DE2654802A1

DE2654802A1 - Frequenzsteuerungssystem fuer eine zerhackerschaltung

Info

Publication number: DE2654802A1
Application number: DE19762654802
Authority: DE
Inventors: Ronald Barry Bailey; Thomas Detlor Stitt
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1975-12-08
Filing date: 1976-12-03
Publication date: 1977-06-23
Also published as: US4037145A; JPS52116822A

Description

1 River Road SCHENECTADY, N.Y./U.S.A.

Frequenzsteuerungssystem für eine Zerhackerschaltung

Die Erfindung betrifft ein Zerhacker-Steuerungssystem und besonders ein Steuersystem für den Zerhackerbetrieb mit mehreren Frequenzen.

Die Anforderungen für das Betriebsverhalten von Fahrzeugen mit elektrischem Antrieb, besonders die Anforderungen bezüglich des Drehmomentes und der Drehzahl, schreiben allgemein die Verwendung von Gleichstrommotoren vor. Es können Gleichstrommotoren der bekannten Bauformen verwendet werden, beispielsweise solche Motoren mit Reihenwicklung, mit Verbundwicklung oder mit Fremderregung. Im allgemeinen wird die Armaturwicklung des Gleichstrommotors erregt durch eine Strom-

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ORIGINAL INSPECTED

stärke, welche durch Widerstände gesteuert wird, die in Reihe mit dem Motor geschaltet sind. Durch selektive Vergrösserung oder Verkleinerung des Widerstandes kann die dem Motor zugeführte Leistung und damit das Betriebsverhalten des Motors gesteuert werden. Bekanntlich besitzt ein solches Steuersystem zahlreiche Nachteile, obwohl es relativ einfach ist, wobei der geringe Wirkungsgrad am meisten stört. Aus diesem Grunde wurden in den in jüngster Zeit entwickelten Motorsteuersystemen anstelle der Reihenwiderstände "Zerhacker" (Wechselrichter) verwendet.

In einem Steuersystem für einen in Reihe geschalteten Zerhacker ist zwischen der Quelle für Gleichspannungsleistung und die Armatur des Motors ein steuerbarer Schalter eingefügt, wobei dieser steuerbare Schalter die früher verwendete Widerstandssteuerung ersetzt. Durch zyklisches Öffnung und Schliessen des Schalters werden dem Motor abwechselnd ("ein" und "aus") Stromimpulse zugeführt. Während der Perioden, in denen der Schalter geöffnet ist, kann weiterhin ein Armaturstrom durch eine "Freilaufdiode" fliessen, welche über die Armatur geschaltet ist (h das heisst eine Diode, welche einen Stromweg für den zirkulierenden induktiven Strom während des Zeitintervalls darstellt,in demdeiEerhacker keinen Strom durchlässt). Die Armaturwicklungen wirken allgemein als eine grosse induktive Last und neigen zu einer Glättung des pulsierenden Stroms und zur Ausbildung eines Mittelwertes der Stromstärke, welcher das Drehmoment des Motors bestimmt. Bei Motoren mit niedrigerer Induktivität ist der Schalter entweder geöffnet oder geschlossen und der Leistungsverbrauch beruht hauptsächlich auf der Energie, die zum Öffnen und Schliessen des Schalters benötigt wird, und auf der vom Motor verbrauchten Energie. Es ist jedoch zu beachten, dass bekannte Schalter keine idealen Schalter darstellen und dass daher eine gewisse Leistung in dem Schalter selbst verbraucht wird. Im Stand der Technik der Steuersysteme für Zerhacker wird der steuerbare Schalter

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üblicherweise ein Thyristor oder ein gesteuerter Silicium-Gleichrichter (SCR). Der SCR ist ein Halbleiterbaulement mit drei Anschlüssen und besitzt einen Anodenanschluss, einen Kathodenanschluss und einen Gate-Anschluss (Zündelektrodenanschluss) · Wenn der Thyristor (SCR) in Durchlassrichtung vorgespannt ist, das heisst, der AnοdenanSchluss ist auf einem positiven Potential bezogen auf den Kathodenanschluss, dann bewirkt ein an dem Gate-Anschluss zugeführtes Stromsignal die Einschaltung des Thyristors in den stromdurchlässigen Zustand und er besitzt dann einen vernachlässigbaren Widerstand zwischen Anode und Kathode. Wenn der Thyristor einmal auf diese Weise gezündet ist, dann kann er nur dadurch gesperrt werden, dass anschliessend die Stromstärke durch das Bauelement auf den Wert O verringert wird und dann während einer ausreichenden Zeitdauer eine Sperrspannung zwischen Anode und Kathode angelegt wird, so dass der Thyristor seine Sperrfähigkeit für eine Spannung in Durchlassrichtung wieder erlangen kann. In praktischen Anwendungsfällen kann der Thyristor mit Hilfe einer "Kommmtierungs"-Schaltung gesperrt werden, die parallel mm Thyristor geschaltet ist. Eine ausführliche Beschreibung von Thyristorbauelementen, Zerhackerschaltungen und Komm utierungsschaltungen ist enthalten in dem SCR Manual, Fünfte Auflage, 1972, General Electric Company, Semiconductor Products Department, Syracuse, N.Y.

Eine typische Zerhackerkommutierungsschaltung ist eine "Resonanz"-Schaltung, das heisst, die Schaltung enthält induktive und kapazitive Bauelemente, die einen oszillierenden Strom erzeugen. Eine Zerhacker-Kommutatorschaltung kann beispielsweise einen Kondensator, einen Induktor, mehrere Dioden und einen Kommutator-Thyristor (SCR) enthalten. Die Zerhackerfrequenz wird durch die Frequenz bestimmt, mit welcher der den Motorstrom durchlassende Hauptthyristor und der Kommutatorthyristor gezündet werden, und das Tastverhältnis wird bestimmt durch den Anteil einer Zeitperiode zwischen aufeinanderfolgenden Zündungen des Hauptthyristors, der in dem Zündzeitpunkt für den Hilfsthyristor verstrichen ist.

Jedes Bauelement in der Kommutatorschaltung muss so ausgelegt werden, dass es den bestimmten Stromerfordernissen für den Anwendungszweck der Schaltung und auch noch dem Tastverhältnis der Zerhackerschaltung gerecht wird. Die tatsächliche erforderliche Belastbarkeit für jedes Bauelement ist abhängig von der in der Schaltung umgesetzten Gesamtenergie, oder genauer gesagt, ist die erforderliche Belastbarkeit eine Funktion der Wattsekunden pro Impuls multipliziert mit der Frequenz oder der Anzahl der Impulse pro Sekunde. Da die Belastbarkeit für jeden dieser einzelnen Bauteile nicht nur die Kosten der Kommutatorschaltung bestimmt, sondern auch noch das Gewicht, den Wirkungsgrad und die räumlichen Abmessungen der Schaltung, lu:,s man offensichtlich der Verringerung der Anforderungen an die Kommutatorschaltung grösste Aufmerksamkeit widmen.

Da die Belastbarkeit der Bauelemente der Kommutatorschaltung direkt proportional ist den Wattsekunden des am Bauelement zugeführten Impulses multipliziert mit der Impulsfrequenz, kann die erforderliche Belastbarkeit offensichtlich dadurch verringert werden, dass entweder die Energie in jedem Impuls verringert wird, oder die Impulsfrequenz verringert wird. Diese beiden Faktoren sind jedoch nicht unabhängig voneinander. Im besonderen ist es für das Anwendungsgebiet der Motoren bekannt, dass bei einem konstanten Tastverhältnis, wobei das Tastverhältnis (<λ) das Verhältnis der Durchlasszeit des Zerhackerschalters zur Gesamtzeit in einem Betriebszyklus ist, der in einem Verbraucher induzierte Welligkeitsstrom in Folge der pulsierenden Stromquelle umgekehrt proportional ist zur Frequenz ι d.h. = "Einschaltzeit" geteilt durch die Summe von "Einschaltzeit" + "Ausschaltzeit").

Genauer gesagt ist es an sich für die Impulswellenanregung einer induktiven Last bekannt, beispielsweise für einen Motor, dass die Amplitude der durch die Erregung erzeugten Welligkeitsstromstärken proportional zur Zeitdauer der Impulswelle

ist. In mathematischer Form kann diese Beziehung wie folgt ausgedrückt werden:

E(At)

Dabei bedeutet ΛΙ die Änderung der Stromstärke, E ist die an L zugeführte Spannung,

4 t ist die Zeitdauer der Spannung E, und L ist die induktive Reaktanz der Last.

Δ t kann durch das Tastverhältnis wie folgt ausgedrückt werden: oC = Λ t/T, wobei T die Zeitdauer einer vollständigen Periode der Lastschwingung ist. Da jedoch gilt: T = 1/f, wobei f die Schwingungsfrequenz ist, gilt ei = f(At) und At =d/£. Daher gilt: ΔI = ^E/fL und es ist ersichtlich, dass die Spitzenstromstärke umgekehrt proportional zur Schwingungsfrequenz und proportional zum Tastverhältnis ist, wenn man den Mittelwert der Stromstärke in der Last vernachlässigt. Daher wird durch die Verringerung der Frequenz die erforderliche Energie für jeden Impuls vergrössert und wirkt dem Versuch entgegen, die Fähigkeit der Leistungsaufnahme durch eine Verringerung der Frequenz allein zu verringern. Bei induktiver Last mit Eisenkern, beispielsweise Motoren und Glättungsreaktoren, ist auch zu beachten, dass die induktive Reaktanz der Last in Folge der Fluss-Sättigung des Kerns mit ansteigender Stromstärke kleiner wird. Demgemäss werden bei höheren Durchschnittswerten der Stromstärke in der Last die Welligkeitsströme grosser.

In einem Motorantriebssystem ist die angelegte Spannung E gleich der Differenz zwischen der Spannung der Quelle und der Rückspannung oder Gegen-EMK, welche in einem Motor in Abhängigkeit von der Drehgeschwindigkeit der Armatur und der Amplitude der Feldstromstärke eingestellt wird. Die durchschnittliche Motorstromstärke (unter Vernachlässigung des

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*40·

Bürstenabfalls) ist gleich faE-nn - E„)/R, wobei E™ die Quellenspannung darstellt und E_M die Gegen-EMK des Motors und R den Widerstand des Motorkreises darstellt. Daher kann die durchschnittliche Motorstromstärke und damit das Drehmoment bei jeder gewünschten Drehzahl durch Regelung des Tastverhältnisses Λ geregelt werden, solange nur der Wert Ej,.-, grosser ist als E,.. Aus diesem Grunde kann bei niedriger Drehzahl ein relativ niedriges Tastverhältnis^, eine relativ hohe durchschnittliche Stromstärke ergeben, während andererseits bei höherer Drehzahl das gleiche Tastverhältnis«*· eine relativ niedrige durchschnittliche Stromstärke erzeugen kann. Es ist daher ersichtlich, dass das Tastverhältnis <*· nur dann ein Mass für die Motorstromstärke ist, wenn die Motordrehzahl vorgegeben ist, und weiterhin das Tastverhältnis λ» keine wirksame Variable zur Steuerung der Betriebsfrequenz darstellt, mit welcher beispielsweise bei einem Zerhackersystem die erforderliche Belastbarkeit für die Bauteile der KommutatorschaI-tung dadurch auf ein Minimum gebracht werden kann -, dass man die Nichtlinearität der Induktivität des Motorkreises und die höheren zulässigen Spitzenwerte für die Welligkeitsströme bei niedrigen durchschnittlichen Motorstromstärken ausnutzt.

Zusätzlich zu den vorstehend erläuterten Gesichtspunkten tritt bei einigen durch einen Zerhacker gesteuerten Motoren ein besonderes Anlaufproblem auf, bei dem die Betriebsfrequenz des Zerhackers eine Rolle spielt. Es ist insbesondere ersichtlich, dass die Zerhacker-Kommutatorschaltung ein Schwingkreis ist und die Stromdurchlassperiode der Kommutatorschaltung durch die Werte für die induktive und kapazitive Bauelemente in der Schaltung bestimmt ist. Die Werte dieser induktiven und kapazitivun Bauelemente sind jedoch ihrerseits aufgezwungen durch die Kennlinien des Zerhacker-Thyristors, das heisst durch diejenige Zeitperiode, in welcher an dem Zerhacker-Thyristor eine Sperrspannung anliegen muss, um ihn zur Abschaltung des Stromdurchlasses zu veranlassen. Daher wird selbst in dem

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Fall, in dem der Zerhacker nicht gezündet ist und nur die Komiuutatorschaltung betrieben wird, im Motor ein Mittelwert der Stromstärke vorliegen als Ergebnis des Stromdurchlasses durch die Kommutatorschaltung. Dieser "Kommutierungs"-Strom ergibt einen solchen Wert des Drehmomentes im Motor, dass beim Einschalten der Zerhackerschaltung eine übermässig hohe Stromstärke auftreten kann. Vorbekannte Versuche zur Überwindung des Problems der übermässigen Motorstromstärke durch einen Sprung im Motordrehmoment in Folge des Stroms in der Kommutierungsschaltung beruhten auf einer Änderung der Betriebs frequenz des Zerhackers und der Kommutatorschaltung in Abhängigkeit von dem vorgegebenen Tastverhältnis oder der relativen Einschaltzeit des Zerhackers. Obwohl dieser Lösungsweg die Schwierigkeiten beim Anlaufen des Motors wirksam reduziert, löst er doch nicht das Problem der Belastungswerte für die Bauteile der Kommutatorschaltung, da keine direkte Beziehung zwischen dem Tastverhältnis und dem Durchschnittswert der Motorstromstärke besteht.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Vorrichtung zur Steuerung einer Zerhackerschaltung zu schaffen.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung zur Steuerung einer Zerhackerschaltung zu schaffen, welche die erforderliche Belastbarkeit einer Zerhacker-Kommutierungsschaltung wirksam reduziert.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Vorrichtung zur Steuerung einer Zerhackerschaltung bei mehreren Betriebsfrequenzen zu schaffen.

In einer Ausführungsform der Erfindung ist eine Steuerschaltung für einen durch Zerhacker gesteuerten Gleichstrommotor vorgesehen, wobei diese Steuerung an die Zerhackerschaltung Betriebs·

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oder Zündsignale liefert. Kennzeichnenderweise werden diese Signale der Schaltung mit zwei oder mehr Frequenzen geliefert in Abhängigkeit von dem Durchschnittswert der Motorstromstärke. Während des ursprünglichen Anlaufens des Motors wird die Motorstromstärke mit einer vorgegebenen Geschwindigkeit durch einen Stromregler aufgebaut. Ein Stromwandler erfasst als Messfühler die Motorstromstärke und liefert ein entsprechendes proportionales Signal an die Steuerschaltung. Solange der Motorstrom unter einem vorbestimmten Wert liegt, werden der Zerhackerschaltung Zündimpulse mit einer niedrigen Folgefrequenz zugeführt. Wenn die Motorstromstärke diesen vorbestimmten Wert erreicht oder übersteigt, dann steigt di-e Frequenz der Zündimpulse auf eine höhere Frequenz an. Da die Welligkeitsstromstärke mit steigender Frequenz abnimmt, wird der Gesamtspitzenwert der Stromstärke in den von der Konstruktion festgelegten Grenzwerten gehalten, wobei dieser Spitzenwert die Summe von Welligkeitsstromstärke und Mittelwert der Stromstärke ist. Die Steuerschaltung enthält Einrichtungen zur Synchronisation der Zündimpulse zum Zerhackerschalter mit den Zündimpulsen zur Kommutierungsschaltung des Zerhackers, so dass selbst bei Änderungen der Betriebsfrequenz das Tastverhältnis konstant gehalten wird. Ein weiteres kennzeichnendes Merkmal der Erfindung ist jedoch die Tatsache, dass das Tastverhältnis variabel ist entsprechend einem von aussen zugeführten Signal für die "Sollstromstärke".

Ein besseres Verständnis der Erfindung ergibt sich aus der nachstehenden Beschreibung im Zusammenhang mit der Abbildung. Die Figur 1 zeigt ein vereinfachtes schematisches Blockschaltbild eines Motorsystems mit Zerhackersteuerung und Steuerschaltung als Ausführungsform der Erfindung.

Figur 1 zeigt eine Ausführungsform einer Steuerschaltung 1o der Erfindung, wobei diese Schaltung 1o zur Lieferung von

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Steuersignalen zu einer Motorschaltung oder einem Motorkreis 12 geschaltet ist. Der Motorkreis 12 enthält einen elektrischen Reihen-Gleichstrommotor mit einer Armatur 14 und einer Feldwicklung 16. Ein gesteuertes Schalterbauteil ist hier als gesteuerter Halbleitergleichrichter (SCR) (Thyristor) 18 abgebildet. Ein Glättungsreaktor 2o verbindet einen Anschluss der Armatur 14 mit einer Gleichspannung^quelle L mit Hilfe einer positiven Gleichspannungsleitung 22, eines Reihenfilterreaktors 23, eines Leistungsschalters S und eines Pantografen P. Ein zweiter Anschluss der Armatur 14 ist über einen Stromwandler 24 mit einem ersten Anschluss der Feldwicklung 16 verbunden und ein zweiter Anschluss der Wicklung 16 ist mit einer Gleichspannungsrückleitung oder Bezugssammelleitung 26 verbunden. Als Stromwandler 24 kann irgendeine bekannte Einrichtung zur Messung von Gleichstrom verwendet werden, beispielsweise eine Hall-Effekt-Einrichtung, ein Strommessreaktor, welche eine geeignete Schaltung zur Abgabe eines Signals proportional zur Stromstärke enthalten.

Es ist an sich bekannt, dass die durchschnittliche Stromstärke durch die Armatur 14 und die Feldwicklung 16 proportional zum Tastverhältnis oder zur relativen Einschaltzeit Λ des Thyristors 18 und zur Drehgeschwindigkeit des Motors ist. Setzt man für die "Einschalf'Zeit oder Stromdurchlasszeit des Thyristors 18 die Grosse T_QN und für seine "Abschalt"-Zeit oder nicht stromdurchlässige Zeit die Grosse T_Qp_F, dann ist das Tastverhältnis definiert durch die Beziehung T_QN/(T_QN + ^TOFFV ^Um ^^{ie E}i^nscnal^tP^eri^ode des Thyristors 18 auszulösen, wird durch die Steuerschaltung 1o am Zündelektrodenanschluss des Thyristors 18 ein Zündimpuls zugeführt. Um die Einschaltzeit des Thyristors 18 zu beenden, wird von der Steuerschaltung 1o ein Zündimpuls dem Zündanschluss des Thyristors 28 in der Kommutierungsschaltung zugeführt. Die Kommutierungsschaltung enthält den Thyristor 28, einen Induktor 3o, einen Kondensator 32, einen Widerstand 34 und die Dioden 36 und

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Die Zerhackerschaltung enthält die Kommutierungsschaltung, den Thyristor 18 und den Reaktor 2o. Ein erster Anschluss des Induktors 3o ist mit der Sammelleitung 22 und ein zweiter Anschluss mit einer Anode des Thyristors 28 verbunden. Ein Kathodenanschluss des Thyristors 28 ist mit einem Verzweigungspunkt 4o an einem Anodenanschluss der Diode 38 verbunden. Ein Kathodeanschluss der Diode 38 ist mit einem Verzweigungspunkt 43 zwischen der Armatur und dem Reaktor 2o verbunden. Der Kondensator 32 ist zwischen die Sammelleitung 22 und den Verzweigungspunkt 4o geschaltet und der Widerstand 34 ist zwischen dem Verzweigungspunkt 4o und die Sammelleitung 26 geschaltet. Die Diode 36 ist invers-parallel zu dem Thyristor (SCR) 28 geschaltet, wobei eine Anode der Diode 36 mit der Kathode des Thyristors 28 und eine Kathode der Diode 36 mit der Anode des Thyristors 28 verbunden ist.

Zur Schliessung des Motorkreises 12 ist eine Freilaufdiode vorgesehen (siehe vorstehende Definition), welche parallel zur Armatur 14 und Feldwicklung 16 geschaltet ist. Eine Kathode der Diode 42 ist mit einem Verzweigungspunkt 43 zwischen der Armatur 14 und dem Reaktor 2o verbunden und eine Anode der Diode 42 ist mit der Sammelleitung 26 verbunden. Zwischen die Sammelleitung 22 und die Sammelleitung 26 im Motorkreis 12 ist ein Filterkondensator 44 geschaltet. Mehrere bekannte Bauelemente sind aus der Abbildung des Motorkreises weggelassen, da sie für die Erläuterung und das Verständnis der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich sind. Besonders wurden die Elemente weggelassen, welche zur Durchführung des elektrischen Abbremsens oder zur Durchführung der Feldabschwächung erforderlich sind. Bezüglich einer ausführlicheren Beschreibung einer Schaltung mit einem elektrischen Reihenmotor wird auf die U.S.-Patentschrift 3.886.G98 verwiesen.

Vor der weiteren Beschreibung der erfindungsgemässen Steuerschaltung wird zunächst die Arbeitsweise des Motorkreises

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beschrieben. Bei geschlossenem Schalter S steht die elektrische Leistung am Motorkreis 12 zur Verfügung und die Kondensatoren 42 und 44 werden aufgeladen. Ein Stromimpuls, welcher dem Zündanschluss des Thyristors 18 durch die Steuerschaltung zugeführt wird, zündet den Thyristor 18 zum Stromdurchlass und gestattet den Stromfluss von der Sammelleitung 22 über den Thyristor 18, den Reaktor 2o, die Motorarmatur 14, den Stromwandler 24 und die Feldwicklung 16 zur Sammelleitung 26 und dadurch wird ein Drehmoment und eine entsprechende Drehung der Armatur 14 erzeugt. Nach einem vorbestimmten Zeitintervall, beispielsweise o,oo1 Sekunden, wird dem Thyristor 2 8 ein Kommutierungsimpuls zugeführt und er wird hierdurch gezündet. Der Strom beginnt dann in dem Schwingkreis zu fliessen, welcher aus dem Kondensator 32, dem Induktor 3o und dem Thyristor 28 besteht. In einem relativ kurzen Zeitintervall steigen die Spannungen an den Verzwsigungspunkten 4o und 43 auf eine Amplitude an, die über der Amplitude der Spannung auf der Sammelleitung 22 liegt. In Folge dieser höheren Spannung am Verzweigungspunkt 4o und am Verzweigungspunkt 43 wird über dem Induktor 2ο eine negative oder Sperrspannung aufgeprägt und es beginnt der Übergang des Stromflusses von dem Thyristor 18 zur der Diode 38. Innerhalb einigei .JikroseKunden ist der Stromfluss vollständig auf die Diode 38 übergegangen und durch den Thyristor 18 fliesst kein Strom und er ist gesperrt. Am Ende eines Zeitintervalls, welches durch die relativen Werte des Induktors 3o und des Kondensators 32 bestimmt wird, kehrt der Strom durch den Induktor 3o seine'Richtung um und es wird ein Stromweg durch den Kondensator 32, die Diode und den Induktor 3o gebildet. Der Stromfluss durch die Diode 36 bewirkt eine Sperrspannung am Thyristor 28 und bewirkt, dass am Thyristor der Stromdurchfluss unterbrochen wird. Der Laststrom zur Armatur 14 fliesst solange weiter durch den Kondensator 32 und die Diode 38, bis der Kondensator 32 auf die Amplitude der Spannung der Quelle L aufgeladen ist. Zu diesem Zeitpunkt ist die Spannung am Verzweigungspunkt 40

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praktisch gleich der Spannung auf der Sammelleitung 26. Wegen der induktiven Reaktanz des Motorkreises 12 fließt weiter Strom durch den Kondensator 32, die Diode 38, die Armatur 14 und die Wicklung 16, obwohl der Kondensator 32 auf die Spannung der Quelle L aufgeladen ist. Dieser Vorgang führt dazu, dass die Spannung am Verzweigungspunkt 4o und am Verzweigungspunkt 43 unter die Spannung auf der Sammelleitung 26 absinkt. Zu diesem Zeitpunkt beginnt dann die Übertragung des Stroms auf die Schleife bestehend aus der Diode 42, der Armatur 14 und der Wicklung 16. Zu dem Zeitpunkt, in dem der Strom vollständig auf die Schleife mit der Diode 42 übergegangen ist, hat der Kondensator 32 einen überladenen Zustand erreicht. Diese "Überladungs"-Spannung auf dem Kondensator 32 ist proportional zum Laststrom und zur Induktanz der Schaltung und umgekehrt proportional zu der Kapazität des Kondensators 32. Während der Ausschaltzeit oder Sperrzeit des Thyristors 18 wird die Überladungsspannung auf dem Kondensator 32 über den Widerstand 34 abgeleitet. Nach mehreren Millisekunden und in Abhängigkeit von der gewünschten Leistungabgabe des Motors wird erneut ein Zündimpuls dem Thyristor 18 zugeführt und der vorstehend beschriebene Zyklus wird wiederholt.

Aus der vorstehenden Erläuterung ist ersichtlich, dass der Thyristor 18 periodisch zum Stromdurchlass gezündet wird, um auf diese Weise Stromimpulse an die Motorarmatur 14 und die Feldwicklung 16 abzugeben. Es ist ersichtlich, dass die Bauelemente der Kommutierungsschaltung in der Lage sein müssen, eine ausreichende Energie zu liefern, um die Stromübertragung vom Thyristor 18 zum Kondensator 32 zu erzwingen und an den Thyristor 18 während einer ausreichenden Zeitdauer eine Sperrspannung anzulegen, so dass der Thyristor seine Sperrfähigkeit in Durchlassrichtung wieder erlangen kann. Dabei muss noch genügend Energie auf dem Kondensator 32 verbleiben, um einen Stromfluss durch die Diode 36 zu erzeugen und auf diese Weise während einer ausreichenden Zeitspanne

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dem Thyristor 28 eine Sperrspannung zuzuführen, so dass er seine Sperrfähigkeit für eine Spannung in Durchlassrichtung wieder erlangen kann. Wenn die Kommutierungsschaltung nicht in der Lage ist, diese Energiemenge zu liefern, dann wird der Stromdurchlass im Thyristor 18 und/oder Thyristor 28 nicht gesperrt und es ergibt sich ein "Mitnahme"- oder "Verriegelungs"-Zustand, in dem dem Motor ständig die maximale verfügbare Spannung zugeführt wird. Daher ist eine Reduzierung der erforderlichen Kommutierungsenergie eine Hauptaufgabe für Zerhackersteuersysteme.

Gemäss der vorliegenden Erfindung ist eine Steuerschaltung so geschaltet, dass sie Zündsignale liefert zur Steuerung der Arbeitsweise des Thyristors 18 mit einer Frequenz, welche von dem Mittelwert der Motorstromstärke abhängig ist. Obwohl die dargestellte Ausführungsform nur zwei Betriebsfrequenzen demonstriert, wird der Fachmann verstehen, dass die Steuerschaltung 1o leicht auf die Lieferung einer Vielzahl von Frequenzen eingerichtet werden kann. Die Steuerschaltung 1o enthält einen ersten Komparator 46 mit einem ersten Eingangsanschluss, der mit einem beweglichen Abgriff 48 eines Potentiometers 5o verbunden ist. Ein zweiter Eingangsanschluss ist mit einem Ausgangsanschluss des Stromwandlers 24 verbunden. Das Potentiometer 5o bildet ein Element eines Spannungsteilernetzwerkes, welches die Widerstände 52 und 54 enthält. Das Potentiometer 5o, der Widerstand 52 und der Widerstand 54 sind in Reihe zwischen eine Quelle (nicht gezeigt) für geregelte Spannung B+ auf einer Sammelleitung 55 und das Massebezugspotential auf der Sammelleitung 26 geschaltet. Da der Wandler 24 an den Komparator ein Signal entsprechend der Motorstromstärke liefert, ergibt das Potentiometer 5o eine Möglichkeit zur Einstellung eines Umschaltpunktes für den Komparator 46, welcher proportional zur Motorstromstärke ist. Der Umschaltpunkt wird so gewählt, dass die effektive Impedanz des Motorkreises in vorgegebenen Grenzen gehalten wird. Da die Impedanz proportional zur Frequenz

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multipliziert mit der Induktanz ist, wird die Frequenz vergrössert, wenn die Induktanz auf einen vorbestimmten Wert absinkt in Folge der Fluss-Sättigung der Induktivitätskerne. Da die We Hi gke its Stromstärke direkt proportional (wenn auch nicht linear proportional) zur Impedanz des Motorkreises ist, wird die Einhaltung vorgegebener Grenzen durch die Welligkeitsstromstärke dadurch unterstützt, dass die Impedanz innerhalb bestimmter Grenzwerte gehalten wird.

Ein Ausgangsanschluss des Komparators 46 ist mit einem D-Eingangsanschluss eines Flip-Flops 56 mit Verzögerung verbunden. Der Flip-Flop 56 liefert ein Ausgangssignal Q und eine umgekehrtes Ausgangssignal Q an den Aus gangs ans chlüs sen Q und (J. Der Ausgangsanschluss Q ist mit einem ersten Eingangsanschluss eines UND-Gliedes oder UND-Gatters 6o verbunden und der Ausgangsanschluss Q ist mit einem ersten Eingangsanschluss eines UND-Gatters 62 verbunden. Es ist ersichtlich, dass durch den Flip-Flop 56 in Abhängigkeit von dem jeweiligen Zustand der Ausgangssignale Q und Q entweder das UND-Gatter 6o oder das UND-Gatter 62 befähigt werden.

Ein zweiter Eingangsanschluss des UND-Gatters 6o ist mit einem Ausgangsanschluss eines Oszillators 58 verbunden. Daher wird an einem Ausgangsanschluss des UND-Gatters 6o ein Signal erzeugt, welches dem Signal vom Oszillator 5 8 nachfolgt, wenn das Ausgangs-· i gnal Q vom Flip-Flop 56 auf einem hohen Wert oder einem Wert für die logische 1 ist. Ein zweiter Eingangsanschluss des UND-Gatters 62 ist mit einem Ausgangsanschluss Q eines Ein-Aus-Flip-Flops 64 (das heisst ein Flip-Flop, welcher praktisch als binärer Teiler arbeitet) verbunden. Ein Eingangsanschluss T des Flip-Flops 64 ist dabei mit dem Ausgangsanschluss des Oszillators 58 verbunden, wodurch das am Ausgang Q des Flip-Flops 64 erzeugte Signal die halbe Frequenz des Signals vom Oszillator 58 besitzt und mit der positiv verlaufenden Flanke dieser Signale synchronisiert ist.

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Durch diese Anordnung wird das UND-Gatter 62 jedes Mal befähigt und erzeugt ein Ausgangssignal mit der halben Frequenz des Signals vom UND-Gatter 60, wenn das Ausgangssignal Q vom Flip-Flop 56 auf einem hohen Wert oder auf einer logischen 1 ist. Der Ausgangsanschluss Q des Flip-Flops 64 ist auch noch mit einem Takteingangsanschluss CL des Flip-Flops 56 verbunden, wodurch der Übergang des Systems von einer Betriebsfrequenz zu einer anderen Betriebsfrequenz mit der niedrigsten Betriebsfrequenz synchronisiert ist, so dass auf diese Weise gewährleistet wird, dass eine Frequenzänderung an dem Beginn einer Periode oder eines Zyklus erfolgt.

Ausgangs anschlüsse der UND-Gatter 60 bzw. 62 sind mit ersten bzw. zweiten Ausgangsanschlüssen eines logischen ODER-Gatters verbunden. Ein Ausgangsanschluss des ODER-Gatters 66 ist mit einem Eingangsanschluss eines monostabilen Multivibrators 68 verbunden. Hierdurch wird der Multivibrator 68 getriggert zur Erzeugung eines ausgangsseitigen Zündsignals mit einer vorbestimmten Zeitdauer, wenn entweder auf dem ersten oder dem zweiten Eingangsanschluss des ODER-Gatters 66 ein Signal empfangen wird. Das an einem Ausgangs anschluss des Multivibrators 68 erscheinende Ausgangssignal wird über die Leitung 7o mit dem Gatter oder Zündanschluss verbunden. Dieses Signal auf der Leitung 7o betätigt die Kommutierungsschaltung und den Thyristor 2 8 _t so dass wie vorstehend beschrieben der Thyristor 18 gesperrt oder abgeschaltet wird.

Die Schaltung zur Lieferung von Zündimpulsen zum Durchschalten des Zerhacker-Thyristors 18 enthält einen Rampen- oder Dreiecksspannungsgenerator, welcher einen Rechenverstärker 72 und einen Kondensator 74 enthält. Ein erster Eingangsanschluss des Verstärkers 7 2 ist mit einer Bezugsspannung verbunden, welche an einem\^erz\«igungspunkt zwischen den Widerständen und 54 erzeugt wird. Ein zweiter Eingangsanschluss des Verstärkers 72 ist niit einem S ummie rungs punk t 76 verbunden. Da

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die abgebildete Ausführungsform bei zwei verschiedenen Frequenzen arbeitet, muss das Sägezahnausgangssignal vom Verstärker 72 mit zwei verschiedenen Anstiegsfrequenzen oder Anstiegsgeschwindigkeiten erzöugt werden. Daher werden dem Summierungspunkt 76 zwei Bezugsspannungssignale zugeführt. Eine erste Bezugsspannung wird dadurch erzeugt, dass der Ausgangsanschluss Q des Flip-Flops 56 mit Hilfe eines Strombegrenzungswiderstandes 8o mit dem Summierungspunkt 76 verbunden wird. Eine zweite Bezugsspannung wird durch ein Spannungsteilernetzwerk erzeugt, das die Widerstände 82 und 84 in Reihenschaltung zwischen der Sammelleitung 55 und der Sammel-Leitung 26 enthält. Die zweite Bezugsspannung erscheint an dem Verzweigungspunkt zwischen den Widerständen 82 und 84 und wird mit Hilfe eines Strombegrenzungswiderstandes 86 auf den Summierungspunkt 76 gekoppelt. Zwischen dem Summierungspunkt 76 und dem Ausgangsanschluss des Verstärkers 72 ist ein Rückkoppelungskondensator 74 geschaltet. Ein Rückstellschalter umfasst einen Transistor 88 und ist parallel zum Kondensator 74 geschaltet, um auf diese Weise eine Möglichkeit zur Rückstellung der Ausgangssägezahnspannung des Verstärkers 72 zu erhalten, wenn der Thyristor 28 in der Kommutierungsschaltuiig getriggert wird. Das Durchschalten des Transistors 88 wird mit Hilfe einer Leitung 9o bewirkt, welche den Ausgangsanschluss des monostabilen Multivibrators 6 8 mit dem Gitteranschluss des Transistors 88 verbindet, so dass der Transistor 88 zum Stromdurchlass zum gleichen Zeitpunkt geschaltet wird, in dem auch der Thyristor 28 gezündet wird.

Die Steuerung der Zündzeit des Thyristors 18 und damit des Tastverhältnisses des Thyristors 18 wird durch einen Komparator 93 bewirkt, welcher die Sägezahnspannung als Ausgangssignal vom Verstärker 73 mit einem steuerbaren Bezugsspannungssignal vergleicht und ein Zündsignal an den Thyristor 18 abgibt, wenn die Amplitude des Sägezahnspannungssignals die Amplitude des Bezugssignals erreicht. Das Bezugssignal

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für den Komparator 92 wird geliefert durch einen Stromregler 94. Er besitzt einen ersten Eingangsanschluss, welcher mit dem Ausgangsanschluss des Stromwandlers 24 verbunden ist, und einen zweiten Eingangsanschluss 95 , welcher so geschaltet ist, dass er ein Stromstärkensollwertsignal von einem Bedienungsknopf (nicht gezeigt) des Bedienungspersonals erhält. Der Regler 94 erzeugt eine gesteuerte Anstiegsgeschwindigkeit der Motorstromstärke, um das Rucken des Motors auf ein Minimum zu reduzieren, welches durch plötzliche Stromstärkeänderung verursacht wird. Der Stromstärkenregler 94 kann aus irgendeinem der bekannten Regler bestehen, beispielsweise aus einem Regler des Typs, wie er in der U.S.-Patentschrift Nr. 3.866.098 beschrieben wird. Ein Ausgangsanschluss des Reglers 94 ist mit einem ersten Eingangsanschluss des !Comparators 92 verbunden und der Ausgangsanschluss des Verstärkers 72 ist mit einem zweiten Eingangsanschluss des Komparacors 92 verbunden. Ein Ausgangsanschluss des !Comparators 92 ist mit einem Eingangsanschluss eines monostabilen Multivibrators 98 verbunden. Der Multivibrator 98 erzeugt einen Ausgangsimpuls mit vorgegebener Impulsdauer, wenn ein Signal an seinem Eingangsanschluss von einem relativ niedrigen Wert auf einen relativ hohen Wert übergeht. Der Ausgangsanschluss des monostabilen Multivibrators 98 ist mit dem Zündanschluss des Zerhacker-Thyristors 18 verbunden und liefert daher die Zündsignale zum Durchschalten des Thyristors 18.

Im Betrieb der vorstehend beschriebenen Steuerschaltung Io wird der Schalter S geschlossen und damit dem Kreis 12 Leistung zugeführt. Da am Anfang kein Strom durch die Armatur 14 und die Feldwicklung 16 fliesst, ist der Ausgang des Wandlers 24 auf einem niedrigen Wert und damit wird der Ausgang des Komparators 46 auf einen niedrigen Wert gezwungen, da die Bezugsspannung vom Potentiometer 5o grosser ist als die Amplitude des Stromrückkoppelungssignals. Wenn der Ausgang des Komparators 46 auf einem niedrigen Wert ist, wird der Flip-Hop 56

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in den rückgestellten Zustand gezwungen, in dem das Ausgangssignal Q auf einem niedrigen Wert und das Ausgangssignal Q auf einem hohen Wert ist. Das niedrige Ausgangssignal Q hemmt das UND-Gatter 60 und das hohe Ausgangssignal Q befähigt das UND-Gatter 62. Daher werden die Taktsignale mit der geringeren Frequenz von dem Kippschalter Flip-Flop 64 durch das UND-Gatter 62 durchgelassen und durch das ODER-Gatter 66 zu dem monostabilen Multivibrator 68, wodurch die Zündsignale mit niedrigerer Frequenz erzeugt und über die Leitung 7o dem Thyristor 28 zugeführt werden. Wie vorstehend ausgeführt, wird die Kommutierungsschaltung durch jedes dieser Zündsignale aktiviert.

Während dieser gleichen Anfangsperiode erzeugt der Verstärker 72 eine relativ geringe Anstiegsgeschwindigkeit der Dreiecksspannung, da der Eingangsstrom zum Summierungspunkt 76 über den Widerstand 86 geliefert wird. Wenn die Sägezahnspannung einen Wert erreicht, welcher durch den vom Bedienungsmann eingestellten Wert und den Stromregler 94 bestimmt wird, wird vom Komparator 92 ein Ausgangssignal erzeugt, welches den monostabilen Multivibrator 98 triggert oder durchschaltet. Vom Multivibrator 98 wird dann ein Zündsignal erzeugt, und auf den Zündanschluss des Thyristors 18 gekoppelt, wodurch der Thyristor 18 zum Stromdurchlass gezündet wird und den Stromfluss durch die Armatur 14 und die Feldwicklung 16 ermöglicht.

Die Synchronisation zwischen den vom monostabilen Multivibrator 68 erzeugten Kommutierungs-Zündimpulsen und den Zündimpulsen für den Zerhacker von dem monostabilen Multivibrator 98 wird dadurch erreicht, dass der Verstärker 72 zurückgestellt wird, wenn der Multivibrator 68 getriggert wird. Daher werden die Kommutierungszündimpulse über die Leitung 9o auf den Gitteranschluss des Transistors 88 gekoppelt und zwingen daher den Transistor 88 in den stromdurchlässigen Betriebszustand. Der Stromdurchlass am Transistor 88 gestattet eine schnelle Entladung des Kondensators 74 und führt zu

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einem Rückstellen der Sägezahnspannung des Ausgangssignals des Verstärkers 72 auf einen Anfangszustand.

Mit dem Ansteigen des Wertes für die durchschnittliche Stromstärke durch den Stromwandler 24 in Folge der Wirkung des Stromreglers 94 kann die Stromstärke einen Wert erreichen, welcher dem durch das Potentiometer 5o eingestellten Wert entspricht. Wenn dies geschieht, dann springt das Ausgangssignal vom Komparator 46 auf einen hohen Wert und gestattet das Durchschalten des Flip-Flops 56 durch den nächsten auftretenden Taktimpuls vom Flip-Flop 64. Bei durchgeschaltetem Flip-Flop 56 ist der Ausgangsanschluss Q auf einem hohen Wert oder der logischen 1 und der Ausgangsanschluss Q ist auf einem niedrigen Wert oder der logischen Null. Die jeweiligen Ausgangssignale Q bzw. Q befähigen das UND-Gatter 6o bzw. hemmen das UND-Gatter 62. Daher werden dem Multivibrator 68 nunmehr Zündimpulse mit der höheren Taktfrequenz zugeführt, so dass nunmehr dem Thyristor 28 Zündimpulse mit der höheren Frequenz zugeführt werden. Für diesen Betrieb bei höherer Frequenz wird das Ausgangssignal Q auch noch über den Widerstand 8o dem Summierungspunkt 76 zugeführt, um au± diese Weise den Spannungspegel am Verzweigungspunkt K zu erhöhen und damit eine schnelle Integration und eine schnellere Anstiegszeit des Sägezahnausgangssignals vom Verstärker 72 zu gestatten.

Es ist ersichtlich, dass auf diese Weise die Betriebsfrequenz der Kommutierungsschaltung für den Thyristor 18 abhängig ist von der durchschnittlichen Stromstärke in der Armatur 14 und der Feldwicklung 16. Wie bereits gezeigt, sinkt der WeI-ligkeitsstrom in dem Motorkreis mit erhöhter Betriebsfrequenz und daher wird die Gesamtstromstärke Spitze-Spitze dadurch stabilisiert, dass der Welligkeitsstrom durch Frequenzerhöhung reduziert wird, wenn die durchschnittliche Stromstärke einen vorbestimmten Wert erreicht. Umgekehrt lässt man durch geeig-

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nete Frequenzverringerung eine Vergrösserung des Welligkeitsstroms bei einem niedrigen Wert der durchschnittlichen Motorstromstärke zu und die Gesamtstromstärke Spitze-Spitze bleibt dabei innerhalb der zulässigen Grenzwerte. Bei niedrigen Werten der durchschnittlichen Stromstärke werden die Welligkeitsstromstärken noch zusätzlich durch die vergrösserte Induktanz des Motorkreises abgeschwächt, das heisst der Flusspegel in der Eisenkern-Induktanz des Kreises ist relativ niedrig, so dass die Kerne nicht gesättigt sind. Mit dem Ansteigen der durchschnittlichen Stromstärke und der Erzeugung einer entsprechenden Steigerung der Kernflusspegel wird die Induktanz des Kreises verringert. Die Vergrösserung der Betriebsfrequenz bei höheren Werten der durchschnittlichen Stromstärke ergibt jedoch eine Reduzierung der Spitzenwerte der Welligkeitsstromstärken, so dass die Gesamtstromstärke des Motors innerhalb vorbestimmter Grenzwerte bleibt. Weiterhin wird durch den Betrieb des Motorkreises 12 mit niedriger Frequenz während des anfänglichen Startens des Motors ein Rucken verhindert, da die von der Kommutierungsschaltung allein beigetragene mittlere Stromstärke auf einem niedrigeren Wert ist.

Obwohl in der abgebildeten Ausführungsform die Verwendung eines Stromrückkoppelungssignals vom Wandler 24 zur Einstellung der Frequenz des Systems gezeigt wurde, könnte auch in gleicher Weise ersichtlich das Stromstärke-Sollwertsignal vom Stromregler 94 verwendet werden. In einigen Anwendungsfällen, zum Beispiel beim Auftreten von grossen Nadelimpulsen der Stromstärke im Motorkreis, kann die Verwendung des relativ stabilen Stromstärke-Sollwertsignals vom Regler 94 erforderlich werden, um eine/unerwünschte Umschaltung zwischen den Betriebsfrequenzen zu verhindern. Es ist zu beachten, dass bei dem typischen Steuersystem der hier beschriebenen Bauform das Stromstärke-Sollwertsignal vom Regler 94 und das Stromstärke-Rückkoppelungssignal vom Wandler 24 praktisch identisch sind, wenn man die gelegent-

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lieh auftretenden Nadelimpulse der Stromstärke im Motorkreis nicht berücksichtigt. Weiterhin ist es für den Fachmann ersichtlich, dass der Stromwandler 24 entweder auf die Anzeige von durchschnittlichen Stromstärken oder Spitzenstromstärken eingerichtet werden kann und dass jeder dieser Parameter durch eine geeignete Einstellung des Umschaltpunktes des !Comparators 46 mit Hilfe des Potentiometers 5o benutzt werden kann

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*4

Leerseite

Claims

Patentansprüche:

\1.)/ Frequenzsteuersystem für eine Zerhackerschaltung, wobei die Zerhackerschaltung einen steuerbaren Schalter enthält und zur Zuführung von Leistung aus einer Gleichspannungsquelle zur Armatur eines Gleichstrommotors über die Umschalteinrichtung mit abwechselnder Einschaltung und Ausschaltung dient, wobei das Steuersystem umfasst:

a) Einrichtungen zur zyklischen Einschaltung des steuerbaren Schalters mit einer einstellbaren Frequenz,

b) Einrichtungen zum Abschalten oder Sperren des steuerbaren Schalters, nachdem dieser während eines Bruchteils einer Periode der einstallbaren Frequenz eingeschaltet war,

gekennzeichnet durch

c) Einrichtungen (24) zur Erzeugung eines Stromsignals, welches repräsentativ ist für die Ist-Stromstärke in der Motorarmatur (14),

d) Komparatoreinrichtungen (94, 92) zum Vergleich des Signals für die Ist-Stromstärke mit einem Signal (95) für die Soll-Stromstärke und zur Änderung des Bruchteils der Periode im Sinne einer Reduzierung der vorhandenen Differenz zwischen den Signalen für die Ist-Stromstärke und die Soll-Stromstärke und

e) Einrichtungen (72 bis 8 8) zur Steuerung der genannten Frequenz in Abhängigkeit von dem Signal für die Ist-Stromstärke.

2.) Frequenzsteuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Änderung des Bruchteils der Periode unabhängig von dem Frequenzwert der einstellbaren Frequenz durchführbar ist.

3.) Frequenzsteuersystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Frequenz auf einem ersten

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niedrigen Wert gehalten wird, wenn die Armaturstromstärke grosser ist als ein vorbestimmter Wert, und auf einer zweiten höheren Frequenz, wenn die Armaturstromstärke gleich oder grosser ist als dieser vorbestimmte Wert.

4.) System nach Anspruch 2 und 3, gekennzeichnet durch einen Sägezahnfunktionsgenerator oder Rampenfunktionsgenerator (72, 74), welcher ein Rampenfunktionsausgangssignal mit einer ersten Anstiegsgeschwindigkeit liefert, wenn die Armaturstromstärke kleiner ist als der genannte vorbestimmte Wert, und das Signal bei einer zweiten anderen Anstiegsgeschwindigkeit liefert, wenn die Ist-Armaturstromstärke gleich oder grosser ist als dieser vorbestimmte Wert, einen Komparator (92), welcher als die beiden zu vergleichenden Eingangssignale das Ausgangssignal des Rampenfunktionsgenerators und ein Vergleichssignal erhält, welches dem Sollwertstromstärkesignal (95) entspricht, wobei der Komparator (92) ein Ausgangssignal entsprechend diesem Vergleich jedesmal dann erzeugt, wenn seine Eingangssignale Gleichheit erreichen und die Einschaltfunktion durch die genannte Einschalteinrichtung (98) bei Vorhandensein jedes dieser abgegebenen Vergleichsausgangssignale durchführbar ist.

5.) System nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen Stromstärkeregler (94), der als Eingangssignal das genannte Stromstärkesollwertsignal erhält und als Ausgangssignal das genannte Vergleichssignal abgibt.

6.) System nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Einschalteinrichtung (98) einen ersten monostabilen Multivibrator (98) enthält und die genannte Abschal teinrichtung in ihrer Ausgangsseite einen zweiten monostabilen Multivibrator (68) enthält.

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7.) System nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Abschalteinrichtung weiterhin vor dem zweiten monostabilen Multivibrator (68) eine Frequenzgeneratoreinrichtung (46 bis 66) enthält, welche bei Vorhandensein des genannten Signals für die Ist-Stromstärke die Abgabe von Ausgangsimpulsen durch den zweiten monostabilen Multivibrator (68) mit einer relativ niedrigen Frequenz veranlasst, wenn die Armaturstromstärke kleiner ist als eine vorbestimmte Amplitude, und mit einer zweiten höheren Frequenz, wenn die Armaturstromstärke gleich oder grosser als die letztere vorbestimmte Amplitude ist.

8.) System nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch eine Anordnung (88) zur Rückstellung des Rampenfunktionsgenerators auf einen Anfangswert, von dem ausgehend die Rampenfunktion bei Abgabe eines Ausgangsimpulses durch den zweiten monostabilen Multivibrator (69} ansteigt.

9.) System nach Anspruch 7 oder 8, bei dem die Zerhackerschaltung als gesteuerte Schaltereinrichtung einen ersten gesteuerten Gleichrichter (Thyristor) und weiterhin eine Kommutierungsschaltung enthält, weiche noch einen zweiten gesteuerten Gleichrichter (Thyristor) umfasst, wobei bei Jedem gesteuerten Gleichrichter eine Zündelektrode vorgesehen ist z-ur Zuführung eines Zündsignals, welches den jeweiligen gesteuerten Gleichrichter einschaltet (uder stromdurchlässig macht), wobei die Zerhackerschaltung so angeordnet ist, dass die Zuführung eines Zündsignals zum ersten gesteuerten Gleichrichter diesen ersten gesteuerten Gleichrichter einschaltet und die Zuführung eines Zündsignals zum zweiten gesteuerten Gleichrichter ein Abschalten oder Sperren des ersten gesteuerten Gleichrichters ergibt, dadurch gekennzeichnet, dass der erste monostabile Multivibrator (98) zur Abgabe von Ausgangsimpulsen als Zündsignale an den ersten gesteuerten Gleich-

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richter (Thyristor) (18) geschaltet ist und der zweite monostabile Multivibrator (18) zur Abgabe von zusätzlichen Ausgangsimpulsen als Zündsignale an den zweiten gesteuerten Gleichrichter (28) geschaltet ist.

1o.) Frequenzsteuerungssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz bei diskreten Stufen der Amplitude des Ist-Stromstärkesignals variierbar ist.

11.) Frequenzsteuersystem nach Anspruch 1o, dadurch gekennzeichnet, dass die diskreten Stufen der Ist-Stromstärke so gewählt sind, dass die durch den Motor und die dem Motor zugeordneten Schaltungen dargestellte effektive Impedanz in vorbestimmten Grenzwerten liegt.

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