT FAILURE, die in Figo 2 nur in Blockform dargestellt ist, liefert normaler Weise ein logisches 1 Ausgangssignal; sie gibt jedoch ein logisches O Signal am Punkt H ab, wenn das Geschwindigkeitspotentiometer öffnen sollte, um dadurch ein logisches 1 Signal vom Verknüpfungsglied G3. am Punkt J zu liefern und den Steuerimpuls zu begrenzen, um den Leistungsschalter PS am Ende eines jeden Schutzimpulses abzuschalten. Die Schaltung POT FAILURE verhindert also, daß die Steuerung·in einen Zustand mit 100 %-iger Einschaltzeit geht, wie es oft bei den bisher vorgeschlagenen Vorrichtungen auftrat, wenn das Geschwindigkeitspoten— tiometer versagte; weiterhin begrenzt diese Schaltung die mittlere Spannung zum Motor M auf einen sehr niedrigen Wert.

Übertragungsbegrenzungsschaltung

Die in den Fig. 1 und 2 in Blockform und in Fig. 5 im Detail gezeigte Übertragungsbegrenzungsschal'tung SVL überwacht den Spannungsabfall V„„ an den Transistoren Ql bis Q15 des Leistungsschalters PS und liefert zu allen Zeiten ein in Fig. 4d gezeigtes logisches 1 Signal über die Leitung CL zu der Schaltung für die PWM LOGIC; nur wenn V_o„ unterhalb eines vorherbestimmten Pegels liegt, liefert die Schaltung eine logische

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0 Spannung auf der Leitung CL. Wenn_s wie in Fig. 4e dargestellt ist, der Strom durch die Transistoren Ql bis Q15 ansteigt, bis der ¥_„ Abfall eine vorbestimmte Größe überschreitet, wie in Fig. 4f dargestellt ist, daran liefert die Übertragungsbegrenzungsschaltung SVL ein" logisches 1 Signal, wie in Fig. 4g gezeigt ist, am Punkt 6 Eingang zum Verknüpfungsglied G.k der Schaltung für die PWM LOGIC₉ das sein Ausgangssignal am Punkt H, wie in Fig. 4h gezeigt ist„ zu. einem logischen 0 Signal ändert; dadurch wird das Ausgangssignal des Verknüpfungsgliedes G3 am Punkt J zu einem logischen i Signal verändert, um jeden Steuerimpuls und jeden Impuls über die Leitung Si zum Treiberstromregler DCR zu begrenzen und den Leistungsschalter PS abzuschalten.

Fig. 7 stellt dar, wie die V Charakteristik, bezogen auf

1 von mehreren, parallel geschalteten Transistoren über einen weiten Bereich variieren kann; weiterhin ist ein repräsentativer, fester Stromtriggerpegel angegeben, wie er in Transistorschutzschaltungen der bisher vorgeschlagenen Steuerungen mit variablem Zeitverhältnis verwendet wird. Es läßt sich erkennen, daß der Aufbau des Ledstungsschalters auf die ungünstigsten Bedingungen abgestellt werden mußte, da sein V Abfall schnell auf einen solch hohen Wert ansteigen würde, daß ein Versagen auftreten könnte, wenn der Kollektorstrom des Transistors mit dem niedrigsten Verstärkungsfaktor zunahm, bis er aus dem Sättigungsbereich herauskam. Als Ergebnis hiervon leiteten die übrigen, parallel geschalteten Transistoren mit höherem

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Verstärkuxig s faktor auf Kollektor st rompegeli% die weit unterhalb der Grei ze ihrer Möglichkeiten lagen. Wenn weiterhin der feste Strombegrenzungspegel auf den Gesamtstrom eingestellt wird, der durch eine Vielzahl von parallel geschalteten Transistoren fließt, so konnte sich die Schutzschaltung nicht den veränderten Schaltbedingungen anpassen, wenn eine Einheit versagte, da eine geringere Anzahl von übrigbleibenden Einheiten nun den gleichen Gesamtstrom aufnehmen mußte, bevor irgend ein Schutz bereitgestellt wurde. Fig. 7 zeigt weiterhin den festen V^_ Triggerpegel der Übertragungsbegrenzungsschaltung SVl₁J es läßt sich erkennen, daß dieser Triggerpegel unabhängig vom Verstärkungsfaktor der einzelnen Transistoren ist, daß der Aufbau des Leistungsschalter PS nicht auf- die im ungünstigsten Fall vorliegenden Bedingungen abgestellt werden muß, daß die Übertragungsbegrenzungsschaltiaig SVL sich variierenden Schaltbedingungen anpcßt, da sie denselben Schutzgrad für die übrigen Transistoren schafft, wenn eine Einheit versagt, und daß jeder Transistor Ql bis Q15 bei einem Sollektorstrom leiten kann, der proportional zu seinem Verstärkungsfaktor ist, ohne die Übertragungsbegrenzungsschaltung SVL zu triggern.

Wenn die Transistoren Ql bis Q15 des Leistungsschalters PS gesättigt sind, ist ihre Kollektorspannung niedrig und durch eine Diode D15 und einen Widerstand R50 mit der Basis eines pnp Transistors Q60 gekoppelt₉ der in Vorwärtsrichtung betrieben wird und leitend bleibt, um einen Transistor Q61 anzuhalten und logisch. O auf der Leitung CL zu der Schaltung

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für die PWl LOGIC zu liefern= Der Emitter des Transistors Q61 ist mit Erde und sein. Kollektor mit der Leitung CL verbunden, so daß auf der Leitung CL eine logische 0 Spannung-liegt₉ wenn der Transistor Q 6l leitete Der Emitter des Transistors Q6o ist an den Knotenpunkt der beiden Widerstände R52 und R53 gekoppelt j, die in Reihe zwischen eine ψ5 ^" liefernde Spannungsnuelle und Erde geschaltet sind, so daß der Emitter des Transistors q60 zwischen 4-5^v und Erde unter Vorspannung steht_α i'Jenn die Transistoren Q.1 bis Q15 des Leistungsschalters aus dem Sättigungsbereich auf den Punkt gezogen werden, an dem ihre Kollektorspannung minus dem Durchiaßabfall der Diode D15 gleich wird der Spannung an dem Emitter des Transistors q60 minus seinem Bäsis-Smitter-Abfall, dann wird der Transistor Q6O in Sperrichtung betrieben und schaltet aus ₉ wodurch der Transistor Q6l ausgeschaltet wird, so daß seine Kollektorspannung ansteigt, um ein logisches 1 Signal auf der Leitung CL zu liefernj dadurch wird das Ausgangssignal des Verknüpfungsgliedes G4 zu einem logischen 0 Signal und das Ausgangssignal des Verknüpfungsgliedes G3 am Punkt J zu logisch 1 geändert ₉ so daß der Leistungsschalter PS abgeschaltet wird«, Positive Rückkopplung wird von dem Kollektor des Transistors Q6l durch einen Widerstand H54 zur Basis des Transistors QÖO geschaffen, um schnelles Schalten sicherzustellen.»

der Leistungsschalter PS abgeschaltet -j-jirdj wird die positive ψ5 ^" liefernde Spannungsquelle durch einen Widerstand R 55j eine Diode D15 und einen Widerstand S50 gekop-

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pelt j, um den Transistor Q6o in Sperrichtung zu betreiben und damit die Transistoren Q6O und Q6l abzuhalten und ein logisches 1 Signal auf der Leitung CL beizubehalten. Wenn weiterhin die Verbindung von dem Leistungsschalter PS zu der Begrenzungsschaltung SVL für die Sättigungsspannung zufällig geöffnet wird_s wird die Basis des Transistors QÖO von der +5V liefernden Spannungsnraelle durch den Widerstand R 55% dxe Diode D15 und den Widerstand R50 in Sperrichtung betrieben, um die Transistoren Q60 und Q6I nicht leitend und logisch 1 auf der Leitung CL zu halten, so daß die Transistoren Ql bis QI5 des Leistungssehalters nicht leitend bleiben.

Schaltung für nicht betätigtes Pedal

Die in Fig. 2 in Blockform repräsentierte und in Fig. 6 gezeigte logische Schaltung RPL für das nicht betätigte Pedal fühlt den Widerstand des Geschwindigkeitspotentiometers SPEED POΓ ab und liefert ein logisches 0 Signal über die Leitung RP zu dem Punkt D der Schaltung PWM LOGIC, wenn das Fußpedal FP nicht heruntei-gedruckt und somit entspannt ist, ao daß der Widerstand von SPEED POT sehr gering ist; sie liefert ein logisches 1 Signal auf der Leitung RP, wenn das Pedal FP heruntergedrückt wird. Wenn der Fußhebel FP nicht heruntergedrückt und somit entspannt ist, tritt nur ein geringer Widerstand zwischen dem Schleifkontakt und einer Klemme des Geschwindigkeitspotentiometers SPEED POT auf. Der Schleifkontakt ist mit der +5V liefernden Spannungszuführung verbunden. Wenn

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ORiGiNAL

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das Pedal FP nicht heruntergedrückt ist_s hält der Spannungsabfall an dem geringen Widerstand des Geschwindigkeitspotentiometers SPEED POT die Basis eines pmp Transistors Q6 unter Sperr-Vorspannung, so daß er nicht leitend ist. Solange der Transistor q6 nicht leitend ist₃ befindet sich die Basis eines npn Transistors Q7 auf Erdpotential, und er bleibt nicht leitend^ die ^²¹ dem Knotenpunkt iron zwei Widerständen RlA und Riy eines Spannungsteilers auftretende logische 1 Spannung ist durch eine NICHT-Schaltung oder einen Invertor NOT 2 mit einem logischen 0 Signal auf der Leitung RP zu der Schaltung PI-JM LOGIC verbunden» Dieser Spannungsteiler enthält in Reihe angeordnet drei Widerstände Rl4, Rl? und Riß, die zwischen die ψ· 5 V" liefernde Spannungs-ouelle und Erde geschaltet sind.

Der Emitter des Transistors Q6 ist mit dem Knotenpunkt der beiden Widerstände R13 und R15 verbunden, die einen Spannungs teiler zwischen der +5V liefernden Spannungsoueile und Erde bilden. Das Geschwindigkeitspotentiometer SPEED POT ist in Reihe mit einer Diode D6 und einem Widerstand Rl8 zwischen die +5 V liefernde Spannung^ nuelle und Erde geschaltet; die Basis des Transistors Q6 ist an den Knotenpunkt zwischen der Diode D6 und dem Widerstand Rl8 gekoppelt. Die Diode Do wird in Durchlaßrichtung betrieben und hält den Transistor Q6 abgeschaltet. Wenn der Fußhebel heruntergedrückt wird, erhöht sich die Spannung an dem Geschwindigkeitspotentiometer SPEED POT und das Potential an der Basis des Transistors Q6 erhöht

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ORlBWAL INSPECTED

sich in negativer Richtungο Sobald der Spannungsabfall an dem Potentiometer SPEED POT plus dem Abfall an der Diode D 6 größer wird als der Basis-Emitter-Abfall des Transistors Q6 plus dem Spannungsabfall an dem widerstand R13_S wird der Transistor q6 beginnen, sich einzuschalten= Der Kollektorstrom durch den Transistor Q6 fließt durch die Widerstände R l6₉ R 19 und R zur Erde, und der Spannungsabfall an dem Widerstand R 20 betreibt die Basis des npn Transistors Q7 relativ zu seinem geerdeten Emitter in Vorwärtsrichtiing, wodurch der Transistor Q7 eingeschaltet wird. Aufgrund des Stromflusses durch den Transistor Q7 entsteht ein Spannungsabfall an dem Widerstand Rl?» der die Jurchiaßvorspannung an der Basis des Transistors Q6 erhöht und ihn veranlaßt, "hart" leitend zu werden und einzuschalten. Der Abfall in Durchlaßrichtung der Diode D6 und der Basis-Bmitter-AfofaXl des Transistors Q6 werden gegeneinander ausgeglichen, so daß aur ein geringer₉ am dem SPEED POT Potentiometer entwickelter Sp annangsunt er schied notwendig ist, um den Transistor Q.& einzuschalten· Der durch die liiderstänofe R13 und R15 gebildete Spannungsteiler liefert eine zusätzliche Sp err-Vor spannung für den Transistor Q.6_S um die Differenz in dem Abfall an der Diode D6 und dem Basis-Emitter-Abfall des Transistors Q.6 "aufzunehmen".

Durch das Einschalten des Transistors Q7 wird der Eingang des Verknüpfungsgliedes MOT 2 mit Erde verbunden,, so daß es ein logisch 1 Ausgangssignal auf der Leitung RP zu der Schaltung für die PWM LOGIC liefert₂ wenn der Fußhebel FP heruntergedrückt wir do

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Obwohl nur eine einzige Ausführungsform der Erfindung dargestellt und beschrieben wurde, werden sich für den F. chmann auf diesem Gebiet sofort viele Modifikationen und Variaticmn der Erfindung ergeben5 deshalb soll also auch die Erfindung nicht auf die hier geziegte und beschriebene spezielle Ausführungsform beschränkt werden«

Die Erfindung schafft also eine Impulsbreitenmodulationssteuerung zur Lieferung von Spannungsimpulsen einer variablen Breite von einer Batterie zu einem Motor5 diese Steuerung enthält einen Leistungsschalter,, einen Oszillator₉ um nacheinander eine Reihe von Triggerimpulsen zu liefem_s einen von jedem Triggerimpuls betätigten monostabilen Multivibrator 5 UEn einen rechtwinkligen Schutzimpuls zu erzeugen₅ einen bistabilen^ ein logisches Verknüpfungsglied enthalten Schalter,, der durch jeden Schutzimpuls in einen ersten Zustand getriggert wird_s in dem er ein Steuersignal erzeugt, um den Leistungsschalter einzuschalten, eine von jedem Triggerimpuls betätigte Schaltung mit variabler Verzögerung;, um ein Zeit-Intervall einzuleiten und ein Zeitsignal nach einer selektiv variablen zeitlichen Verzögerung zu liefern, das den bistabilen_s selbsthaltenden Schalter zu einem zweiten Zustand triggertj in dem er das Steuersignal entfernt, um dadurch den Leistungsschalter auszuschalten, eine IJbertragungsbegrenzungsschaltung;, die die KolXektor-Emitter-Spannung an. dem Leistungsschalter abfühlt und ein tiberträgungsbegrenzungs signal erzeugt "-renn der Leistungsschalter* aus dem Sättigung sfo er eich, heraus= " kommt₃ ein erstes logisches Verknüpfungsglied zwischen dem

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bistabilen Schalter und dem Leistungsschalter, das bei entsprechender Ansteuerung das Steuersignal überträgt, um den
Leistungsschalter einzuschalten, und ein zweites logisches
Verknüpfungsglied, das beim Fehlen eines Schutzimpulses durch das Ubertragungsbegrenzungssignal betätigt wird, um das erste Verknüpfungsglied zu sperren, um so den Leistungsschalter
auszuschalten und das Tastverhältnis eines jeden Spannungsimpulses zu reduzieren, und da.s durch jeden Schutzimpuls betätigt wird, um das erste Verknüpfungsglied anzusteuern und damit zu ermöglichen, daß der Leistungsschalter sich am Beginn eines jeden Spannungsimpulses einschaltet.

Patentansprüche

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Claims

Patentansprüche

1. JSteuerung zur Lieferuag von Impulsen mit variablem Tastverhältnis von einer Quelle für elektrische Energie zu einer Last, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (OSC), um nacheinander eine Reihe von. Steuerimpulsen zu liefern, durch eine Einrichtung«, um selektiv das Tastverhältnis der Steuerimpulse zu variieren, durch einen vom den Steuerimpulsen geregelten Leistungsschalter (PS), um die Energiequelle (BATT) mit der Last (M) zu verbinden, durch eine Übertragungsbegrenzungseinrichtung (ST/TL), um die Spannung an dem Leistungsschalter (PS) abzufiihlen und ein Übertragung sbegrenzungs signal zu erzeugen, wenn die Spannung eine vorherbestimmte Größe übersteigt, und durch eine auf das Übertragungsbegrenzungssignal ansprechende Einrichtung, um die Einrichtung zur Variierung des Tastverhältnisses aufzuheben und das Tastverhältnis der Steuerimpulse zu reduzieren.

2« Steuerung nach Anspruch I₉ dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Reduzierung des Tastverhältnisses der Steuerimpulse eine Anordnung (GPM), um einen schmalen Schutzimpuls an der Anstiegs flanke eines jeden Steuerimpulses zu erzeugen, und eine auf jeden Schutzimpuls ansprechende Anordnung zur Einschaltung des Leistungsschalters (PS) enthält, die beim Fehlen eines Schutzimpulses auf das Übertragungsbegrenzungssignal anspricht, um jeden Steuerimpuls zu beenden und dadurch den Leistungsschalter (PS) auszuschalten.

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Steuerung nach Anspruch 2₉ dadurch gekennzeichnet, daß die auf jeden. Schutzimpuls zur Einschaltung des Leistungssclxalters (PS) ansprechende Anordnung logische Verknüpfungsglieder enthält, die die Steuerimpulse aufnehmen und auf jeden Schutzimpuls ansprechen, um den Schutzimpuls zu dem Leistungsschalter (PS) zu übertragen, und die beim Fehlen des Schutzimpulses auf das Übertragungsbegrenzungssignal ansprechen,, um die Übertragung des Schutzirapulses zu blokkieren.

Steuerung nach Anspruch 2_S dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsschalter (PS) eine Vielzahl iron parallel geschalteten Leistungstransistoren (Ql bis Q.15) enthält, von denen jeder eine Durchlaßstr-omübertragungsirerhältnis/Kollektorstrom-Charakteristilc mit einem Bereich enthält, ±n. dem das Verhältnis abrunt mit einem Anstieg des Kollektorstroms abnimmt, wobei die StetxezOmg eine von den Steuerimpulsen geregelte Anordnung aufweist, mn den Leistungstraiisistoren (Ql bis Q15) im wesentlichen lconstate Basistreibwerte ausreichender Größe zu liefern, so daß sie in dem Bereich wirksam sind, in dem das Verhältnis abrupt mit einem Anstieg des Kollektorstroms abnimmt, und daß die Übertragungsbegrenzungseinrichtung (SVL) die Kollektor-Emitter-Spannung an den parallel geschalteten Leistungstransistoren (Ql bis Q15) abfühlt.

Steuerung msh Anspruch I₉ dadurch gekennzeichnet,, daß die

Einrichtung zur Aufhebung der Einrichtung zur Variierung des Tastverhältnisses eine Anordnung (GPM) zur Erzeugung eines schmalen Schutzimpulses an der Asistiegsflanke eines jeden Steuerimpulses, eine auf das Ufoertragungsfoegrenzungssignal ansprechende Anordnung₉ um jeden Steuerimpuls zu beenden und dadurch den Leistungsschalter (PS) auszuschalten,, und eine auf jeden Schutzimpuls ansprechende Anordnung enthält _s um die zuletzt genannte Anordnung zu sperren,=

6„ Steuerung nach Anspruch 5s dadurch gekeimzeichnet, daß die Anordnung zur Beendigung eines jeden Steuerimpulses ein erstes logisches Verknüpfungsglied;, das so ausgebildet ist, daß es bei Ansteuerung bzw. Sperrung die Steuerimpulse zu dem Leistungsschalter (PS) überträgt bzw» blockiert, und ein zweites logisches Verknüpfungsglied enthält_s um das erste logische Verknüpfungsglied zu steuern und die Schutzimpulse und das Übertragungsbegrenzungssignal als Singangssignale aufzunehmen, wobei dieses Verkaüpfungsglied durch jeden Schutzimpuls betätigt wird₉ um das erste logische Verknüpfungsglied anzusteuern_s und wobei es beim Fehlen eines Schutzimpulses durch das Übertragungsbegrenzungssignal betätigt wird, um das erste logische Verknüpfungsglied zu sperren»

Steuerung) um Spannungsimpulse mit variablem Tastverhältnis von einer Quelle für elektrische Energie au einer Last zu geben, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (OSC)₅ um

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nacheinander eine Reihe von Triggerimpulsen zu liefern, durch einen in Reihe mit der Energieouelle (BATT) und der Last (M) geschalteten Leistungsschalter (PS) vom Transistortyp, durch eine von jedem der Triggerimpulse betätigte Einrichtung (VDS) mit variabler Verzögerung, um ein Zeitsignal nach einer selektiv variierbaren zeitlichen Verzögerung zu liefern, durch eine Übertragungsbegrenzungseinrichtung (SVL) zur Abfühlung der Eollektor-Emitter-Spannung an dem Leistungsschalter (PS) und zur Erzeugung eines Übertragungsbegrenzungssignals, wenn die Spannung eine vorherbestimmte Größe überschreitet, durch eine von jedem der Triggerimpulse betätigte Einrichtung zur Einschaltung des Leistungsschalters (PS), die von jedem Zeitsignal betätigt wird, um den Leüungsschalter (PS) auszuschalten, so daß der Leistungsschalter (PS) Spannungsimpulse mit variablem Tastverhältnis von der Quelle (BATT) zu der Last (M) gibt, und durch eine auf das Übertragungsbegrenzungssignal ansprechende Einrichtung zur Reduzierung des Tastverhältnisses der Spannungsimpulse·

8. Steuerung nach Anspruch 7t dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Reduzierung des Tastverhältnisses der Spannungsimpulse den Leistungsschalter (PS) abschaltet, um die Spannungsimpulse zu beenden, und daß die Steuerung eine Anordnung enthält, um die Einrichtung zur Reduzierung des Tastverhältnisses während der Dauer eines jeden Triggerimpulses zu sperren.

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9ο Steuerung nach Anspruch 8₉ dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsschalter (PS) eine Vielzahl von parallel geschalteten Transistoren (Ql bis QI5) enthält, von denen jeder eine Durchlaßstromübertragimgsverhältnis/Kollektorstrom-Charakteristik hat₉ bei der das Verhältnis abrupt mit einem Anstieg des Kollektorstroms abnimmt, und daß die Einrichtung zur Einschaltung des Leistungsschalters (PS) eine Anordnung zur Lieferung eines im wesentlichen konstanten Basistreiberstroms zu den. parallel geschalteten Transistoren enthalte

10. Steuerung nach Anspruch 8„ dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Ein.= und Ausschaltung des Leistungsschalters (PS) einen bistabilen Schalter enthält, der von jedem Triggerimpuls zu einem ersten Zustand betätigt %irird, um ein Steuersignal zur Einschaltung des Leistungsschalters (PS) zu liefern, und der durch das Zeitsignal zu einem zweiten Zustand betätigt wird₉. um das Steuersignal zu entfernen.

11. Steuerung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Reduzierung des Tastverhältnisses der Spannungsimpulse logische Verknüpfungsglieder zwischen dem bistabilen Schalter und dem Leistungsschalter, die so ausgebildet sind, daß sie bei entsprechender Ansteuerung das Steuersignal Übertragern, und eine ^Anordnung enthält, die als Eingangs signale die Triggerimpisilse und das Üb ertragungsbegrensimgs signal empfängt, wobei diese Anordnung von jedem der Triggerimpulse betätigt wird, um die

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logischen Verknüpfung s glied er aususteuern₉ und von. jedem Übertragungsbegrenzungssignal beim Fehlen eines Triggerimpulses betätigt ^jirdj um die logischen Verknüpfungsglieder zu sperrenο

12o Steuerung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung mit variabler Verzögerung durch ein Geschwindigkeitspotentiomer -(SPIED POT) gesteuert wird und eine Anordnung enthält, die auf eine vorherbestimmte Einstellung mit niedrigem Widerstand des Geschwindigkeitspο-tentiometers (SPEED POT) anspricht, um den bistabilen Schalter in dem zweiten Zustand zu halten.

13» Steuerung, um Impulse mit variablem Zeitverfiältnis von einer Quelle für elektrische Energie au eimer Last zu liefern, gekennzeichnet. durch einen Leistungsschalter (PS) vom Transistortyp zwischen der Quelle (BATT) und der !Last (M), durch eine Einrichtung (OSC)₇ um nach einander eine Reihe von Trigger impuls en zu liefern, durch, eine von jedem Triggerimpuls betätigte Einrichtung (VDS) mit variabler Verzögerung, um nach einer selektiv variierbaren zeitlichen Verzögerung ein Zeitsignal zu liefern-, durch eine Übertragungsbegrenzungseinrichtung (SVL)₅ um ein Übertragungsbegrenzungssignal zu liefern, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung an dem Leistungsschalter (PS) eine vorherbestimmte Größe überschreitets, durch eiaea bistabilen, logischen. Verknüpfungsgliedsclialter, der vosl jedem Trigger-

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impuls zu einem ersten Zustand betätigt wird, um ein Steuersignal zur Einschaltung des Leistungsschalters (PS) zu erzeugen, und der durch das Zeitsignal zu einem zweiten Zustand betätigt wird_s um die Steuersignale zu entfernen, und durch logische Verknüpfungsglieder zwischen dem Schalter und dem Leistungsschalter (PS) zur Übertragung des Steuersignals bei entsprechender Ansteuerung, wobei die Verknüpfungsglieder durch das Übertragungsbegrenzungssignal beim Fehlen eines Triggerimpulses gesperrt und durch jeden Triggerimpuls angesteuert werden=

l4o Steuerung nach Anspruch ±3₉ dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsschalter (PS)- eine Vielzahl von parallel geschalteten Transistoren (Ql bis QI5) enthält„ von denen jeder eine Durchlaßstromübertragungsverhältnis/Kollektor= strom-Charakteristik mit einem BexeLch hat₉ in dem das Verhältnis abrupt mit einem Anstieg des Kollektorstroms abnimmt, und daß von dem Steuersignal geregelte Basistreiberstufen vorgesehen sind₃ um einen im wesentlichen konstanten Basistreiberstrom von ausreichender Größe auf die Transistoren (Q.1 bis QI5) zu geben_s so daß sie in dem Bereich wirksam sind₉ in dem das Verhältnis abrupt mit einem Anstieg des Kollektorstroms abnimmt ο

15» Steuerung nach Anspruch i4₉ dadurch gekennzeichnet₉ daß jeder, der Transistoren (Ql bis QI5) von dem Typ ist, der im aktiven Bereich ohne Versagen während eines vorherbe=

kl -

stimmten Zeitintervalls betrieben werden kann, und daß die Einrichtung (OSC)₁ um nacheinander eine Reihe von Triggerimpulsen zu liefern, einen monostabilen Multivibrator (GPM) enthält, der Triggerimpulse erzeugt, deren Dauer größer als das vorherbestimmte Intervall ist.

16. Steuerung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die selektiv variierbare zeitliche Verzögerung durch ein Geschwindigkextspotentiometer (SPEED POT) gesteuert vrird, daß eine Anordnung zur Erzeugung eines Signals für niedrigen Widerstand vorgesehen ist, wenn der Widerstand des Geschwindigkeitspotentiometers (SPEED POT) unterhalb eines vorherbestimmten Wertes liegt, und daß der bistabile Schalter in seinem zweiten Zustand durch das Signal für niedrigen Widerstand gehalten wird.

17. Steuerung, um Impulse mit variablem Zeitverhältnis von einer Quelle für elektrische Energie zu einer last zu liefern, gekennzeichnet durch einen Leistungsschalter (PS) zwischen der Quelle (BATT) und der Last (M), der eine Vielzahl von parallel geschalteten Leistungstransi stören (Ql bis QIj?) des Typs aufweist, bei dem das Durchlaß stroniüb er tr agungsverhältnis abrupt mit einem Anstieg des Kollektorstroms abnimmt, durch eine Einrichtung, um dem Leistungsschalter (PS) einen im wesentlichen konstanten Basistreiberstrom zu liefern, durch einen Oszillator (OSC), um nacheinander eine Reihe von Triggerimpulsen abzugeben, durch einen von

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jedem Oszillatorausgangsimpuls getriggerten monostabilen Mitltivibator (GPM), um einen rechtwinkligen Schutzimpuls zu erzeugen, durch eine von jedem Triggerimpuls betätigte Einrichtung mit variabler Verzögerung, um mach einer selektiv variierbaren zeitlichen Verzögerung ein Zeitsignal abzugeben,, durch eine Übertragungsbegrenzungseinrichtung (SVL) zur Lieferung eines Übertragungsbegrenzungssignals, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung an dem Leistungsschalter (PS) eine vorherbestimmte Größe übersteigt., durch einen bistabilen, logischen Verknüpfungsgliedschalter, der von jedem Schutzimpuls zu einem ersten Zustand getriggert wird, um ein Steuersignal zur Einschaltung der Einrichtung zur Lieferung des Basistreiberstroms zu erzeugen, und"der durch das Zeit signal zu einem zweiten Zustand getriggert wird, um das Steuersignal zu entfernen, und durch logische Verknüpfungsglieder zwischen dem Schalter und der Einrichtung zur Zuführung des Basistreiberstroms, die so ausgebildet sind, daß sie bei entsprechender Ansteuerung das Steuersignal übertragen, wobei die Verknüpfungsglieder durch das Ubertragungsbegrenzungssignal beim Fehlen eines Schutzimpulses gesperrt und durch jeden Schutzimpuls angesteuert werden.

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