DE2336198C3 - Vorrichtung zur Regelung der Drehbewegung eines drehbaren Körpers - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Regelung der Drehbewegung eines drehbaren Körpers mit einem Gleichstrommotor zum Antrieb des Körpers, mit einer Drehzahldetektoreinrichtung zum Feststellen der Drehzahl des Körpers in Form eines elektrischen Signals mit einer Frequenz, die das ni-fache der Drehzahl des Körpers ist, wobei n\ eine positive ganze Zahl darstellt, mit einem auf das elektrische Signal ansprechenden Frequenzdiskriminator zum Liefern eines Gleichstrom-Steuersignals entsprechend der Frequenzdifferenz zwischen der Frequenz des elektrischen Signals und einer vorgegebenen Frequenz und mit einem von diesem Steuersignal angesteuerten Verstärker zum Erzeugen der dem Motor zugeführten Gleichspannung.

Bei dem drehbaren Körper kann es sich beispielsweise um eine Bandantriebsrolle oder Tonwelle eines Aufzeichnungs- und bzw. oder Wiedergabegeräts handeln. Der Antriebsmotor wird dabei derart angesteuert, daß die Drehzahl der Tonwelle konstant sein soll.

Eine Vorrichtung zur Regelung der Drehbewegung eines drehbaren Körpers der eingangs beschriebenen Art ist aus der DH-OS 15 13 445 grundsätzlich bekannt. Diese bekannte Vorrichtung dient zur Regelung der Drehzahl und Winkelstellung der Welle eines elektrischer! Motors und weist einen vorzugsweise optisch arbeitenden, an die Welle des Motors angeschlossenen

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σρορηριηίΐηπι

phasenverschobene elektrische Signale erzeugt, deren Frequenz der Drehfrequenz oder einem ganzzahligen Vielfachen der Drehfrequenz der Motorwelle entspricht Damit auch sehr hohe unerwünschte Frequenz^ Schwankungen der Welle ausgeregelt werden können, wird ein Trägersignal mit den beiden gegeneinander phasenverschobenen elektrischen Signalen moduliert, dessen Frequenz wesentlich höher als die Frequenz der elektrischen Signale des Signalgebers ist Der Phasen- bzw. Frequenzvergleich wird auf der Ebene der Trägerfrequenz vorgenommen, so daß eine sehr feine Regelung möglich ist Darüber hinaus gestattet die Verwendung der beiden gegeneinander phasenverschobenen Signale des Signalgebers auch bei Stillstand oder geringen Drehzahlen der Welle eine hinreichend genaue Phaseneinstellung.

Diese genaue und feine Regelung wird jedoch bei der bekannten Vorrichtung mit einem sehr hohen schaltungstechnischen Aufwand erkauft So weist bereits allein die Modulationsschaltung zahlreiche kostspielige Bauteile einschließlich von Transformatoren auf, die darüber hinaus schwer sind und einen hohen Platzbedarf haben.

Zum weiteren Stand der Technik wird auf die britischen Patentschriften 9 40 449 und 9 49 212 verwiesen, aus denen es grundsätzlich bekannt ist, mit Hilfe von Phasenschiebern die Phase von periodisch veränderlichen Signalen zu verschieben, um störenden Abweichungen in periodischen Vorgängen entgegenzu-

)o wirken.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine möglichst einfach aufgebaute, gewichtsmäßig leichte Vorrichtung zur Drehzahlregelung zu schaffen, die insbesondere zum Einbau in ein tragbares Gerät zum Aufzeichnen und bzw. oder Wiedergeben von Videosignalen geeignet sein soll und daher auch einen geringen Platzbedarf haben soll.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist die eingangs beschriebene Vorrichtung nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß sich der Frequenzdiskriminator auszeichnet durch einen auf das elektrische Signal ansprechenden Phasenschieber, durch ein erstes NAND-Glied zum Erzeugen des NAND-Produkts aus dem Ausgangssignal des Phasenschiebers und aus dem elektrischen Signal, durch ein erstes Phasenumkehrglied zum Umkehren der Phase des elektrischen Signals, durch ein zweites Phasenumkehrglied zum Umkehren der Phase des Ausgangssignals des Phasenschiebers, durch ein zweites NAND-Glied zum Erzeugen des NAND-Produkts aus den Ausgangssignalen des ersten und des zweiten Phasenumkehrglieds und durch eine Glättungsschaltung zum Glätten der vereinten Ausgangssignale des ersten und des zweiten NAND-Glieds zwecks Erzeugung des Steuersignals.

Der auf das elektrische Signal ansprechende Phasenschieber ist dabei derart ausgelegt, daß er in Übereinstimmung mit der Frequenzdifferenz zwischen der Frequenz des elektrischen Signals und der vorbestimmten Frequenz die Phase des elektrischen Signals verzögert, wenn die Frequenz des elektrischen Signals höher als die vorbestimmte Frequenz ist, und in Übereinstimmung mit der Frequenzdifferenz zwischen der vorbestimmten Frequenz und der Frequenz des elektrischen Signals die Phase des elektrischen Signa s

6s vorschiebt, wenn die Frequenz des elektrischen Signals niedriger als die vorbestimmte Frequenz ist.
Trotz eines einfachen, platzsparenden und preiswcr-

ipn Aiifhan«: vupjst Hie erfinrlimpsufmalin Vorrichtung

die Vorteile auf, daß sie äußerst zuverlässig arbeitet und insbesondere gegenüber Temperaturschwankungen stabil ist Ferner hat die beanspruchte Vorrichtung einen minimalen Energiebedarf.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden an Hand von Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine teilweise als Blockschaltbild ausgeführte schematische Darstellung eines Ausführungsbcispiels einer Konstantdrehzahl-Regelvorrichtung nach der Erfindung,

F i g. 2 eine vereinfachte Darstellung eines in der Vorrichtung nach der F i g. 1 verwendeten Drehzahldetektors,

Fig.3 ein Schaltbild einer Ausführungsform einer mit dem in der Fig.2 dargestellten Detektor zusammenarbeitenden Schaltungsanordnung zum Feststellen der Drehzahl,

Fig.4 eine graphische Darstellung einer Amplituden-Frequenz-Charakteristik der in der F i g. 3 gezeigten Drehzahldetektorschaltung,

F i g. 5 eine teilweise als Blockschaltbild ausgeführte schematische Darstellung einer Ausführungsform eines Frequenzdiskriminators für die in der F i g. 1 gezeigte Vorrichtung,

Fig.6 eine graphisch dargestellte Charakteristik eines in der Schaltung nach der Fig.5 verwendeten Phasenschiebers,

F i g. 7 eine graphische Charakteristik des in der F i g. 5 dargestellten Frequenzdiskriminators,

F i g. 8A bis 81 den zeitlichen Verlauf von verschiedenen Signalen, die zur Erläuterung der Betriebsweise des in der Fig.5 dargestellten Frequenzdiskriminators dienen,

Fig. 9 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Phasenschiebers,

Fig. 10 eine graphische Charakteristik des in der F i g. 9 dargestellten Phasenschiebers,

Fig. 11 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform eines Phasenschiebers,

Fig. 12 eine graphische Charakteristik des in der Fig. 11 dargestellten Phasenschiebers,

Fig. 13 ein Schaltbild einer ersten Ausfülirungsform eines den Motor ansteuernden Verstärkers,

Fig. HAbis 141 verschiedene zeitliche Signalverläufe, die zur Erläuterung der Arbeitsweise des in der Fig. 13 dargestellten Verstärkers dienen,

Fig. 15 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines den Motor ansteuernden Verstärkers,

Fig. 16Abis 16F verschiedene Signalverläufe, die zur Erläuterung der Arbeitsweise des in der Fig. 15 dargestellten Verstärkers dienen,

Fig. 17 ein der in der Fig. 15 dargestellten Schaltungsanordnung äquivalentes Blockschaltbild,

F i g. 18 ein Schaltbild einer dritten Ausführungstorm eines den Motor ansteuernden Verstärkers,

Fig. 19 ein der in der Fig. 18 dargestellten Schaltungsanordnung äquivalentes Blockschaltbild,

F i g. 20 ein Schaltbild einer vierten Ausführu-igsform eines den Motor ansteuernden Verstärkers und

F i g. 21A bis 21C graphische Darstellungen von dem Beschleunigungs- und Verzögerungsverhalten eines Gleichstrommotors.

Wie es aus der Fig. 1 hervorgeht, weist ein Gleichstrommotor 10, dessen Drehzahl mit einer nach der Erfindung ausgebildeten Vorrichtung gesteuert werden soll, eine Rotorwelle auf, an deren äußerem Ende eine Rolle 11 fest angebracht ist. Die Rolle 11 ist über einen endlosen Riemen 13 mit einer weiteren Rolle 12 verbunden. Die Rolle 12 ist derart ausgebildet und angeordnet, daß sie sich einheitlich und koaxial mit einer Bandantriebsrolle oder Tonwelle 14 zum Antrieb eines nicht dargestellten Magnetbandes, mit einem Schwungrad 15 und mit einem inneren Zahnradkranz 16a eines Drehzahldetektors 16 dreht

Entsprechend der Darstellung nach der Fig.2 enthält der Drehzahldetektor 16 die Rolle 12 und den inneren Zahnradkranz 16a, die sich zusammen mit der Tonwelle 14 drehen, sowie einen feststehenden äußeren Zahnradkranz 166, der den inneren Zahnradkranz 16a umgibt und von diesem gerade einen solchen Abstand hat, daß die Drehbewegung des inneren Zahnradkranzes 16a nicht behindert wird. Der Außenumfang des mit einer Au 3enverzahnung versehenen inneren Zahnradkranzes 16a und der Innenumfang des mit einer Innenverzahnung versehenen äußeren Zahnradkranzes 166 sind mit ni-Zähnen ausgerüstet und bilden zwischen sich eine elektrostatische Kapazität Cb.

Wenn der innere Zahnradkranz 16a zusammen mit der Tonwelle 14 eine Umdrehung ausführt, ändert sich die elektrostatische Kapazität Cb sinusförmig ni-mal. Wenn sich daher die Tonwelle 14 und der innere Zahnradkranz 16a mit einer Frequenz m drehen, hat die elektrostatische Kapazität Ca eine Frequenz von

k = ni χ /n(Hz).

Die Kapazität kann dann wie folgt dargestellt werden:

Cb=C+ACsin2nfbt.

Der drehbare innere Zahnradkranz 16a ist mil Masse verbunden, während der feststehende äußere Zahnradkranz 166 an eine Drehfrequenzdetektorschaltung 17 angeschlossen ist. Änderungen in der Frequenz ft der elektrostatischen Kapazität werden durch die Detektorschaltung 17 festgestellt. Damit wird die Drehzahl der Tonwelle 14 gemessen. Das Ausgangssignal der Detektorschaltung 17 wird einem Frequenzdiskriminator 18 zugeführt, der die Drehzahländerungen der Tonwelle 14 in Form von Fehlerspannungssignalen wiedergibt, die in einem Verstärker 19 verstärkt und dann dem Gleichstrommotor 10 zugeführt werden, um dessen Drehzahl zu regeln.

Die geschlossene Schleife mit dem Drehzahldetektor 16, der Drehfrequenzdetektorschaltung 17, dem Frequenzdiskriminator 18, dem Verstärker 19 und dem Gleichstrommotor 10 bildet eine Drehzahlregelanlsge, die den Gleichstrommotor 10 derart regelt, daß er eine konstante Drehzahl hat.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Drehfrequenzdetektorschaltung 17 wird an Hand der Fig.3 erläutert. Das Gatter eines Feldeffekttransistors Q1 ist an den äußeren Zahnradkranz 166 angeschlossen. Die Quelle des Feldeffekttransistors ist über einen Widerstand R 4 und einen dem Widerstand parallelgeschalteten Kondensator C2 mit Masse verbunden. Eine Änderung in der obenerwähnten Kapazität Ca macht sich somit zwischen dem Gatter und der Quelle des Feldeffekttransistors Q1 bemerkbar. Die Spannung einer Energiequelle mit der Anschlußklemme + B wird durch Widerstände R 2 und R 3 geteilt und über einen Widerstand R 1 mit einen* hinreichend hohen Widerstandswert von mehr als \MQ dem (j;iuer des Feldeffekttransistors Q1 zugeführt. Ein 7V.uk- oder Schwingkreis mit einer Spule L 1 und einem Kondensator Cl ist an die Senke des Feldeffekttransistors Qi angeschlossen. Die Konstante der Bauelemente dieses

Schwingkreises sind derart gewählt, daß diese Schaltung eine Resonanzfrequenz hat. die gleich der obenerwähnten Frequenz A ist.

Der besseren Übersiclit halber sei hier angenommen, daß t;in veränderbares kapazitives Bauelement mit einer elektn Jütischen Kapu^itäi Co vorhander, ist und daß Jne konstante Gleichspannung A einer aus dem veränderbaren Kondensator mit der Kapazität Cs und dem Widerstand R1 gebildeten Reihenschaltung zugeführt wird. Wenn die Kapazität O) konstant ist, wird das veränderbare kapazitive Bauelement bis zu der Kapazität von Ca aufgeladen, wobei die Klemmenspannung auf A ansteigt und eine Ladung Q infolge der Kapazität Cb des kapazitiven Bauelements angesammelt wird. Wenn sich nun der Kapazitätswert der veränderbaren Kapazität Ca ändert, kann die in dem kapazitiven Bauelement angesammelte Ladung Q keine plötzliche Änderung ausführen. Da die Beziehung V = Q/Ca allgemein gilt, ändert sich die Spannung V mit einer Änderung in der Kapazität Co.

Diese Spannung V wird dem Gatter des Feldeffekttransistors Q1 zugeführt. Da an die Senke des Transistors Q1 eine Resonanzschaltung angeschlossen ist, wird die Spannung V verstärkt, wenn ihre Wechselfrequenz nahe bei der Resonanzfrequenz der Resonanzschaltung liegt. Die Änderungsfrequenz der Kapazität Ca erhält man als eine Spannung zwischen der Senke des Feldeffekttransistors Q1 und Masse.

Wenn sich in der oben beschriebenen Schaltung die elektrostatische Kapazität Ca mit einer bestimmten Frequenz ändert, erhält man an einer mit der Senke des Feldeffekttransistors Q I verbundenen Ausgangsklemme 20 nur dann ein Ausgangssignal eo, wenn diese Frequenz in einen bestimmten Frequenzbereich fällt, dessen Mitienfrequenz die Resonanzfrequenz A des obenerwähnten Schwingkreises ist. Dies bedeutet, daß die Drehfrequenz der Detektorschaltung 17 eine der Darstellung der Fig.4 entsprechende Erfassungscharakteristik hat, die durch die Resonanzcharakteristik des Schwingkreises bestimmt ist. Selbst wenn daher ein Gemisch an äußeren Störungen auftritt, beispielsweise Rausch- und Brummkomponenten im Eingang, besteht keine Gefahr, daß dadurch das Ausgangssignal gestört wird.

Die Drehfrequenzdetektorschaltung 17 ist somit in der Lage, die Drehzahl m (Hz) der Tonwelle 14 als ein elektrisches Signal mit einer Frequenz A festzustellen, die allerdings /Ji-mal höher ist, wobei die Zahl n\ durch die Anzahl der Zähne der Zahnradkränze 16a und 16£> bestimmt ist

Als nächstes wird an Hand der Fig.5 eine bevorzugte Ausführungsform des Frequenzdiskriminators 18 beschrieben. Das an der Ausgangsklemme 20 der Drehfrequenzdetektorschaltung 17 auftretende Ausgangssignal eo wird einer Eingangsklemme 30 des Frequenzdiskriminators 18 zugeführt und direkt an den einen Eingang eines NAND-Gliedes 31 und gleichzeitig über einen Phasenschieber 32 an den anderen Eingang des NAND-Gliedes 31 gelegt Gleichzeitig wird das an der Eingangsklemme 30 auftretende Signal über ein Phasenumkehrglied 33 dem einen Eingang eines NAND-Gliedes 35 und über den Phasenschieber 32 sowie ein Phasenumkehrglied 34 dem anderen Eingang des NAND-Gliedes 35 zugeführt Die Ausgangssignale der NAND-Glieder 31 und 35 werden durch ein Filter 36 geschickt und von dort einer Ausgangsklemme 37 zugeführt an der dann eine Ausgangssignalspannung Vo auftritt Der Phasenschieber 32 arbeitet, wie es aus seiner in der Fig. δ dargestellten Charakteristik hervorgeht mit der Frequenz A als Bezug? größe, um tut* Phase eines Eingangssignals mit einer die Bezugsfrequenz übersteigenden Frequenz zu verzögern und die Phase eines Eingangssignals mit einer die Bezugsfrequenz fn unterschreitenden Frequenz vorzuschieben. Derartige Schaltungen sind bekaniu und beispielsweise in den K i g. 9 und 11 dargestellt.
Bei der in der l· i g. 9 gezeigten Schaltung wird ein

'" F;-!gjng£signal über einen Kopplungskondensator C3 der Basis eines Transistors Tr1 zugeführt. Der Transistor Tr ί ist in geeigneter Weise durch Widerstände R 5, R 6 und R 7 vorgespannt. Im Kollektorzweig befindet sich eine Parallelresonanzschaltung, deren Resonanzfrequenz A beträgt und die eine Spule L 4 und einen Kondensator C4 aufweist. Das Ausgangssignal tritt am Kollektor des Transistors Tr \ auf.

Bei der in der F i g. 11 dargestellten Schaltung wird ein Eingangssignal über einen Widerstand RB einer Reihenresonanzschaltung zugeführt, deren Resonanzfrequenz m beträgt und die eine Spule LS und einen Kondensator C5 enthält. Die an den Klemmen des Kondensators CS abfallende Spannung wird der Basis und dem Emitter eines Transistors Tr 2 zugeführt. Das Ausgangssignal wird an den Klemmen eines Widerstands R 9 abgenommen, der im Emitterzweig liegt.

Die in den Fig.9 und 11 dargestellten Phasenschieberschaltungen haben an sich bekannte Charakteristiken, wie es in den Fig. 10 und 12 gezeigt ist. Infolge dieser Charakteristiken wird in jeder dieser Schaltungen die Phase θ verzögert, wenn die Eingangsfrequenz höher als die Bezugsfrequenz A ist, und vorgeschoben, wenn die Eingangsfrequenz niedriger als die Bezugsfrequenz h ist.

Die Ausführungsform des in der K i g. 5 dargestellten Frequenzdiskriminators 18 arbeitet wie folgt. Der Einfachheit halber sei angenommen, daß das Eingangssignal eo einen rechteckförmigen Verlauf mit einer Frequenz Λ aufweist, wie es in der F i g. 8A dargestellt ist, und daß durch den Phasenschieber 32 die in der Fi g. 8C dargestellte Phasenverschiebung bewirkt wird. In diesem Fall werden die in den Fig.8A und 8C dargestellten Signale dem NAND-Glied 31 zugeführt, während die in den Fig.8B und 8D dargestellten rechteckförmigen Signale, die sich durch Phasenumkehr aus den in den Fig.8A und 8C gezeigten Signalen ergeben, an das NAND-Glied 35 gelegt werden. Damit erhält man das in der F i g. 8E gezeigte Signal, das die Kombination der Ausgangssignale der beiden NAND-Glieder darstellt. Dieses resultierende rechteckförmige Signal wird durch das Filter 36 geglättet und tritt als Fehlersignal Vo an der Ausgangsklemme 37 auf.

Wenn die Drehzahl der Tonwelle 14 über die normale Drehzahl ansteigt und damit die Frequenz des Eingangssignals eo des Frequenzdiskriminators 18 höher als die Bezugsfrequenz Λ wird, tritt im Ausgangssignal des Phasenschiebers 32 entsprechend der in Fig.6 dargestellten Charakteristik eine Phasenverzögerung von Φ auf, und es entsteht das in der Fig.8F dargestellte Signal. Auf Grund dessen nimmt das kombinierte Ausgangssignal der NAND-Glieder 31 und 35 den in der Fig.8G dargestellten Signalverlauf an, der eine geringere Impulsbreite als der in der Fig.8E gezeigte Signalverlauf hat Dadurch wird das durch Glätten des in der F i g. 8G dargestellten Signalverlaufs erhaltene Gleichstromfehlersignal in bezug auf den normalen Zustand kleiner. Wenn andererseits die Drehzahl der Tonwelle gegenüber der Normaldrehzahl

abfällt, wird das Eingangssignal eo in der Phase ur.i Φ vorgeschoben, "ic es in der Γ ^; ? SH dargcüel.i .Λ, und das kombinierte Ausgangssignal der NAND-Glieder 31 und J5 nimmt den in der rig. 81 dargestellten Signalverlauf an, der eine grö"· -■■·" Impulsbreite aufweist Infolgedessen wird das durch Glätten des in der F ι g. 81 dargestellten Signalverlaufs erhaltene GleichstromfehIc; signal größer.

Somit erzeugt der oben beschriebene l'requenzdiskriniinator 18 ein Ausgangsfehlersignal Vo, dessen Größe entsprechend der in der F i g. 7 dargestellten Charakteristik der Frequenz des Eingangssignals eo umgekehrt proportional ist.

An Hand der Fig. 13 wird eine besondere Ausfiihrungsform des den Motor ansteuernden Verstärkers 19 beschrieben. Dieser Verstärker 19 enthält eine Schaltung 40, die eine Sägezahnspannung konstanter Periode erzeugt. Ferner umfaßt der Verstärker 19 eine einen Transistor TrS enthaltende Schaltung, die zur Überlagerung des Steuereingangssignals, d. h. des Ausgangssignals Vo des Frequenzdiskriminators 18, und der von der Schaltung 40 gelieferten Sägezahnspannung dient, um diese bei einem bestimmten Pegel abzuschneiden. Ferner ist eine Schaltung mit Transistoren Tr 7 und TrS vorgesehen, die entsprechend dem Ausgangssignal des Transistors 7>6 Schaltoperationen durchführen. Schließlich enthält der Verstärker 19 noch eine Schaltung aus einer Spule L 6 und einem Kondensator C9, die zur Glättung des Ausgangssignals des Transistors TrS dienen. Um das Auftreten einer Gegen-EMK zu verhindern, ist eine Diode D vorgesehen.

An dieser Stelle sei erwähnt, daß die Schaltung 40 notwendigerweise keine Sägezahnspannung zu erzeugen braucht. Es ist nämlich grundsätzlich lediglich erforderlich, ein Signal bereitzustellen, das eine konstante Frequenz und Amplitude hat, und zwar insbesondere eine Amplitude mit einer konstanten Neigung, beispielsweise mit einem dreieckförmigen oder auch sinusförmigen Verlauf.

Die oben genannte Sägezahnerzeugungsschaltung 40 enthält: Einen Transistor TrA mit geeigneten Vorspannungswiderständen R 10 und Λ11, einen Transistor 7r3, dessen Basis den Kollektorstrom des Transistors 7r4 erhält und dessen Kollektorausgangssignal der Basis des Transistors Tr4 zugeführt wird, einen Kondensator CS, der durch den Emitterstrom des Transistors 7/4UbCr einen Widerstand R 12 aufgeladen wird, einen Transistor Tr 5, dessen Basiseingangssignal die Klemmenspannung des Kondensators CS ist, in Reihe geschaltete Widerstände R 14 und R 15, die mit dem Emitter des Transistors TrS in Reihe liegen, und einen Widerstand R 13, der zwischen die Verbindung der Widerstände R14 und R15 sowie den einen Anschluß des Kondensators CS geschaltet ist

Infolge der Ladung und Entladung des Kondensators CS mit einer konstanten Periode tritt am Emitter des Transistors TrS eine Sägezahnspannung mit dem in der F i g. 14A gezeigten Verlauf auf. Diese Sägezahnspannung wird über einen Kondensator C% und einen veränderbaren Widerstand VR1 der Basis des Transistors Tr 6 zugeführt Der veränderbare Widerstand VR1 dient zum Einstellen der Amplitude des sägezahnförmigen Signalverlaufs.

Die als Steuereingangssignal einem Anschluß 41 zugeführte Ausgangsspannung Vo des Frequenzdiskriminators 18 wird zusammen mit der überlagerten Sägezahnspannung der Basis des Transistors 7>6 zugeführt. Das v?r_Pjr.;e überlagerte Signal kann durch die folgende Gleichung (1) wiedergegeben werden:

ι;, ι

'11

e'n ist die Amplitude der Sägezahnspannung und ίο ist die Periode der Sägezahnspannung.

Weiterhin wird eine durch die Widerstände R 16 und /\' 18 in geeigneter Weise gcleiUc ö^annung dem Emitter des Transistors TrS zugeführt. Dem Widerstand R 18 ist ein Kondensator Cl parallel geschaltet, der zur Aufnahme von Wechselstromkomponenten dient. Das Potential am Emitter des Transistors TrS ist daher auf eine besondere Schnittspannung Vs festgesetzt.

Wenn das der Basis des Transistors Tr 6 zugeführte Eingangssignal, wie es in der Fig. 14A dargestellt ist, größer als die obenerwähnte Emitterspannung Vs ist, gerät der Transistor Tr% in die Sättigung und das Ausgangssignal dieses Transistors nimmt einen Verlauf an, der durch die Schnittwirkung der Spannung Vs beeinflußt wird. Dieses Ausgangssignal wird am Kollektor des Transistors TrS abgenommen und über einen Widerstand /?19 der Basis des Transistors Tr 7 zugeführt. Der Transistor Tr 7 bildet zusammen mit dem Transistor TrS eine aus Leistungstransistoren aufgebaute Darlington-Schaltung. Diese Darlington-Schaltung führt entsprechend dem Basiseingangssignal Schaltoperationen durch. Infolgedessen tritt am Kollektor des Transistors Tr 8 eine Ausgangsspannung mit einem rechteckförmigen Verlauf auf, dessen Amplitude praktisch gleich der an eine Klemme 42 liegenden Speisespannung Vs isi, wie es in der Fig. i4B dargestellt ist. Diese rechteckförmige Ausgangsspannung wird von der Spule L 6 und dem Kondensator C9 geglättet und danach als Gleichspannung Vm, entsprechend der Darstellung nach der Fig. 14C, dem Gleichstrommotor 10 zugeführt.

Wenn das Steuereingangssignal Vo größer als der Normalwert ist, nimmt der Scheitelwert des vereinigten Signals aus diesem Signal Vo und der Sägezahnspannung einen höheren Wert an. Infolgedessen ist der Schnittpegel der Spannung Vs des Transistors Tr 6 verhältnismäßig klein, wie es in der F i g. 14D dargestellt ist. Dies hat zur Folge, daß die Transistoren Tr 7 und Tr 8 eine rechteckförmige Spannung mit einer breiten Impulslänge abgeben, wie es in der F i g. 14E dargestellt ist. Somit wird die dem Motor zugeführte und durch Glättung der rechteckförmigen Spannung gewonnene Gleichspannung Vm größer als es normalerweise der Fall ist. Die größere Spannung VXnSt in der Fig. 14F dargestellt.

Wenn andererseits das Steuereingangssignal Vo kleiner als der Normalwert ist, nimmt der Scheitelwert des aus dem Signal Vo und der Sägezahnspannung vereinten Signals einen geringeren Wert an. In diesem Fall liegt der Schnittpegel der Spannung Vs des Transistors Tr6 verhältnismäßig hoch, wie es aus der Fig. 14G hervorgeht Das Ausgangssignal der Transistoren Tr 7 und Tr 8 nimmt daher einen rechteckförmigen Signalverlauf mit verhältnismäßig kleinen Impulslängen an, wie es in der Fig. 14H gezeigt ist Infolgedessen wird auch die durch Glättung dieser rechteckförmigen Spannung gewonnene und dem Motor zugeführte Gleichspannung Vm klein, wie es aus der Fig. 141 hervorgeht

Die an den Anschlußklemmen des Gleichspannungsmotors 10 auftretende Gleichspannung Vm ändert sich

Ζό 36

ίο

folglich in Übereinstimmung rr.i' di;r Betrag der Steuereingangssignalspannung Vo. Diese Beziehung kann durch die folgende Gleichung (2) wiedergegeben werden.

i\, i,/i ² ι;, ι ι

V I 'η

12)

In dieser Gleichung ist Vsdie Betriebsspeisespannun;* der Leistungstransistoren. Dabei wird vorausgesetzt, ι ο daß der Spannungsabfall zwischen dem Emitter und Kollektor des Transistors TrS im gesättigten Zustand praktisch Null ist.

Die Verstärkung C der Motorspeisespannung Vm in bezug auf das Eingangssteuersignal Vo läßt sich durch die folgende Gleichung (3) darstellen:

'Ό

(3)

Aus der Gleichung (3) geht hervor, daß bei konstanter Speisespannung Vb und konstanter Amplitude en' der Sägezahnspannung die dem Motor 10 zugeführte Gleichspannung Vm einen Wert annimmt, der trotz der Tatsache, daß die zur Ansteuerung des Motors benutzten Transistoren Tr 7 und Tr 8 Schaltoperationen ausführen, dem Eingangssteuersignal Vo proportional ist. Somit ist es möglich, den Motor 10 in Übereinstimmung mit dem Betrag des Steuereingangssignals anzutreiben.

Da die zur Motoransteuerung dienenden Transistoren TrI und 7>8 in der oben beschriebenen Weise Schaltvorgänge vornehmen, ist die Spannung zwischen dem Emitter und Kollektor dieser Transistoren im eingeschalteten oder leitenden Zustand sehr klein, während andererseits im ausgeschalteten oder gesperrten Zustand der durch die Emitter-Kollektor-Strecke dieser Transistoren fließende Strom ebenfalls äußerst gering ist. Aus diesem Grund ist der sich aus dem Produkt von Spannung und Strom ergebende Energieverbrauch in den Transistoren sowohl im ein- als auch im ausgeschalteten Zustand gering. Das bedeutet, daß die Kollektorwärmeverluste sehr klein sind.

Durch Ändern des Widerstandswerts des veränderbaren Widerstands VR 1 kann man die Amplitude eo' der der Basis des Transistors Tr 6 zugeführten Sägezahnspannung einstellen. Damit ist die durch die Gleichung (3) gegebene Gesamtverstärkung G leicht einstellbar.

Die oben beschriebene Vorrichtung nach der Erfindung zeichnet sich durch zahlreiche Vorteile aus.

1. Da der Drehzahldetektor 16 durch die Verwendung eines inneren Zahnradkranzes 16a und eines äußeren Zahnradkranzes 16Z) mit jeweils n\ Zähnen die Drehbewegung der Tonwelle 14 mit einer πι -mal höheren Frequenz feststellt, ist es sogar möglich, Drehzahlabweichungen innerhalb einer einzigen Umdrehung der Tonwelle 14 genau nachzuweisen.

2. Da die durch den Drehzahldetektor 16 und die Drehfrequenzdetektorschaltung 17 nachzuweisende Frequenz der Drehbewegung der Tonwelle 14 hoch ist kann man die Schaltungsbauelemente miniaturisieren und den Schaltungsaufbau einfach halten. Darüber hinaus ist es möglich, den Frequenzdiskriminator 18 als Digitalschaltung aufzubauen.

3. Da man den Frequenzdiskriminator 18 in Form

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55

60 einer digitalen Verknüpfungsschaltung aufbauen kann, sind durch Temperaturänderungen ausgelöste Einflüsse sehr gering. Das bedeutet, daß im Hinblick auf Schwankungen der Umgebungstemperatur die Stabilität sehr groß ist, und zwar unter der Voraussetzung, daß die Temperaturkoeffizienten der Spulen und Kondensatoren der mit der digitalen Schaltung zusammenarbeitenden Resonanzschaltung in einer geeigneten Weise gewählt sind.

4. Da die den Mulor ansteuernden Transistoren Tr 7 und Tr 8 des Verstärkers 19 lediglich Schaltoperationen ausführen, sind die Kollektorwärmeverluste dieser Transistoren sehr gering. Aus diesem Grunde kann man für diese Bauelemente Transistoren mit verhältnismäßig geringen Leistungsanforderungen ansetzen. Darüber hinaus entfallen für diese Transistoren Kühlplatten, so daß es möglich ist, die Transistoren direkt auf der Grundplatte einer gedruckten Schaltung anzuordnen. Da weiterhin die Energieanforderung an die Speisespanmingsquelle gering ist, kann die beschriebene Vorrichtung mit großem Vorteil in tragbaren Battcriegeräten eingesetzt werden.
Im folgenden wird eine weitere Ausführungsionn des zum Antrieb des Motors dienenden Verstärkers 19 beschrieben.

Diese zweite Ausfühi ungsform des Verstärkers 19 ist in der Fig. 15 dargestellt, in der gleiche oder ähnliche Teile mit denselben Bezugszahlen versehen sind wie zuvor. Diese Ausführungsform der Motoransteuerschaltung enthält im wesentlichen eine Wechselstromsignalerzeugungsschaltung 50 zum Erzeugen eines Wechselstromsignals konstanter Periode und konstanter Amplitude, eine Gleichstromverstärkerschaltung 51 zum Verstärken der Steuereingangssignalspannung Vo und eine als Schalter arbeitende Verstärkerschaltung 52, deren Ausgangsspannung der Eingangsgleichspannung proportional ist, die die Transistoren Tr7 und TrS zum Ausführen von Schaltvorgängen veranlaßt.

In der Wechselstromsignaierzeugungsschaltung 50 wird die Basis eines Transistors Tr 11 durch Widerstände R 21 und R 22 vorgespannt, und in den Emitterkreis dieses Transistors ist ein Widerstand R 23 eingeschaltet. Im Kollektorkreis dieses Transistors befindet sich eine Parallelschaltung aus einer Spule L 7 und aus zwei in Reihe liegenden Kondensatoren CIl und C12. Der Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren CIl und C12 ist mit dem Emitter des Transistors TrIl und über einen Widerstand R 32 und einen Kondensator C13 an die Basis eines Transistors Tr6 angeschlossen. Somit wird der Basis des Transistors Tr 6 ein in der Wechselstromsignalerzeugungsschaltung 50 erzeugtes besonderes Wechselstromsignal zugeführt, das eine konstante Periode, eine konstante Amplitude und einen geneigten Abschnitt aufweist Im vorliegenden Fall handelt es sich um ein sinusförmiges Signal. Das Signal kann aber auch einen sägezahnförmigen, einen dreieckförmigen oder ähnlichen Verlauf aufweisen.

Das vom Frequenzdiskriminator 18 gelieferte Eingangssteuersignal Vo wird über einen Anschluß 53 der Basis eines Transistors 7rl2 der Gleichstromverstärkerschaltung 51 zugeführt Der Emitter des Transistors Tr 12 ist über einen Widerstand R 25 mit dem Emitter eines Transistors 7rl3 verbunden. An den Kollektor des Transistors Tr \2 ist die Basis eines Transistors Tr 14 angeschlossen. Der Transistor Tr 13 ist durch Widerstände R 28 und R 29 vorgespannt Im

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Emitterzweig des Transistors Tr 13 liegt ein Wirferst^d R 26. Der Emitter des Transistors 77" 14 ist über einen Widerstand λ'33 an eine Spei>;espannuii_osKleinme 55 mit einer Betriebsspannung Vm angeschlossen. Der Kollektor drs Transistors Tr 14 ist mit einem Widerstand R 30 verbinden. Da.; . r.i Transistor 7>14 verstärkte Steuerein^angssignsi wird über ι,ι,.,ι Widerstand /?31 der Basis des Transistors Tr6 zugeführt.

Die Klemmenspannung des Gleichstrommotors 10 wird als negative Rückführung übei (.-inen VVicc-fM ^mJ S 27 dem Emitter des Transistors Tr 12 der G'.eichstromverstärkungsschaltung 51 zugeführt. Gleichzeitig gelangt die Rückführspa>inung über den Widerstand R 25 zum Emitter des Transistors Tr ! 3.

Der Einiuchheit halber wird die Betriebsweise der oben beschriebenen Schaltungsanordnungen ohne Einbeziehung der Rückführung betrachtet.

Dc; Basis des Transistcr-s Tr6 wird ein vereinigtes Signa! xugeiühru das sich aus der Überlagerung eines sinusförmigen Signals mit der Amplitude Aj, wie es in der Fig. 16A dargestellt ist, und eines Steucreingangssignals vo ergibt, das durch die Verstärkungsscr.altung 51 verstärkt worden ist. Wenn dieses vereinigte Signal den durch das Emitterpotential des Transistors Tr 6 bestimmten Schnittpegel Vs überschreitet, gerät der Transistor 7?6 in den eingeschalteten Zustand, so daß über eine Speisespannungsanschlußklemme 54 mit einer Betriebsspeisespannung Vm über einen Widerstand R 17 ein Strom durch den Transistor Tr 6 fließt. Das Emitterpotential des Transistors 7?6 wird dabei durch die Widerstände R 16 und R 18 eingestellt.

Die Klemmenspannung des Widerstands R 17 wird den Transistoren Tr7 und TrS zugeführt, die beide in den leitenden Zustand übergehen, so daß am Kollektor des Transistors TrS die in der Fig. 16B dargestellte rechteckförmige Spannung auftritt, deren Amplitude praktisch gleich der Betriebsspannung Vei ist. Diese rechteckförmige Spannung wird geglättet und dann in ähnlicher Weise wie bei der ersten Ausführungsform dem Gleichstrommotor 10 zugeführt.

Wenn das Steucreingangssignal groß ist, wird das vereinigte Signal ebenfalls groß, wie es in der Fig. 16C dargestellt isL In diesem Fall werden die Zeitspannen, während denen der Schnittpegel Vs überschritten wird, verhältnismäßig lang, so daß die Impulsbreite der von den Transistoren Tr 7 und TrS gelieferten rechteckförmigen Ausgangsspannung groß wird, wie es in der Fig. 16D dargestellt ist. Die Folge davon ist, daß die durch Glättung erzeugte Motorgleichspannung ihren Normalwert übersteigt.

Wenn andererseits das Steuereingangssignal klein ist, nimmt auch das vereinigte Signal einen kleineren Wert an, wie es in der Fig. 16E dargestellt ist. In diesem Fall sind die Zeitspannen, während denen der Schnittpegel Vs übertroffen wird, verhältnismäßig kurz, so daß die von den Transistoren TrI und Tr% gelieferte rechteckförmige Ausgangsspannung eine kleine Impulsbreite aufweist, wie es in der F i g. 16F gezeigt ist Infolgedessen ist auch die geglättete, dem Motor zugeführte Gleichspannung geringer als die normalerweise am Motor liegende Betriebsspannung.

Somit nimmt trotz der Tatsache, daß die den Motor ansteuernden Transistoren Tr7 und TrS Schaltoperationen ausführen, die Ausgangsspannung der schaltenden Verstärkerschaltung 52 einen Wert an, der der Steuereingangsspannung Vo proportional ist

Unter Berücksichtigung der Gleichung (3) der ersten Ausführungsform gilt für die Verstärkung Ga der

schaltenden Verstärkerschaltung 52 die folgende Beziehung:

C-1

I 2 I_n,

A-;s der Gleichung (3a) geht hervor, daß bei ei.^r Schw'TKung der Betriebsspeisespar.nung Vm die Verstärken? Ga Änderungen unterworfen ist. lnfolgedes·

ι sen änue:; sich auch die Drehzahl des Gleichspannungsmotors iO. Diese Schwierigkeit winJ bei dieser Ausführungsform dadurch überwunden, daß eine Rückführschaltung vorgesehen ist.
Im folgenden wird der Fall betrachtet, daß die

!«, Klemmenspannung des Gleichstrommotors !0 der Gleichstromverstärkungsschaltung 51 über die Widerstände R 27 und /? 2r» r-.h negative Rückführung zugeführt wird. Die in der Fig. 15 dargestellte Schaltungsanordnung nimmt dann das in der Fig. 17 gezeigte Blockschaltbild an. Dabei ist G 1 die Verstärkung der Gleichstromverstärkerschaltung 51, G 2 die Verstärkung der schaltenden Verstärkerschaltung 52, Δν die Schwankung der Speisebetriebsspannung Vsi und β das Rückführverhältnis. Die Klemmenspannung VAi des Gleichstrommotors 10 ist dann durch die folgende Gleichung gegeben:

(H

(4)

Wenn bei der Gleichung (4) das Produkt (G 1 χ β) aus der Verstärkung G 1 der GleichstromverstärkerschaitungSi und dem Rückführverhäitnis/J hinreichend groß ist, kann man die Wirkung der Schwankung Δ ν der .15 Betriebsspeisespai.nung Vb\ vernachlässigen.

Demzufolge kann man die Verstärkung des gesamten negativen Rückführverstärkers durch die folgende Gleichung angeben:

R 27
R 25

(5)

Wenn man keine negative Rückführschaltung benutzt, ändert sich die Verstärkung G 2, und zwar in Folge der Schwankung der Betriebsspeisespannung Vsi, selbst wenn man die Amplitude eo' des Wechselstromsignals konstant hält. Dies ist aus der Gleichung (3a) ersichtlich. In entsprechender Weise würde dann auch die Drehzahl des Motors 10 schwanken. Wenn man jedoch die Gesamtschaltung entsprechend den F i g. 15 und 17 als Verstärker mit negativer Rückführung aufbaut, wird die Gesamtverstärkung der Schaltungsanordnung ausschließlich durch das Rückführverhältnis bestimmt, wie es aus der Gleichung (5) hervorgeht Schwankungen der Betriebsspeisespannung Vei sind somit wirkungslos. Darüber hinaus kann man die Einstellung der Verstärkung sehr leicht vornehmen, da diese lediglich von den Werten der Widerstände Ä27 und R 25 abhängt

Eine dritte Ausführungsform des den Motor ansteuernden Verstärkers ist in der Fig. 18 dargestellt Dabei sind ähnliche und gleiche Bauteile mit denselben Bezugszahlen versehen wie in der F i g. 15.
Die Schaltungsanordnung nach der Fig. 18 unterscheidet sich von derjenigen nach der F i g. 15 dadurch, daß der Punkt, an dem die Rückführspannung bezüglich der Gleichstromverstärkerschaltung 51 abgenommen wird, verschieden ist Bei der Schaltungsanordnung nach

der Fig. 18 ist ein Widerstand Λ34 mit dem Gleichstrommotor 10 \v Reihe geschaltet, und die am Widerstand Ä34 abfallende Spannung wird zu der Gleichstromverstärkerschaltung 51 zurückgeführt.

Diesen Verstärker mit Rückführung kann man durch das in der Fig. 19 gezeigte Blockschaltbild darstellen. Darin ist der Innenwiderstand des Gleichstrommotors 10 mit am bezeichnet. Wenn der durch den Gleichstrommotor 10 fließende Strom mit /o bezeichnet wird, gilt die folgende Beziehung:

(I_n -K34 /„·,-'K/l (.2 Ir-02 +

Λ34)
(6)

Demzufolge kann man die Beziehung zwischen dem Motorstroin /o und dem Eingangssteuersignal Vu wie folgt darstellen:

Gl -Cl-I₁, -Cl- Ir
R34(l +(,!(.'2VH R

Wenn man die Variablen derart wählt, daß CX - G2 ■ β ■ R34> tfMundCl G2- ß> !,erhält man aus der Gleichung (7) die folgende Beziehung:

"■■

Wenn in der Gleichung (8) die Größe (GI · β ■ R 34) hinreichend groß ist, ergibt sich der folgende Ausdruck:

11, ,;-RM ■

Aus der durch die Gleichung (9) beschriebenen Beziehung geht hervor, daß die in der Fig. 19 dargestellte Schaltungsanordnung als Stromverstärker arbeitet und daß die Verstärkung für den Fall, daß die Schleifenverstärkung hinreichend groß ist, durch den zur Stromerfassung dienenden Widerstand Λ 34 und das Rückführverhältnis β bestimmt wird und nicht von Betriebsspeisespannungsschwankungen abhängt.

Da die zuletzt beschriebene Ausführungsform auf eine Stromansteuerung zurückgeht, machen sich durch den Kontakt zwischen den Bürsten und dem Kommutator des Gleichstrommotors hervorgerufene Schwankungen weniger stark bemerkbar als bei einer Schaltung, die auf Spannungsansteuerung beruht.

Eine vierte Ausführungsform des den Motor ansteuernden Verstärkers ist in der F i g. 20 dargestellt. Gleiche und ähnliche Bauelemente sind mit denselben Bezugszahlen versehen wie in der Fig. 15.

Bei dieser Ausführungsform ist zwischen die Gleichstromverstärkerschaltung 51 und die schaltende Verstärkerschaltung 52 eine Schaltung 60 geschaltet, die die Dämpfungscharakteristik in der Verzögerungsrichtung des Gleichstrommotors 10 verbessern soll. Das Kollektorausgangssignal des Transistors Tr 14 wird dem Transistor Tr 6 zugeführt und gleichzeitig an die Basis eines Transistors Tr20 gelegt. Ein Widerstand Λ41 isi mit dem Emitter des Transistors 7V20 verbunden. Dei Kollektor des Transistors Tr 20 ist über einer Widerstand 40 an die Anschlußklemme 55 dei Speisespannungsquelle mit der Betriebsspeisespannung Vk angeschlossen. Vom Ausgangssignal des Transistor; Tr 20 wird lediglich die Wechselstromkomponente übei einen Kondensator C 20 der Basis eines Transistor; 7/-21 zugeführt. Der Transistor 7>21 bildet mit einen"

ίο Transistor Tr22 eine Darlington-Schaltung. Diese Transistoren werden durch Widerstände R42 und R43 derart vorgespannt, daß sie normalerweise gesperrt sind.

Zunächst sollen die Verhältnisse ohne eine die Dämpfungscharakteristik verbessernde Schaltung 60 beachtet werden. In diesem Fall antwortet der Gleichstrommotor 10 in einer verhältnismäßig kurzen Zeit in seiner Beschleunigungsrichtung abrupten Änderungen des Steuereingangssignals Vo, wohingegen in der Verzögerungsrichtung eine verhältnismäßig große Verzögerungszeit auftritt und die Dämpfungscharakteristik unzulänglich sein kann. Dazu soll ein Beispiel betrachtet werden und zwar mit einem in der F i g. 21A dargestellten Stejereingangssignal. In diesem Fall ändert sich die Umlaufgeschwindigkeit um com des Motors 10 entsprechend der Darstellung nach der F i g. 21B. Wie man sieht, ist die Ansprechzeit 12 in der Verzögerungsrichtung größer al? die Ansprechzeit 11 in der Beschleunigungsrichtung.

ίο Dies ist darauf zurückzuführen, daß die den Motor ansteuernden Transistoren Tr 7 und Tr 8 im leitenden Zustand sind, wenn der Gleichstrommotor beschleunigt werden soll, und im gesperrten Zustand sind, wenn der Gleichstrommotor verzögert werden soll. Im ersten Fall

is ist der Ausgangswiderstand sehr klein und im zweiten Fall sehr groß.

Wenn nun entsprechend der Darstellung nach der F i g. 20 eine Schaltung 60 zum Verbessern der Dämpfungscharakteristik vorhanden ist, wird bei einem negativen Spannungsschritt des Steuereingangssignals Vo diese Spannung durch den Transistor Tr 20 umgekehrt, so daß am Kollektor des Transistors Tr20 ein Spannungsschritt in der regulären Richtung auftritt. Da dieser Spannungsschritt in der regulären Richtung

4«, über einen Kondensator C20 dem Transistor Tr21 zugeführt wird, gehen die normalerweise durch die Auswahl der Widerstände 42 und 43 gesperrten Transistoren Tr 21 und Tr 22 in den leitenden Zustand über. Zu dieser Zeit sind die Transistoren Tr 7 und Tr 8 gesperrt.

Auf Grund der obigen Wirkungsweise werden die Anschlußklemmen des Gleichstrommotors 10 durch die geringen Widerstände der leitenden Transistoren Tr 21 und Tr 22 kurzgeschlossen. Die Folge davon ist, daß der Gleichstrommotor auch in der Verzögerungsrichtung eine sehr kurze Ansprechzeit aufweist. Wie es aus der Fig. 21C hervorgeht, ist diese Ansprechzeit »3 kleiner als r2. Im vorliegenden Fall wird die Ansprechzeit f 3 in der Verzögerungsrichtung praktisch gleich der An-

fto Sprechzeit /1 in der Beschleunigungsrichtung.

I Ik-r/u 7 Blatt Λ

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Vorrichtung zur Regelung der Drehbewegung eines drehbaren Körpers mit einem Gleichstrommotor zum Antrieb des Körpers, mit einer Drehzahldetektoreinrichtung zum Feststellen der Drehzahl des Körpers in Form eines elektrischen Signals mit einer Frequenz, die das n\ -fache der Drehzahl des Körpers ist, wobei /Ji eine positive ganze Zahl darstellt, mit einem auf das elektrische Signal ansprechenden Frequenzdiskriminator zum Liefern eines Gleichstrom-Steuersignals entsprechend der Frequenzdifferenz zwischen der Frequenz des elektrischen Signals und einer vorgegebenen Frequenz und mit einem von diesem Steuersignal angesteuerten Verstärker zum Erzeugen der dem Motor zugeführten Gleichspannung, dadurch gekennzeichnet, daß sich der Frequenzdiskriminator (18) auszeichnet durch einen auf das elektrische Signal ansprechenden Phasenschieber (32), durch ein erstes NAND-Glied (31) zum Erzeugen des NAND-Produkts aus dem Ausgangssignal des Phasenschiebers und aus dem elektrischen Signal, durch ein erstes Phasenumkehrglied (33) zum Umkehren der Phase des elektrischen Signals, durch ein zweites Phasenumkehrglied (35) zum Umkehren der Phase des Ausgangssignals des Phasenschiebers, durch ein zweites NAND-Glied (35) zum Erzeugen des NAND-Produkts aus den Ausgangssignalen des ersten und des zweiten Phasenumkehrglieds und durch eine Glättungsschaltung (36) zum Glätten der vereinten Ausgangssignale des ersten und des zweiten NAND-Glieds zwecks Erzeugung des Steuersignals.