DE2357067A1

DE2357067A1 - Vorrichtung zur sprachanalyse

Info

Publication number: DE2357067A1
Application number: DE2357067A
Authority: DE
Inventors: Jean-Frederic Zurcher
Original assignee: ZURCHER JEAN FREDERIC
Current assignee: ZURCHER JEAN FREDERIC
Priority date: 1972-11-16
Filing date: 1973-11-15
Publication date: 1974-05-30
Also published as: DE2357067B2; US3852535A; GB1445855A; DE2357067C3; FR2206889A5

Description

Anmelder: Jean-Frederie Zürcher, Iiannion, Prankreich

Vorrichtung zur Sprachanalyse

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Analyse des gesprochenen Wortes und insbesondere eine Anordnung zur Echt Zeitbestimmung der Grundfrequenz oder des Grundtons von Sprachwellen.

Die Tonhöhe oder der Grundton des gesprochenen Wortes werden oft dargestellt als die Wiederholung von Wellenmustern, welche aus bestimmten Kombinationen von Prequenzkomponenten gebildet sind, die definierte -A-mplitudenpegel und Frequenzverhältnisse aufweisen, und zwar im Verhältnis zueinander, In Kanalvocoder-Systemeh sind diejenigen Parameter, welche aus der Sprachwelle entnommen werden, die Energien, die in benachbarten Frequenzbändern des Sprachwellenspektrums enthalten sind, weiterhin eine Entscheidung darüber, ob ein stimmhafter oder ein stimmloser Klang vorliegt, und schließlich der Grundton. Die Entscheidung über stimmhaften oder stimmlosen Klang sowie der Grundton werden dazu verwendet, um den harmonischen

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Gehalt der komplexen Sprachwelle zu definieren.

Es sind zahlreiche Einrichtungen zur Ermittlung des Grundtones oder zur Ermittlung der Tonhöhe bekannt« Im allgemeinen wird die Grundfrequenz einer komplexen Sprachwelle ermittelt, indem die größeren Spitzen der Welle mittels einer Anordnung herausgesucht werden, welche RC-Elemente enthält, denen die gleichgerichtete, komplexe Wellenspannung zugeführt wird. Der Zweck einer solchen Anordnung besteht darin, den Kondensator eines RC-Kreises auf den Pegel eines höheren Spitzenwertes aufzuladen und die niedrigeren Spitzenwerte mittels einer langsamen Entladung über den Widerstand des Kreises zu eliminieren. Auf diese Welse wandelt der Grundtondetektor das analoge Sprachsignal in ein Signal, welches die ansteigende Vorderflanke der größeren Spitzen enthält, und er ersetzt weiterhin die abfallende Hinterflanke dieser Spitzen durch eine abfallende Y/ellenform und erzeugt Markierungsimpulse jedesmal dann, wenn die Amplitude des Sprachsignals das abfallende Wellenformsignal überschreitet.

Das oben erwähnte, einfache RC-Netzwerk ist jedoch, unzureichend, wenn es für sich alleine verwendet wird, um ordnungsgemäß eine größere Spitze pro Grundton herauszusuchen. Es ist auch bekannt, das Sprachwellensignal nicht linear zu verstärken derart, daß die Unterschiede in der Amplitude zwischen größeren und kleineren Spitzen teilweise übertrieben dargestellt werden, und zwar auf ein solches Maß, daß sie praktisch leicht zu handhaben sind, wobei dann die Spitzenamplitude der größeren Spitzen durch eine Sättigungsrückführung ausgeglichen wird. Es ist weiterhin bekannt, die Markierungsimpulse dadurch zu verarbeiten, daß diejenigen Zeitintervalle miteinander verglichen werden, welche zwei benachbarte Markierungsimpulse voneinander trennen, und diejenigen Intervalle zu streichen, welche

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sich jeweils von dem vorhergehenden in einer beliebigen Richtung um mehr als einen vorgebbaren Prozentsatz unterscheiden, und diese durch das vorhergehende Intervall jeweils zu ersetzen.

Somit werden durch die bekannten Grund.ton-Detektoren die ■ Zeitintervalle zwischen benachbarten Markierungsimpulsen verarbeitet, und es wird jedes Intervall zwischen zwei solchen Markierungsimpulsen als-möglicher Grundton angesehen. Aufgrund der Tatsache, daß es während der Übertragung oft geschieht, daß die niedrigeren Frequenzen des Sprachsignals durch das Übertragungsmedium stark abgeschwächt werden, ergibt sich, daß die höheren Spitzen, welche die Grundfrequenz des Sprachsignals festlegen, praktisch nicht höher liegen als diejenigen Spitzen, die aus der Kombination von. harmonischen Komponenten herrühren. In der Tat tritt es sehr häufig auf, daß zwei oder mehrere größere Impulse von im wesentlichen gleicher Amplitude in derselben Periode zusammen auftreten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, in einem Grundton-Detektor die Selektion der höheren Spitzen zu verbessern.

Allgemein läßt sich feststellen, daß diese Verbesserung dadurch erreicht wird, daß sowohl die Markierungsimpulse als auch diejenigen Perioden verarbeitet werden, welche durch die Markierungsimpulse festgelegt sind. ;

Gemäß der Erfindung wird die an sich bekannte Korrekturbedingung verwendet: .

Selektion der vorhergehenden Periode, wenn^die momentane Periode größer oder kleiner ist als die vorhergehende Periode, und zwar sich stärker von dieser vorhergehenden Periode unterscheidet als um einen vorgebbaren Toleranzbetrag, wobei

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diese Korrekturbedingung jedoch vervollständigt wird zu:

(zweite Bedingung) Selektion der vorhergehenden Periode, wenn die momentane Periode größer oder kleiner ist als diese vorhergehende Periode, und zwar sich stärker von dieser vorhergehenden Periode unterscheidet als um einen vorgebbaren Toleranzbetrag, wobei eine Vorkehrung dagegen getroffen ist, daß zweimal hintereinander die vorhergehende Periode ausgewählt wird, wobei weiterhin die beiden folgenden Bedingungen zusätzlich berücksichtigt sind:

(erste Bedingung) eines Markierungsimpulses, der von dem vorhergehenden Markierungsimpuls durch ein Intervall getrennt ist, welches kürzer ist als die vorhergehende Periode, und zwar sich von dieser um mehr als um einen vorgegebenen Toleranzbetrag unterscheidet, wobei verhindert ist, daß zwei aufeinander folgende Markierungsimpulse ausgelassen werden;

(dritte Bedingung) Teilung des Grundton-Wertes durch zwei, wenn er größer ist als eine untere Grenze von beispielsweise 15 ms (65 Hz) für eine männliche Stimme und 8 ms (125 Hz) für eine weibliche Stimme.

Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigen:

Mg. 1 ein Blockschema der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung,

Pig. 2 ein detaillierteres Blockschema der Spitzenmarkierungsschaltung 3 der Pig. 1 gemäß der Erfindung,

Pig. 3 eine Ausführungsform des einen der zwei Integratoren der Fig. 2,

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Figo 3a ein Signaldiagramm, welches die Arbeitsweise der Einrichtung der Fig. 2 erläutert,

Fig» 4 eine detaillierte Ausführungsform der Korrekturschaltungen der Fig. 1 gemäß der Erfindung in Form eines Blockschaltbildes,

Fig. 5 ein zweites Signaldiagramm, welches die Arbeitsweise bestimmter Schaltungen der Fig. 4 veranschaulicht,

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Durchführung eines logischen Algorithmus gemäß der Erfindung,

Fig. 7 ein drittes Signaldiagramm, welches die Arbeitsweise bestimmter Schaltungen der Fig. 4 veranschaulicht,

Figo 8 logische Schaltungen, welche zu der Meßschaltung sowie zu der Schaltung zum Einspeichern der Fig. 1 gehören und

Fig. 9 ein Signaldiagramm zur Erläuterung der Bedingungen, die von der Grrundton-Abtast-Verarbeitungseinrichtung berücksichtigt werden.

In allen Figuren tragen dieselben Schaltelemente dieselben Bezugszeichen.

Die Fig. 1 zeigt die allgemeine Organisation der erfindungsgemäßen Anordnung, und zwar in Form eines Blockachemas. Die Fig. 1 zeigt die Eingangsschaltungen 1, weiche die Sprachsignale erzeugen, die zu analysieren sind, und zwar in Verbindung mit den Entscheidungsschaltungen 2, welche

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zwischen klangvollen und nicht klangvollen lauten unterscheiden, und schließlich die Markierungsschaltungen für die maximalen Spitzen 3. Diese zwei Blöcke sind untereinander und mit den Korrekturschaltungen 4 verbunden, die ihrerseits mit den Meßschaltungen und den Einspeicherschaltungen 5 verbunden sind, welche auch durch die Entscheidungsschaltungen 2 bezüglich der klangvollen oder nicht klangvollen laute gesteuert sind.

Diese Schaltungen 2, welche das Vorhandensein oder das NichtVorhandensein des Klanges in dem zu analysierenden Signal bestimmen und ein entsprechendes Entacheidungssignal P erzeugen, sind an sich bekannt. Bei diesen Schaltungen wird das Prinzip angewandt, nach welchem die Energie der klangvollen laute im wesentlichen in dem Frequenzband unterhalb von 700 Hz enthalten ist, während die Energie der nicht klangvollen laute oberhalb von 1500 Hz auftritt, so daß es genügt, die Energie E₂ des zu analysierenden Signals oberhalb von 1500 Hz mit der Energie E₁ dieses Signals unterhalb von 700 Hz zu vergleichen. Die Funktion P wird gleich 1, wenn die ermittelte Energie E₁ größer ist als E_p, dieser Zustand muß jedoch bestätigt werden. Die Punktion des umgekehrten Falles ist gleich 0,und dieser zweite Zustand wird angenommen.

Um zu diesem Ergebnis zu gelangen, genügt es gemäß der Erfindung, zwei Ketten zur Verarbeitung des Signals vorzusehen, von denen die eine die Energie E₁ erzeugt, welche alle Komponenten des verstärkten Tonspektrums auafiltert, die zwischen den niedrigsten Frequenzen und 700 Hz liegen, während die andere, welche die Energie E₂ erzeugt, nur diejenigen Komponenten verstärkt, deren Frequenzen oberhalb von 1500 Hz liegen. Die Ausgangssignale dieser Ketten werden dann abgetastet, und zwar mit doppeltem Polwechsel, werden zwischen 0 und 20 Hz ausgefiltert und werden in

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in einem Differentialverstärker verglichen, welcher das Ergebnis des Vergleichs der Energien E₁ oder Ep liefert.

Eine derartige Anordnung ist jedoch nicht ausreichend, um ein ordnungsgemäßes Arbeiten dieses "Klang"-Detektors zu gewährleisten. Weiterhin ist als Vorsichtsmaßnahme eine Schaltung vorgesehen, welche feststellt, daß ein gesprochenes Wort vorliegt.. Diese Schaltung umfaßt eine Schaltungskette, welche ähnlich aufgebaut ist wie die zwei oben beschriebenen, in welcher jedoch das Band der verarbeiteten Frequenzen das normale Sprachband ist, und zwar ohne Be-. grenzung. Ein Komparator ändert seinen Zustand, wenn eine experimentell festgelegte Schwelle überschritten wird. Solange diese Sehwelle nicht überschritten ist, geht die Schaltungsanordnung davon aus, daß das zugeführte, zu analysierende Signal kein Sprachsignal ist und übermittelt insofern als Endergebnis, welches an andere Teile des Vocoders übertragen wird, das Signal "nicht klangvoll" oder P.

Die Fig. 2 zeigt in Form eines Blockschaltbildes das Schaltschema der Schaltungen 3 der Fig. 1. Diese Schaltungen 3 empfangen an ihren Eingängen Signale a und P, die jeweils von den Schaltungen 1 und 2 der Fig. 1 herkommen, und erzeugen ein Ausgangs signal j-, welches zu der Schaltung 4- der Fig. 1 übertragen wird. Diese Signale werden beide an homologe Punkte des Eingangs der zwei Schaltketten geführt. Diese Schaltungen 3 tasten die Spitzen des Tonsignals ab, welches nach Verstärkung und Filterung durch ein Tiefpaßfilter eine Grenzfrequenz von 100 Hz und einen Gradienten von 12 dB/Oktave aufweist, welches dann in den Eingangsschaltungen 1 in seiner Amplitude komprimiert wird, einer weiteren Filterung unterzogen wird, welche dazu dient, die restliche Komponente mit 50 Hz auszufiltern, welche von den verschiedenen Übertragungselementen herrührt. Dann wird

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dieses Signal den zwei identischen Schaltketten zugeführt, die im unteren und im oberen Teil der Fig. 2 dargestellt sind und deren verschiedene Elemente durch dieselben Bezugszeichen bezeichnet sind, die jeweils mit einem ungeraden oder einem geraden Index voneinander unterschieden sind, wobei die Bezugszeichen nur zwei Ziffern aufweisen, welche getrennten Elementen zugeordnet sind.

Diese zwei Ketten weisen Verstärker 2O₁ und 2O₂ auf, wobei die untere Kette weiterhin einen analogen Inverter 19 umfaßt. Das von der Schaltung 1 kommende Signal wird somit in diesen zwei Ketten derselben Verarbeitung unterzogen, wobei die obere Kette der Verarbeitung der positiven Spitzen und die untere Kette der Verarbeitung der negativen Spitzen, jeweils zugeordnet ist. Es genügt somit, die obere Kette zu beschreiben.

Dem Verstärker 2O₁ ist eine Expandierstufe 2I₁ nachgeschaltet, welche eine Diode parallel zu einem Reihenwiderstand aufweist, der mit einem Ableitungswiderstand verbunden ist. Diese Expand!erstufe von bekanntem Typ hat die Funktion, den Durchgang der positiven Spitzen zu fördern, für welche die Diode praktisch einen geringen Widerstand darstellt, während der Rest des Signals, welcher diese Diode nicht blockiert, abgeschwächt wird.. Durch diese Expandierstufe werden somit die Spitzen etwas feiner derart, daß ihre zeitliche lage genauer definiert ist. Das auf diese Weise verarbeitete Signal wird einem Verstärker oder einer Anpaßstufe 22₁ zugeführt, welche die Gleichstromkomponente nicht durchläßt, indem sie ein Signal U₁ erzeugt und eine Anpassung der Ausgangsimpedanz der Expandierstufe 22₁ an die Eingangs impedanz des Komparators 28.| ermöglicht, und zwar im Hinblick auf das Signal U₁, und weiterhin an die Eingangsimpedanz der zweiten Anpaßstufe 23.., deren Ausgangsimpedanz hoch ist und in welcher eine neue Gleichstromkomponente dem Signal überlagert wird, welche dem,Signal beim

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Durchgang durch die Anpaßstufe 22., entnommen wurde.

Jas Ausgangssignal von 23-, wird dann einem Integrator von besonderer Art 25-, zugeführt, der nachfolgend beschrieben wird, zumindest insoweit, wie es nicht gegen Masse abgeleitet wird, wenn die Anpaßstufe 23., durch den elektronischen Unterbrecher 17- kurzgeschlossen ist. . Das durch den Integrator 25-, erzeugte Signal U₂ wird von dem Komparator 28.. mit dem Signal u. verglichen. Das aus diesem Vergleich resultierende Signal wird der Anpaßstufe 26., zugeführt, weiche dem Unterbrecher 17., die erforderliche Leistung zuführt, und zwar Xn einem geeigneten Spannungsmaßstab, und es wird andererseits einer Impedanzanpassungsstufe 24-, zugeführt, welche dazu geeignet ist, die Leistung für den Verstärker 2CL zu liefern, wo sich die Spannungen addieren, welche von den Eingangsschaltüngen 1 und von dieser Anpaßstufe 24., kommen. Weiterhin steuert das Ausgangssignal der Anpaßstufe 24-, eine monostabile Kippstufe 27, die ihrerseits die Kippstufe 29 steuert, und zwar durch eine Planke, welche der Rückflanke des Vergleichsimpulses entspricht» Weiterhin steuert das Signal P, welches von der Anordnung 2 ausgeht, den unterbrecher 17. - .

Das Schaltschema von einem der zwei Integratoren 251 und 252 ist in der Fig. 3 dargestellt. Er umfaßt zwei Transistoren, welche derart zu einem Verstärker zusammengeschaltet sind, daß eine sog. Darlingtonschaltung entsteht, und zwar der PHP-Transistor 31 und der NPU-Transistor 30, daß die Ausgangsklemme des Verstärkers mit der Masse über ein RC-Netzwerk 32, 33 verbunden ist, welches durch den Zusatzwiderstand 34 vervollständigt ist, der mit dem Unterbrecher 17 verbunden ist, über welchen eine Masseverbindung hergestellt werden kann. Der Unterbrecher 17 verhält sich wie · ein variabler Widerstand, der fortschreitend von einem Wert Null auf einen unendlichen Wert geht, und zwar in

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etwa vier bis fünf Perioden, wenn das Signal P vom Zustand "O" in den Zustand "1" übergeht. Die aus dem Widerstand und dem Unterbrecher 17 gebildete Schaltungsanordnung hat den Widerstand R₁. Dieser Integrator verfügt somit über

HT?-ι C

zwei Zeitkonstanten: RC und §τ|ρ· Die Arbeitsweise dieses Integrators ist folgende: Wenn eine positive Spitze von 23₁ oder von 23₂ an die Basis des Transistors 30 gelangt, läßt der Ladungsstrom, welcher durch die zwei Transistoren 30 und 31 geliefert wird, die Spannung an den Klemmen des Kondensators 33 anwachsen, bis das Maximum der Spitze erreicht ist. Anschließend nimmt die Amplitude dieser Spitze ab, und die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 30 ist im umgekehrten Sinne polarisiert, da die Spannung an den Klemmen des Kondensators 33 nicht so rasch abgenommen hat wie diejenige an der Basis des Transistors 30. Daraus ist ersichtlich, daß diese Schaltungsanordnung, die sog. Darlington-Schaltung, obwohl sie eine geringe Ausgangsimpedanz aufweist, einen größeren Ausgangsstrom nur in einer Richtung liefern kann, und zwar ebenso wie die Darlington-Schaltung.

Unter diesen Bedingungen beginnen die zwei Transistoren zu blockieren, die. Spannung U₂ wird dan höher als. die Spannung U₁, der Komparator 28.. ändert seinen Zustand, und dies hat zur Folge, daß der Eingang des Integrators 25-j durch das Ansprechen des Unterbrechers 17-, kurzgeschlossen wird. Die zwei Transistoren 30 und 31 werden dann vollständig blokkiert, und der Kondensator 33 entlädt sich in dem entsprechenden Äquivalenzwiderstand .

Es ist zu bemerken, daß die Entladung des Kondensators 33 in einer Widerstandsanordnung erfolgt, welche" zwischen den 'zwei Grenzen, die durch die Anordnung der Parallelwiderstände 32 und 34 einerseits und den Widerstand 32 andererseits gebildet sind, eine fortschreitende Veränderung hervorruft,

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und zwar aufgrund des Überganges des Transistors,.welcher den Unterbrecher 17 bildet, vom durchlässigen in den gesperrten Zustand.

Es ist weiterhin ersichtlich, daß die Regelung der Gleichstromkomponente, welche' dem Signal in der Anpaßstufe 23-j überlagert wird, derart beschaffen ist, daß die Spannung U₂ leicht unterhalb der Spannung U₁ liegt, damit das Ansprechen des Komparators 28- in zuverlässiger Weise rasch erfolgt. Dieses Ansprechen ist somit vorbereitet, und die Zustandsänderungen des Komparators, deren Einzelheiten nachfolgend erläutert werden, sind sorgfältig programmiert.

Die Fig, 3a enthält Signaldiagramme, welche die Arbeitsweise der Schaltungen der Fig. 2 erläutern. Das Diagramm a stellt diejenige Spannung dar, welche nach.der Filterung in den Eingangsschaltüngen 1 erreicht wird, wo nur die niedrigen Frequenzen des Tonspektrums vorhanden sind, d.h., die klangvollen Laute, wie es.durch das Diagramm f gezeigt ist, wo die Spannung U₂, die zu der Zeit T₀ einen Maximalwert erreicht, anschließend exponentiell derart abnimmt, daß die Spitze von U₁, die nach T₁ liegt, eine geringere Amplitude als U₂ in demselben Zeitpunktaufweist, wodurch keine Zustandsänderung des Komparatore 28- hervorgerufen wird. Um dies zu ändern, überträgt eine RG-Rückkqpplungsschaltung (Fig'. 2.) 28₁₂ und 2S₁₁ von U₁ auf U₂ an den Eingang u₂ eine Wechselspannung, welche von U₁ abgeleitet ist und welche die Entladung (Diagramm f) in der Weise leicht modifiziert, daß die Zeitkonstante etwas geringer ist, gemäß der in unterbrochenem Linienzug dargestellten unteren linie U₂', ohne daß das Trennvermögen zwischen den zwei benachbarten Spitzen vermindert wäre. Die Entladung des Kondensators ist in gewisser Weise durch das Signal selbst moduliert, da seine Veränderungen teilweise überlagert werden.

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Das Diagramm f" veranschaulicht einen normalen Betrieb der Einrichtung, und dem entspricht das Signal g, wo Impulse für jede positive Spitze auftreten. Es ist ersichtlich, daß ihre erste Flanke oder ihre Vorderflanke an den Stellen auftritt, welche jeweils durch den Schnittpunkt der Kurven, welche U₁ und U₂ darstellen, bestimmt we.rden.jund daß dieser Schnittpunkt zeitlichen Verlagerungen ausgesetzt ist, die durch die Amplitudenänderungen der Spannung U₁ hervorgerufen werden, wie es durch den Impuls dargestellt ist, der im Bereich der Vertikalen T₁ durch unterbrochene linien gezeichnet ist.

Hingegen ist der Schnittpunkt, welcher sich auf die zweite Planke oder die Rückflanke bezieht, durch den Beginn der Abnahme von U₂ markiert, was mit der Spitze von U₁ zusammenfällt. In dem Augenblick, in welchem U₂ größer wird als U₁, ändert der Komparator 28.. seinen Zustand, was in unmittelbarer Nähe der Spitzen von U₁ auftritt und die Unabhängigkeit der Position der zweiten Planke in Bezug auf die Amplitude von U₁ erklärt, worin ein Vorteil liegt, welcher z.T. dazu verwendet wird, um aus Impulsen des Signals h die Periode der klangvollen Laute zu bestimmen.

Um im übrigen die Zustandsänderung des !Comparators 28.. zu bestätigen, werden seine Impulse nach dem Durchgang in der Anpassungsstufe 24^₁ den Spitzen überlagert, wie es oben erläutert wurde. Somit ist hierdurch ein Rückkopplungseffekt zustande gekommen, und zwar über die Rückkopplungsschleife 2O₁, 2I₁, 22₁ über den Komparator 2S₁ und über die Anpassungsstufen 2O₁ und 24-j, was durch das Signal f" veranschaulicht wird. Dieses Signal zeigt, daß eine Spitze, welche eine Zustandsänderung hervorgerufen hat, etwas mehr verstärkt wird als die nachfolgende Spitze, obwohl zwischen beiden kein großer Amplitudenunterschied besteht. Diese Rückkopplung erleichtert es somit, einen einzigen Spitzenwert auf zwei Spitzen anzuwenden, die dicht aufeinander

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folgen und die fast gleich sind. '■- :

Andererseits gehört eine Komprimierungsstufe zu den Eingangsschaltungen 1 und erzeugt eine Rüekkopplungszeit, um keine nicht—lineare Verzerrung zu bewirken; welche für das plötzliche Ansteigen des untersuchten Signals zu Beginn eines klangvollen lautes verantwortlich ist. Dieses Signal nimmt dann einen Wert an, der durch die Schaltelemente bestimmt ist und der somit nach vier bis fünf Perioden der Grrundfrequenz der menschlichen Stimme beispielsweise konstant bleibt. Während der Periode des Abnehmens, in welcher das Signal die Tendenz aufweist, gegen diesen konstanten Wert zu streben, wird die Auswahl der maximalen Spitzen durch die oben beschriebenen Einrichtungen unmöglich, und zwar insbesondere deshalb, weil das Abnehmen der Welle U₂ nicht rasch genug erfolgt, wodurch es notwendig wird, die zweite Zeitkonstante ξ S^1C einzuführen, von der bereits-die Rede war, und zwar

KH-Xt¹J

mittels des Unterbrechers 17, der gemäß den obigen Ausführungen fortschreitend von dem durchlässigen in den gesperrten Zustand übergeht, wenn das Signal Ψ von dem Zustand "1" in den Zustand "O" übergeht· Der fortschreitende Übergang

T? λ T?C

der minimalen Zeitkonstante _J - auf die maximale Zeitkon-

R-j+R

stante RC, welche der stabilen Phase der Komprimierungsstufe entspricht, erfolgt in vier oder fünf Perioden.

Die Arbeitsweise der unteren Kette der Fig. 2 entspricht derjenigen der oberen Kette, wobei an die Stelle der positiven Spitzen die negativen Spitzen des Signals treten, welche Impulse erzeugen, wie sie oben bereits behandelt wurden und welche direkt der Kippstufe 29 zugeführtwerden, während die Impulse der oberen Kette über den Kanal der monostabilen Stufe 27 geleitet werden, deren Punktion darin

besteht, aus den angelieferten Impulsen solche für die Anpaßstufe 24₁ zu erzeugen. Von diesen Impulsen werden nur die zweiten Planken verwendet, da die ersten ziemlich

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schlecht definiert sind, wie es oben bereits erläutert wurde, um kalibrierte Impulse zu erzeugen, und zwar mit steilen Flanken, welche dazu geeignet sind, in präziser Weise in der Kippstufe 29 verarbeitet zu werden derart, daß die Periode des Grundsignals besser definiert ist.

Das Diagramm der Signale g, h, i und j veranschaulicht diese Arbeitsweise. Die Impulse des Signals g kommen von den positiven Spitzen des Diagramms f" her, welche zu einer Zustandsänderung des Komparators 28^ geführt haben.

Diese Impulse verursachen einen zweiten Impulszug h, der durch die monostabile Stufe 27 erzeugt wird, deren Impulse dazu verwendet werden, den Zustand der Kippstufe 29 zu ändern, welche das Signal j erzeugt. Die Rückkehr dieser ■ Kippstufe in den Zustand "1" ist durch die Impulse i gewährleistet, welche von den negativen Spitzen des Diagramms f" herrühren und in der unteren Kette verarbeitet werden. Es ist zu bemerken, daß der dritte Impuls h ohne Auswirkung auf die Kippstufe 29 bleibt. Ihr Zustand wird durch den zweiten Impuls i verändert.

Das Signal j, welches durch die Kippstufe 29 erzeugt wird, und das Signal P, welches durch die Schaltungen 1 erzeugt wird, steuern die Korrekturschaltungen 4 der Fig. 1, deren Detailschema in der Fig. 4 dargestellt ist. Die Eingangssignale dieser Korrekturschaltungen sind somit die Signale j und P, und ihre Ausgangssignale sind die Signale F₁ und F₂.

Die Funktion P wird direkt dazu verwendet, einen Zähler auf Null zurückzustellen, der aus den Kippstufen 471, 472 und 474 gebildet ist, und in ihrer komplementären Form P, wel- -che im Inverter 452 erhalten wird, um die ODBR-Gatter 44_Q, 45-, 44.J und 451 zu speisen_e

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Diese Gatter bedienen ähnliche Organe: Sägezahn-Spannungsgenerator 4O_Q und 4O₁, Unterbrecher (identisch mit 1T₁ der Fig. 2) 43₀ und 43-j, weiche jeweils Impulsdehnstufen 41_Q und 4I₁ steuern. Die Spannungen des Generators 4Oq und der Dehnstufe 41 _Q werden in einem Komparator 42_Q dazu verwendet, Impulse derselben Art zu formen wie die Spannungen des Generators 4O₁ und der Dehnstufe 4I₁ in den Komparatoren 42.j und 42p, wobei zu bemerken ist, daß die Eingänge dieser letzteren gekreuzt sind. Die Signale' dieser Komparatoren werden einer Signalformung unterzogen und' steuern logische Schaltungen über Anpaßstufen 48_Q, 48.J und 48₂, die zwei Ausgänge aufweisen, nämlich einen positiven und einen negativen, welche komplementäre Signale liefern. Die logischen Signale, welche von der Kette 40_Q bis 48« herkommen, steuern die Kippstufe 455, und diejenigen, welche von den Ketten 4O₁ bis 4S₁ und 48₂ herkommen, steuern das UMD-Gatter 460, welches seinerseits die ODSR-Gatter 464 und 468 steuert.

Diese Ketten sind durch Sägezahngeneratoren wie 40_Q gesteuert, deren Schaltschema dasjenige eines Miller-Integrators ist, welcher den Operationsverstärkern angepaßt ist, wo ein Kondensator mit einem konstanten Strom geladen wird, wobei die durch das ODER-Gatter 440 gelieferten Impulse dazu dienen, diesen Kondensator durch das Ansprechen eines Unterbrechers zu entladen. Die Einzelheiten dieser Anordnung sind nicht dargestellt.

Die Verhältnisse liegen ebenso bei der Dehnstufe 4I₀* welche durch den Unterbrecher I₁ gesteuert ist, nämlich 430, wie es aus dem Diagramm der Figo 5 hervorgeht. Auf diesem Diagramm stellt das Signal a die Impulse dar, welche von dem ODER-Gatter 440 herkommen, welche den Kondensator des Integrators 4Oq derart entladen, daß die Sägezahnsignale erhalten werden, welche dem Signal b entsprechen. Gemäß

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der Zeit, welche zwei Impulse des Signals a voneinander trennt, erreicht die negative Amplitude dieses Sägezahns mehr oder weniger große Werte, welche in der Dehnstufe 41_Q eingespeichert werden, da der Unterbrecher 4J₀, welcher durch das ODER-Gatter 450 gesteuert ist, zehn Mikrosekunden geöffnet ist, bevor die Anstiegsflanke der Sägezahnwelle ankommt. Die Dehnstufe 41_Q liefert somit ein Signal mit aufeinander folgenden Stufen wie das Signal C (Pig. 5), welches mit c' "bezeichnet ist. Dieses Signal ist in der Pig. 4 bei Cj dargestellt. Durch eine klassische Potentiometeranordnung wird diese Stufenfolge an den Eingang des !Comparators 42q gelegt, und zwar ebenso wie das Signal, welches die Zustandsänderung dieser Stufe herbeiführt, entsprechend den logischen Zuständen des Signals e, bei welchem Impulse auftreten, wenn das Signal d höher liegt als das niedrigste Niveau der Sägezahnspannung b. Durch die Regelung der Potentiometeranordnung ist es möglich, den Zeitpunkt zu steuern, an welchem diese Impulse auftreten und damit auch das Auftreten bestimmter Impulse selbst. Dieser letzte Punkt ist wesentlich, denn dadurch ist es möglich, eine Verminderung der Periode des Signals j anzugeben.

Die anderen Elemente der oben beschriebenen identischen Schaltungen haben ähnliche Funktionen und erzeugen Signale, die in der Pig. 7 dargestellt sind. Der Komparator 42« liefert, ausgehend von den Ausgangsimpulsen der ODER-Gatter 44^ und 45*, negative Impulse, wenn die verstrichene Zeit größer war als die vorhergehende Periode, und zwar mit einer derart gewählten Toleranz, daß den natürlichen Schwankungen des Grundtons gefolgt werden kann. Was die durch den Komparator 42^ abgeschlossene Schaltungskette betrifft,, deren invertierter- Abgriff angegeben ist, so überträgt diese Kette die Verminderungen der Periode durch die Abwesenheit von positiven Impulsen. Durch die Anpaßstufen

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4.8 .j, und 48₂.,_; cttren- nicht investiertes; 4uagangSjaignal. ver-YterKle*: Mrd;,, wenden Signale- ajl· daa !^«Gatter 460 übertragen. -Me D^h&stufe 4t j. liefet einTStufenaignäl, welcJiea in der I¹Ig. 4"WiLt. C₂ gekenngeiphneitr ist*,- In dien unteren Teil tea SlGh^maö, der s,tär.l£«r a»f die Yerarbeitung logiactter Signale auagericlitet ist, gelangt; das Signal 3 (welches van den Schaltungen 3 herlcpijmt) _r und zwar an den iJingang der monostaMlen Stufe. 453>_: welche die; abfallenden Planken dazu verwendet^ die Signale Q_; und ^; (Pig. 7) zu erzeugen, deren Impuladauer auf 10 Mikrasekunden kalibriert ist. Das Signal Q steuert aeineraeita eine monostabile Kippstufe 454, welche die anateigenden Planken dazu ver^ wendet, Impulae mit gleicher Bauer von 15 Iffiferoaekunden zu erzeugen, welche mit.Q-, und; Z^ (Pig* 7) bezeiehnet sind. Das; Signal \ steuert die Gatter-45£ und 4"62r und; wird an dem Eingang des ODEEi-Gatter.s 45Q mit dem Signal f vereinigt. Dieaes Signal T wird weiterhin am Eingang des: OPEE-Gatters 440 mit dem Signal Q^ vereinigt, und die- rückwärtigen Planken der Punktion ^lassen die Kippstufen 471 ujad 472 weit er schalt en. Das Signal Q₁ setzt auch die Kippstufe 455 auf Null zurück, welche die Impulse der Punktion e zählt,

Die Kippstufen 471 und 442 steuern das IMD-Gatter 473, welches dann, wenn die Binär zahl 11 angezeigt wird und wenn sich* P im~Ziistand. "1'^r befindet,, aktiv ist,und das Signal 0 in den Zustand "1" bringt, was durch die Kippstufe 474 erfolgt. Wenn sich das Signal P im Zustand "O¹¹ befindet., stellt es die Kippstufe 471, 472 und 474 auf Hull zurück. '

Die Kippstufe 455 erzeugt, ausgehend von der Punktion ¥, das Signal CL und sein Komplement ^ . Das Signal Ö^,.. welches am Eingang·: deB UND-Gatt.era 450 mit Q: zum Schnitt kommt, bringt übei¹' den Inverter 457 den Zustand ä[ei:

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Kippstufe 458 zum Umschalten, welche die Signale B und 1 (Fig. 7) erzeugt. Das Signal U₁ wird mit 1 und mit Ü vereinigt, und zwar am Eingang des QDER-Gatters 461, und das auf diese Weise erhaltene Signal U₁ + H .+ ü überlagert sich am Eingang des UND-Gatters 462 mit (J, um das Signal F₂ = "^ ("O₁ + 1 + ü) zu erzeugen, welches an mehreren Punkten verwendet wird, insbesondere im ODER-Gatter 45-j, wo es mit dem Signal Γ vereinigt wird, das den Unterbrecher I 45-, steuert, und in der monostabilen Stufe 459, welche das Signal Q₂ erzeugt, mit Verzögerung bei 1?₂, wo es von den abfallenden Flanken an ausgesandt wird. Q₂ setzt die Kippstufe 458 auf Null zurück, während $₂ das ODER-Gatter 44₁ speist, wodurch der Generator 401 in Betrieb gesetzt wird.

Im übrigen ist dieses selbe Signal ]?₂, welches in 463 invertiert wird, zu F₂ geworden, und es wird auf die Zählanordnung 5 übertragen, wo es dazu verwendet wird, um die Grundperiode des Schalls zu bestimmen, denn es ist nur ein Impuls pro Periode vorhanden. Das Signal F₂ ^wi^r^ in dem ODER-Gatter 464 ebenfalls mit dem Produkt e^e.,¹ vereinigt, um das Signal ν zu liefern, welches die Kippstufe 466 steuert, wodurch B₁ und B₁ geliefert werden.

Verschiedene oben genannte Signale, nämlich Ü, welches von der Kippstufe 474 herkommt, e.^ O₁' vom UND-Gatter 460 und I₁ von der Kippstufe 466, werden im ODER-Gatter 468 miteinander vereinigt, indem das Signal F₁ - B + O₁ e.,¹ + U erzeugt wird, welches an den Eingang des UMD-Gatters 470 übertragen wird, und zwar mit dem Signal F₂, indem die monostabile Kippstufe 467; gesteuert wird, und zwar auf die negativen Flanken der Impulse. Das Signal Q₅, welches am Ausgang von 467 erhalten wird, stellt die Kippstufe 466 auf Hull zurück.

F₁ wird ebenfalls in dem Block 5 in dem Maße verarbeitet, wie qin Übertragungsbefehl vorliegt.

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Wie oben bereits ausgeführt wurde, soll das System die Nach teile überwinden, welche durch die verschiedenen Filterungen auftreten, die in den verschiedenen Verbindungswegen vorkommen oder aus dem Aufbau der Verstärker oder anderer Übertragungsorgane resultieren, welche die Aufgabe haben, die Durchlaß-Bandbreite des Signals unten zu begrenzen, und zwar derart, daß die Grundfrequenzen der klangvollen Töne stark abgeschwächt werden und nur im Hinblick auf die ersten Harmonischen bei etwa 500 Hz rekonstruiert werden, während diese Frequenzen zwischen 60 und einigen hundert Hz liegen. Unter diesen Umständen kann es in vorhersehbarer Weise geschehen, daß zwei Spitzen, welche dasselbe Vorzeichen und im wesentlichen dieselbe Amplitude aufweisen, im Laufe einer selben Periode auftreten, ohne daß es möglich wäre, eine der beiden Amplituden auf andere Weise zu eliminieren, als auf die Korrekturschaltungen zurückzugreifen, durch weiche im Falle einer außerordentlich starken Verminderung der Signalperiode eine solche Eliminierung möglich ist·

Diese Verdopplungen kommen auch bei Phasenänderungen vor, wenn diese zwei Spitzen pro Periode auftreten, wobei der Detektor von der Abtastung der ersten zu der Abtastung der zweiten oder umgekehrt übergeht, und zwar von einer Periode zur anderen, weil sich ihre Amplitude ändert und dadurch eine größere oder kleinere Periode als die vorhergehende vorhanden ist. In diesem Falle gibt das Signal F₁ den Befehl, keine Information zu übertragen, und c¹ ist der Wert der vorhergehenden Periode, welcher im Speicher bleibte ■ ~-

Jedenfalls ist diese Korrektur nur darauf beschränkt, daß ein einziger dieser unerwünschten Impulse unterdrückt wird» Folglich können aufeinander folgende zwei Impulse nicht

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eliminiert werden, und, zwar ebensowenig wie zwei unmittelbar aufeinander folgende Übertragungsverbote erfolgen können.

Die Schaltung der Fig. 4 arbeitet nach dem Algorithmus der Fig. 6, in welcher die verschiedenen oben erklärten Punktionen und Signale auftreten.

Die Impulse des Signals j werden gezählt, wobei der erste derjenige ist, der auftritt, wenn der Zustand "1" der Funktion P erreicht ist, wodurch der Zähler auf Null gestellt wird, der aus den Kippstufen 471, 472 und 474 gebildet ist, wobei dieser letztere das Signal "0" erzeugt. Wenn j = 3 ist, läuft der Zähler über, versetzt das Gatter 473 in den aktiven Zustand, und dadurch wird die Kippstufe 474 über den Inverter 475 zum Ansprechen gebracht. Das Signal ü entspricht dem Zustand "1", und zwar ebenso wie P = 1. Ebenso wird die erste Phase des Algorithmus realisiert, nämlich die Frage, ob j in dem Intervall, in welchem P = 1 ist, größer ist als 3. Sobald j ■< 3, so wird durch ü im Zustand "1" das ODER-Gatter 461 aktiviert, und die Impulse von F₂ werden an die Zählstufe der Schaltungen 5 geliefert. Sobald das ODER-Gatter 468 in derselben Weise aktiviert ist, führen die Impulse von F₁ dazu, daß die Übertragungen des Inhaltes des Zählers in den Speicher während dieser selben Periode ermöglicht werden.

Die Impulse j steuern die Kette, welche das Signal e er-.zeugt, wodurch erkannt wird, ob eine Periode von j unterhalb der vorhergehenden liegt oder nicht, d.h., ob ³^ <(1-£)T/ j |\, wobei (1 -£) den Abschwächungsfaktor darstellt, der am Eingang des !Comparators 420 in das Signal O₁ eingeführt wird. Im Diagramm der Fig. 5 ist das Signal e im unteren Teil dargestellt.

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fenn die Antwort auf die letzte Frage, negativ ausfällt, wird durch, die Funktion I der Zustand der Kippstufe 455 geändert, und durch den Übergangvon U₁ in den Zustand "1" wird das OBER-Gatter 461 aktiviert, und somit wird das ÜKB-Gatter 462 angesteuert. Das Signal F₂ befindet sich, dann im Zustand "0«, was für die Meß*· und die Zählschaltungen 5 (Fig. 1) ausschlaggebend ist«

Im entgegengesetzten. Falle wird der Impuls von Fo erzeugt oder nicht, was vom Zustand der vorhandenen Funktion B abhängt, welche auf die Frage antwortet: Ist der Impuls (3*1) berücksichtigt worden?

Wenn der Impuls (J-I) nicht berücksichtigt ist, so gilt 3 = 1, dann ist das. ODBR-Gatter 461 aktiviert, und F₂ wird erzeugt und bewirkt die Messung von TV durch die Schaltungen 5 (Fig, t>.

Andererseits muß bestätigt werden,, daß die Periode Ti,, welche durch das Intervall zwischen zwei Impulsen von F₂ festgelegt ist, zwischen Grenzen liegt, welche durch, die vorausgegangene Situation vorgegeben sind, nämlich die Periode T'* . ..λ, mit einer festen: Toleranz, durch einen Parameter6-wie oben, was zu der Frage führt: ·

Auf diese Frage antworten die Ketten 4O₁, 41-j, 4S₁, 42₂, 48| und 48₂ (Fig* 4), und zwar über das UMD-Gatter 46O, indem sie der Funktion ^e₁ ¹ cten Wert O oder 1 zuteilen. Wenn O₁-^₁' =; l gilt* so ist das OEER-Gatter 468 aktiviert, und die tfbertragung der Periode TJ wird durch F₁ ermöglicht.

Bei e-j- e"^. * =* O kann die übertragung der Periode T| stattfinden oder nicht, was von dem Wert von B^ abhängt ι Wexm

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die vorhergehende Übertragung nicht stattgefunden hat, ist das Signal B₁, welches die Antwort auf die Frage der Übertragung von ¹¹¹Z-* -j) darstellt, gleich "O" (B₁=¹¹I"), und das Signal F₁ wird erzeugt, indem die Erlaubnis zur Übertragung des Zählerinhaltes des Blockes 5 in den Speicher dieses selben Blockes erteilt wird.

Die Pig· 7 veranschaulicht einen vollständigen Betrieb des Systems, ausgehend vom Signal a, welches dem Signal a in der Fig. 3a ähnlich ist. Die Signale a und i werden gemäß der obigen Beschreibung erzeugt, und sind hier durch ihre Komplemente E und Γ dargestellt, aus denen das Ausgangssignal 3 der Kippstufe 29 (Fig. 3) abgeleitet wird. Diese !"uriktion 3 liefert die Impulse Q in 4-53 (Pig. 4), woraus Q₁ in 4-54- (Fig. 4) resultiert.

Die Funktion P, welche übrigens in der Anordnung 2 erzeugt wird, setzt den Sägezahngenerator 4Qq (Fig· 4) in Betrieb, und am Ausgang der Dehnstufe 40_Q wird das Signal O₁ erhalten, durch welches wiederum das Signal e am Ausgang der Anpaßstufe 48q erzeugt wird. Die negativen Flanken von e schalten den Komparator 455 um, welcher durch die Funktion "5 auf Hull zurückgestellt wird, wodurch das Signal O₁ geliefert wird.

Die ersten Impulse, welche vor der vertikalen linie liegen, treten zu Beginn eines klangvollen Tones auf, und es sind wenigstens drei Impulse von "Q₁ erforderlich, damit die Zähler 471 und 472, weiche den Zustand von 474 ändern, das Signal 0 erzeugen, das in den Zustand ^MQⁿ zurückkehrt, wenn das Signal P auf Null geht. In dem ÜND-Gatter 456 wird das Produkt Q₁^ realisiert und ändert den Zustand von 458. Ebenso werden die aufsteigenden Flanken der I¹UnIction 1 erhalten, während das ODER-Gatter 461 die Summe +B erzeugt. Diese Signalsumme, welche in dem UND-Gatter

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462 der Punktion Φ überlagert wird, liefert F₂, dessen negative Planken die Punktion Q₂ erzeugen, und zwar durch die Wirkung der monostaMlen Stufe 459· Diese in Bezug auf "Q verzögerten Impulse setzen die Kippstufe 458 auf Null zurück«. Die vertikale Linie xx' bestimmt eine Probezeit, in deren Verlauf sich die Einrichtung von der Natur des Signals "a" überzeugt und darin die Periode festlegt·

Im weiteren Teil des Diagramms der Pig. 7 ist der zweite Teil der Schaltung der Pig· 4 angesprochen, in welchem sich der Generator 4O₁ und die Dehnstufe 41-j befinden, an deren Ausgang das Signal C₂ auftritt, und zwar als Folge der Stufen, die, ausgehend von dem Signal P₂, erzeugt werden, wo das Intervall zwischen zwei Impulsen gleich Ϊ! ist· Die

J Komparatoren 42^ und 42₂, die ebenso wie 42q angeordnet sind, befinden sich im Zustand "1", und zwar der eine, wenn das Intervall T¹(j-1) kleiner ist als T!, und der andere, wenn (1-C)T¹ s^₁ ν größer ist als Tl, und liefern somit Impulszüge e.. und e.j, deren im Signal F\, vereinigtes Produkt die Punktion ν liefert, welche zwei Impulspaare liefert, die jeweils den Impulsen ^L₁ und <C₂ des Signals Pp entsprechen, die ihrerseits die zu kurzen Zeitdauern T₁ ¹ und die zu langen Zeitdauern T^ bestimmen und die nicht eingespeichert werden. Die Kippstufe 466 ändert ihren Zustand auf die ansteigenden Planken von ν hin und erzeugt das Signal B₁, welches unter Hinzufügung zu e-j· e.| und Ü in dem ODER-Gatt er 468 die Impulsfolge P₁ erzeugt, wodurch die Übertragung von Ti in den Speichern gestattet wird oder nicht.

Um die Ruhestellung der Kippstufe 466 zu bestätigen, wird die nicht dargestellte Funktion Q, durch die monostabile Kippstufe 467 erzeugt, welche durch die Rückflanken des Produktes F₁^₂ in Betrieb gesetzt wird, welches im UHD-Gatter

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470 erzeugt wird.

Um die durch die Anordnung der Fig· 4 gelieferten Daten auszuwerten, ist es gemäß Fig«, 1 erforderlich, hier auch die Meßschaltungen 5 und die Schaltungen zum Einspeichern einzubeziehen, in welchen auch die klassischen logischen Schaltungen enthalten sind, die gemäß dem Schaltschema der Fig. 8 angeordnet sind und denen die Eingangssignale P", F₁ und F₂ zugeführt werden. Wenn sich das Signal P im Zustand "1" befindet, so schaltet es die Kippstufe in den Zustand ¹¹O", und diese Kippstufe wird dann, wenn sie sich im Zustand ¹¹O" befindet, durch das durch die Verzögerungsschaltung 703 verzögerte Signal F₂ in den Zustand "1" zurückgesetzt. Das logische Produkt des Zustandes der Kippstufe 701, verzögert durch F₂, wird in dem UND-Gfatter 702 erzeugt und dient als Rückstellsignal, um den Zähler 704 auf Null zurückzustellen, welcher neun Kippstufen aufweist und welcher die Impulse zählt, die vom Oszillator 700 geliefert werden.

Das Produkt der Signale F₁ und F₂, wobei dieses letztere durch den Inverter 705 erzeugt wird, wird im UND-Gatter 706 erzeugt. Diese Produkt wird als Übertragungsimpuls verwendet, um die durch den Zähler 704 gelieferte Zahl im Register oder im Pufferspeicher 707 zu registrieren. Die in diesem Register vorhandene Kombination wird von dem Dekodierer 710 aufgenommen, und wenn sie höher liegt als die gewählte Kombination, wird ein Befehl zum Weiterrücken an das Schieberegister 711 gegeben, und zwar mit Hilfe eines Schalters, und dieses Register sendet die korrigierte Kombination zu der Registriereinrichtung der Ergebnisse.

Wenn das Signal P der Fig. 7 in den Zustand "1" übergeht, wird die Kippstufe 701 auf Null gehalten, bis der erste

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Impuls des Signals P₂, der durch das Verzögerungselement 703 verzögert wird, auftritt, wobei dies derjenige Zeitpunkt ist, an welchem die Übertragung der vorher registrierten Formation in den Block 707 erfolgt, wenn ein Übertragungsimpuls, der zu F₁ gehört, erscheint, bevor das Signal P wieder den Zustand Null annimmt, so daß dieser Zustand das Register des Blockes 707 auf Null zurückstellt.

Daa vom UND-Gatter 702 gelieferte logische Produkt markiert den Beginn einer Zählperiode, indem der Zähler 704 auf Null gestellt wird, dessen Inhalt in den Block 707 übertragen wird, und zwar jedesmal dann, wenn eine Koinzidenz zwischen den Impulsen von F₁ und F₂ durch das UND-Gatter 706 festgestellt wird. Auf jede Übertragung folgt nach Ablauf der durch das Element 703 eingeführten Verzögerungszeit eine Rückstellung des Zählers 704 auf Null, wobei diejenige Zeit, welche zwei Impulse der Funktion F₂ voneinander trennt, gezählt wird, dies geschieht jedoch nicht, wenn die Impulse von F₁ und F₂ zusammenfallen.

Diese Zeit, welche in dem Register 707 in binärer Form registriert wird, wird in dem Deko.dierer 710 dekodiert, und wenn der dekodierte Wert größer ist als dieser angezeigte Wert, was dann geschieht, wenn beispielsweise ein Impuls VOhF₂ mangelhaft ausgelassen ist, wird das Schieberegister 711 um eine Stelle verschoben, so daß auf diese Weise der dekodierte Wert durch 2 geteilt wird, so daß er dann nicht mehr größer sein kann als dieser angezeigte Wert.

Außer den Anwendungen der Erfindung in Vocodern ist es möglich, mit dieser Anordnung Erkennungseinrichtungen für das gesprochene Wort zu schaffen, weiche dazu bestimmt sind, an Digitalrechner angeschlossen zu werden. Die aus einer Analyse des gesprochenen Wortes resultierenden Kombinationen werden dann nach komplizierten Verfahren mit Gruppen von

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Kombinationen verglichen, die im Speicher registriert sind, und der Rechner iat dazu in der Lage, dies zu interpretieren,

Dartiberhinaus eröffnen sich in der Medizin verschiedene Wege für die erfindungsgemäße Einrichtung, um Schwerhörige beim Erlernen der Sprache zu unterstützen, indem ihnen ihre klangvollen Laute siohtbar dargestellt werden. In diesen Fällen werden die gelieferten Kombinationen dekodiert, und die dabei entstehenden Spannungen erscheinen auf einem Oszillographenschirm einer Einrichtung zum Erlernen der Sprache.

Eine weitere Anwendungsmöglichkeit besteht darin, dem Arzt ein Begistriergerät der klangvollen Laute von Geisteskranken zur Verfügung zu stellen· Es besteht nämlich ein Zusammenhang zwischen dem Geisteszustand einer Person und der Entwicklung ihrer stimmlichen Störungen. Die Registrierung der Perioden der klangvollen laute eines Kranken auf speziellen Datenträgern ermöglicht diese Beobachtungen.

Schließlich kann die erfindungsgemäße Einrichtung dazu dienen, phonetische Untersuchungen durchzuführen« Dabei handelt es sich um die Aufzeichnung der Perioden klangvoller laute auf entsprechenden Datenträgern oder in Form von Diagrammen, um die entsprechenden Untersuchungen durchzuführen. In diesem Falle ist das Gerät somit an eine geeignete Registriervorrichtung angeschlossen, welche es ermöglicht, verschiedene Sprachanalysen durchzuführen.

Das Korrekturverfahren und die Ergebnisse,, welche sich aus den ersten, zweiten und dritten Bedingungen ergeben, werden anhand der Fig. 9 erläutert.

Die Zeile 1 der Pig. 9 zeigt neun idealisierte ffrundtonperioden 90 und 92-99, von denen die letzten acht jeweils

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zwei Markierungsimpulse aufweisen, nämlich 930, 931, 940, 941, 950, 951, 960, 961, 970, 971, 980, 981, 990, 991, wobei die erste Periode 90 doppelt solange ist wie die übrigen Perioden* In den bekannten Grundton-Abtastaystemen kommt keine der Perioden 93-99 vor, da sie jeweils aua zwei Perioden gebildet sind, die sich stark unterscheiden, und sie werden ersetzt durch eine siebenfache Wiederholung der Periode 92. Wenn im Gegensatz zu der Fig. 9 die Perioden 93-99 der Periode 92 nicht, gleich sind oder untereinander nicht gleich sind, tritt bei der Grundtonabtastung über sieben Perioden ein Fehler auf.

In der Grundtonabtastung gemäß der Erfindung werden nach der ersten Bedingung die Markierungsimpulse 931, 941 ... 991 nicht beachtet, da sie jeweils sehr nahe bei den Impulsen 930, 940 .o. 990 liegen, und die Perioden 93-99 werden fehlerlos abgetastet (Zeile 2 der Fig. 9)·

Es sei nunmehr angenommen, daß die Markierungsimpulsverteilung der Zeile 3 vor der Korrektur gilt. Es sind Hilfsspitzen 922, 932, 942 .... 992 in den Perioden 92- 99 vorhanden. Der Impuls 922, der zu nahe an dem Impuls 920 liegt, wird gestrichen. Der Impuls 930 liegt ebenfalls zu nahe am Impuls 922, er wird jedoch nicht gestrichen, da zwei aufeinander folgende Impulsstreichungen verboten sind. Der Impuls 932 ist weiter von dem Impuls 930 weg als der Impuls 930 vom Impuls 922, und demgemäß wird er nicht gestrichen. Die Impulse 940, 950 ... 990 werden jedoch gestrichen* Es ergibt sich eine Periode 930-932, welche kürzer ist als die vorhergehende und welche gemäß der zweiten Bedingung (Zeile 4) ausgelassen wird. .

Gemäß der dritten Bedingung wird die Periode 90 in zwei Hälften 90' und 91' geteilt.

J- Patentansprüche 409822/0813

Claims

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Pat entansprüche

Vorrichtung zur Messung der Perioden von Grundtönen des gesprochenen Wortes, mit Eingangs schaltung en, welche das zu analysierende Sprachsignal erzeugen, mit Entacheidungsschaltungen, die an die Eingangsschaltungen angeschlossen sind und die ein Signal erzeugen, welches bestimmt, ob das Sprachsignal klangvolle (stimmhafte) Töne enthält oder nicht, dadurch gekennzeichnet, daß eine Markierungsschaltung vorgesehen ist, welche positive und negative Spitzen des Sprachsignals markiert und an die Eingangs schaltungen und die Entscheidungsschaltungen angeschlossen ist, daß weiterhin eine Korrekturschaltung vorgesehen ist, welche an die Markierungsschaltung für die Spitzen und an die Entscheidungsschaltung angeschlossen ist, welche diejenigen Spitzenimpulse korrigiert, die von der Markierungsschaltung herkommen, und zwar nach vorgegebenen Kriterien, und daß weiterhin eine Meßschaltung und eine Speicherschaltung vorgesehen sind, die an die Korrekturschaltung und die Entscheidungsschaltung angeschlossen sind^urch welche die Perioden der Grundtöne des gesprochenen Wortes gemessen und in den Speicher eingegeben werden.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltung für die Spitzenimpulse des Sprachsignals jeden Impuls eliminiert, der zu nahe an dem vorhergehenden Impuls liegt, indem als Kriterium zum Eliminieren die verstrichene Periode mit einer vorgegebenen Toleranz verwendet wird.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltung den Wert der verstrichenen Periode in demjenigen Falle behält, in welchem der Unterschied zwischen der gemessenen Periode und der

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verstrichenen Periode im Absolutwert größer ist als ein vorgegebener Bruchteil der verstrichenen Periode·
4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltung die gemessene Periode durch zwei teilt, wenn sie größer ist als ein vorgegebener Maximalwert. .
5. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß die Schaltung zur Markierung der Spitzen zwei Schaltungszweige aufweist, von denen der zweite mit einem. Signalinverter ausgestattet ist, wobei die beiden Zweige jeweils die positiven bzwo die negativen Spitzen des Sprachsignals verarbeiten.
6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Sehaltungszweig eine Verstärkerstufe, eine Expand! er stuf e und eine Imped anz-Anpaßstufe, aufweist, deren Ausgang einerseits mit dem ersten Eingang eines Amplitudenkomparators und andererseits mit einer zweiten Impedanz-Anpaßstufe verbunden ist, die ihrerseits mit einem Integrator verbunden ist, dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des !Comparators verbunden ist, wobei ein Bruchteil des Signals, welches aus der Impedanz-Anpaßstufe herauskommt, mit Hilfe eines Kondensators und eines damit in Reihe geschalteten Widerstandes dem Signal überlagert wird, welches aus dem Inte- . grator herauskommt, und zwar derart, daß die Zeitkonstante dieses letzteren durch das Sprachsignal moduliert ist, wobei weiterhin ein Bruchteil des Ausgangssignals des Komparators ebenfalls dem Sprachsignal in der Verstärkerschaltung derart überlagert wird, daß die erkann*- ten Spitzen leicht verstärkt werden, was dazu führt, daß die Entscheidungen des Komparators schärfer werden und die Auswahl zwischen zwei benachbarten Spitzen und

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Amplituden von geringem Unterschied in derselben Periode erleichtert wird, wobei die Rückflanke des Antwortsignals des Komparators in Betracht gezogen wird, und zwar mittels einer monostabilen Kippstufe, um das zeitliche Maximum der Spitzen zu lokalisieren, da die zeitliche lage dieser Rückflanke nicht von der Amplitude der Spitzen abhängt.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationsschaltung jedes Zweiges zwei Transistoren aufweist, daß der Emitter des ersten Transistors und der Kollektor des zweiten Transistors einerseits mit einer Wideratands-Kondensator-Zelle verbunden und parallel an Masse gelegt sind und andererseits mit einem Widerstand verbunden sind, der seinerseits mit· einem Unterbrecher verbunden ist, der es gestattet, diesen Widerstand an Masse zu legen derart, daß zwei stark unterschiedliche Zeitkonstanten gebildet werden, und zwar in Abhängigkeit von der jeweiligen Stellung des Unterbrechers.

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