DE2336198B2 - Vorrichtung zur regelung der drehbewegung eines drehbaren koerpers - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Regelung der Drehbewegung eines drehbaren Körpers mit einem Gleichstrommotor zum Antrieb des Körpers, mit einer Drehzahldetektoreinrichtung zum Feststellen der Drehzahl des Körpers in Form eines elektrischen Signals mit einer Frequenz, die das m -fache der Drehzahl des Körpers ist, wobei m eine positive ganze Zahl darstellt, mit einem auf das elektrische Signa! ansprechenden Frequenzdiskriminator zum Liefern eines Gleichstrom-Steuersignals entsprechend der Frequenzdifferenz zwischen der Frequenz des elektrischen Signals und einer vorgegebenen Frequenz und mit einem von diesem Steuersignal angesteuerten Verstärker zum Erzeugen der dem Motor zugeführten Gleichspannung.

Bei dem drehbaren Körper kann es sich beispielsweise um eine Bandantriebsrolle oder Tonwelle eines Aufzeichnungs- und bzw. oder Wiedergabegeräts handeln. Der Antriebsmotor wird dabei derart angesteuert, daß die Drehzahl der Tonwelle konstant si-in soll. no

Eine Vorrichtung zur Regelung der Drehbewegung eines drehbaren Körpers der eingangs beschriebenen Art ist aus der DT-OS 15 13 445 grundsätzlich bekannt. Diese bekannte Vorrichtung dient zur Regelung der Drehzahl und Winkelstellung der Welle eines elektri- 6s sehen Motors und weist einen vorzugsweise optisch arbeitenden, an die Welle des Motors angeschlossenen Signalgeber auf, der zwei um 90° gegeneinander phasenverschobene elektrische Signale erzeugt, deren Frequenz der Drehfrequenz oder einem ganzzahiigen Vielfachen der Drehfrequenz der Motorwelle entspricht. Damit auch sehr hohe unerwünschte Frequenzsi.hwankungen der Welle ausgeregelt werden können, wird ein Trägersignal mit den beiden gegeneinander phasenverschobenen elektrischen Signalen moduliert, dessen Frequenz wesentlich höher als die Frequenz der elektrischen Signale des Signalgebers ist. Der Phasenbzw. Frequenzvergleich wird auf der Ebene der Trägerfrequenz vorgenommen, so daß eine sehr feine Regelung möglich ist. Darüber hinaus gestattet die Verwendung der beiden gegeneinander phasenverschobenen Signale des Signalgebers auch bei Stillstand oder geringen Drehzahlen der Welle eine hinreichend genaue Phaseneinstellung.

Diese genaue und feine Regelung wird jedoch bei der bekannten Vorrichtung mit einem sehr hohen schaltungstechnischen Aufwand erkauft. So weist bereits allein die Modulationsschaltung zahlreiche kostspielige Bauteile einschließlich von Transformatoren auf, die darüber hinaus schwer sind und einen hohen Platzbedarf haben.

Zum weiteren Stand der Technik wird auf die britischen Patentschriften 9 40 449 und 9 49 212 verwiesen, aus denen es grundsätzlich bekannt ist, mit Hilfe von Phasenschiebern die Phase von periodisch veränderlichen Signalen zu verschieben, um störenden Abweichungen in periodischen Vorgängen entgegenzuwirken.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine möglichst einfach aufgebaute, gewichtsmäßig leichte Vorrichtung zur Drehzahlregelung zu schaffen, die insbesondere zum Einbau in ein tragbares Gerät zum Aufzeichnen und bzw. oder Wiedergeben von Videosignalen geeignet sein soll und daher auch einen geringen Plat-rbedarf haben soll.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist die eingangs beschriebene Vorrichtung nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß sich der Frequenzdiskriminator auszeichnet durch einen auf das elektrische Signal ansprechenden Phasenschieber, durch ein erstes NAND-Glied zum Erzeugen des NAND-Produkts aus dem Ausgangssignal des Phasenschiebers und aus dem elektrischen Signal, durch ein erstes Phasenumkehrglied zum Umkehren der Phase des elektrischen Signals, durch ein zweites Phasenumkehrglied zum Umkehren der Phase des Ausgangssignals des Phasenschiebers, durch ein zweites NAND-Glied zum Erzeugen des NAND-Produkts aus den Ausgangssignalen ces ersten und des zweiten Phasenumkehrglieds und durch eine Glättungsschaltung zum Glätten der vereinten Ausgangssignale des ersten und des zweiten NAND-Glieds zwecks Erzeugung des Steuersignals.

Der auf das elektrische Signal ansprechende Phasenschieber ist dabei derart ausgelegt, daß er in Übereinstimmung mit der Frequenzdifferenz zwischen der Frequenz des elektrischen Signals und der vorbestimmten Frequenz die Phase des elektrischen Signals verzögert, wenn die Frequenz des elektrischen Signals höher als die vorbestimmte Frequenz ist, und in Übereinstimmung mit der Frequenzdifferenz zwischen der vorbestimmten Frequenz und der Frequenz des elektrischen Signals die Phase des elektrischen Signals vorschiebt, wenn die Frequenz des elektrischen Signals niedriger als die vorbestimmte Frequenz ist.

Trotz eines einfachen, platzsparenden und preiswerten Aufbaus weist die erfindungsgemäße Vorrichtung

lie Vorteile auf, daß sie äußerst zuverlässig arbeitet und iisbesondere gegenüber Temperaturschwankungen sta-)il ist. Ferner hat die beanspruchte Vorrichtung einen ninimalen Energiebedarf.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung :> werden an Hand von Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine teilweise als Blockschaltbild ausgeführte schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels einer Konstantdrehzahl-Regelvorrichtung nach der Erfindung,

Fig.2 eine vereinfachte Darstellung eines in der Vorrichtung nach der F i g. 1 verwendeten Drehzahldetektors,

F i g. 3 ein Schaltbild einer Ausführungsform einer mit dem in der Fig.2 dargestellten Detektor zusammenarbeitenden Schaltungsanordnung zum Feststellen der Drehzahl,

Fig.4 eine graphische Darstellung einer Amplituden-Frequenz-Charakteristik der in der F i g. 3 gezeigten Drehzahldetektorschaltung,

F i g. 5 eine teilweise als Blockschaltbild ausgeführte schematische Darstellung einer Ausführungsform eines Frequenzdiskriminators für die in der F i g. 1 gezeigte Vorrichtung,

F i g. 6 eine graphisch dargestellte Charakteristik eines in der Schaltung nach der Fig.5 verwendeten Phasenschiebers,

F i g. 7 eine graphische Charakteristik des in der F i g. 5 dargestellten Frequenzdiskriminators,

F i g. 8A bis 81 den zeitlichen Verlauf von verschiedenen Signalen, die zur Erläuterung der Betriebsweise des in der F i g. 5 dargestellten Frequenzdiskriminators dienen,

Fig. 9 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Phasenschieber::,

Fig. 10 eine graphische Charakteristik des in der F i g. 9 dargestellten Phasenschiebers,

Fig. Il ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform eines Phasenschiebers,

Fig. 12 eine graphische Charakteristik des in der F i g. 11 dargestellten Phasenschiebers,

Fig. 13 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines den Motor ansteuernden Verstärkers,

F i g. 14A bis 141 verschiedene zeitliche Signalverläufe, die zur Erläuterung der Arbeitsweise des in der F i g. 13 dargestellten Verstärkers dienen,

Fig. 15 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines den Motor ansteuernden Verstärkers,

Fig. 16A bis 16F verschiedene Signalverläufe, die zur Erläuterung der Arbeitsweise des in tier Fig. 15 so dargestellten Verstärkers dienen,

Fig. 17 ein der in der Fig. 15 dargestellten Schaltungsanordnung äquivalentes Blockschaltbild,

F i g. 18 ein Schaltbild einer dritten Aasführungsform eines den Motor ansteuernden Verstärkers,

Fig. 19 ein der in der Fig. 18 dargestellten Schaltungsanordnung äquivalentes Blockschaltbild,

F i g. 20 ein Schaltbild einer vierten Ausführungsform eines den Motor ansteuernden Verstärkers und

F i g. 21A bis 21Γ graphische Darstellungen von dem Beschleunigungs- und Verzögerungsverhalten eines Gleichst rommo tors.

Wie es aus der F i ^. ! hervorgeht, weis) ein Gleichstrommotor 10, dessen Drehzahl mit einer nach der Erfindung ausgebildeten Vorrichtung gesteuert ^₅ werden soll, eine Rotorwelle auf, an deren äußerem Ende eine Rolle 11 fest angebracht ist. Die Rolle It ist üher einen endlosen Riemen 13 mit einer weiteren Rolle 12 verbunden. Die Rolle 12 ist derart ausgebildet und angeordnet, daß sie sich einheitlich und koaxial mit einer Bandantriebsroiie oder Tonwelle 14 zum Antrieb eines nicht dargestellten Magnetbandes, mit einem Schwung rad i5 und mit einem inneren Zahnradkranz 16a eines Drehzahldetektors 16 dreht.

Entsprechend der Darstellung nach der Fig.2 enthält der Drehzahldetektor 16 die Rolle 12 und den inneren Zahnradkranz 16a, die sich zusammen mit der Tonwelle 14 drehen, sowie einen feststehenden äußeren Zahnradkranz 166, der den inneren Zahnradkranz 16a umgibt und von diesem gerade einen solchen Abstand hat, daß die Drehbewegung des inneren Zahnradkranzes 16a nicht behindert wird. Der Außenumfang des mit einer Außenverzahnung versehenen inneren Zahnradkranzes 16a und der Innenumfang des mit einer Innenverzahnung versehenen äußeren Zahnradkranzes 16b sind mit /?i-Zähnen ausgerüstet und bilden zwischen sich eine elektrostatische Kapazität Co.

Wenn der innere Zahnradkranz 16a zusammen mit der Tonwelle 14 eine Umdrehung ausführt, ändert sich die elektrostatische Kapazität Co sinusförmig ni-mal. Wenn sich daher die Tonwelle 14 und der innere Zahnradhranz 16a mit einer Frequenz m drehen, hat die elektrostatische Kapazität Cb eine Frequenz von

/b = πι χ /72(Hz).

Die Kapazität kann dann wie folgt dargestellt werden:

Ch= C+ AC sin 2 π hl.

Der drehbare innere Zahnradkranz 16a ist mit Masse verbunden, während der feststehende äußere Zahnradkranz 16b an eine Drehfrequenzdetektorschaltung 17 angeschlossen ist. Änderungen in der Frequenz /b der elektrostatischen Kapazität werden durch die Detektorschaltung 17 festgestellt. Damit wird die Drehzahl der Tonwelle 14 gemessen. Das Ausgangssignal der Detektorschaltung 17 wird einem Frequenzdiskriminator 18 zugeführt, der die Drehzahländerungen der Tonwelle 14 in Form von Fehlerspannungssignalen wiedergibt, die in einem Verstärker 19 verstärkt und dann dem Gleichstrommotor 10 zugeführt werden, um dessen Drehzahl zu regeln.

Die geschlossene Schleife mit dem Drehzahldetektor 16, der Drehfrequenzdetektorschaltung 17, dem Frequenzdiskriminator 18, dem Verstärker 19 und dem Gleichstrommotor 10 bildet eine Drehzahlregelanlage, die den Gleichstrommotor 10 derart regelt, daß er eine konstante Drehzahl hat.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Drehfrequenzdetektorschaltung 17 wird an Hand der Fig.3 erläutert. Das Gatter eines Feldeffekttransistors Q 1 ist an den äußeren Zahnradkranz 166 angeschlossen. Die Quelle des Feldeffekttransistors ist über einen Widerstand RA und einen dem Widerstand parallelgeschalteten Kondensator C2 mit Masse verbunden. Eine Änderung in der obenerwähnten Kapazität Co macht sich somit zwischen dem Gatter und der Quelle des Feldeffekttransistors Q1 bemerkbar. Die Spannung einer Energiequelle mit der Anschlußklemme +ßwird durch Widerstände R2 und R3 geteilt und über einen Widerstand R 1 mit einem hinreichend hohen Widerstandswert von mehr als 1ΜΩ dem Gatter des Feldeffekttransistors Q1 zugeführt. Ein Tank- oder Schwingkreis mit einer Spule L 1 und einem Kondensator Cl isi an die Senke des Feldeffekttransistors Qi angeschlossen. Die Konstanten der Bauelemente dieses

Schwingkreises sind derart gewählt, daß diese Schaltung eine Resonanzfrequenz hat, die gleich der obenerwähnten Frequenz Λ ist.

Der besseren Übersicht halber sei hier angenommen, daß ein veränderbares kapazitives Bauelement mit einer elektrostatischen Kapazität Cb vorhanden ist und daß eine konstante Gleichspannung A einer aus dem veränderbaren Kondensator mit der Kapazität C) und dem Widerstand R1 gebildeten Reihenschaltung zugeführt wird. Wenn die Kapazität Cb konstant ist, wird das veränderbare kapazitive Bauelement bis zu der Kapazität von Co aufgeladen, wobei die Klemmenspannung auf A ansteigt und eine Ladung Q infolge der Kapazität Cb des kapazitiven Bauelements angesammelt wird. Wenn sich nun der Kapazitätswert der veränderbaren Kapazität Cb ändert, kann die in dem kapazitiven Bauelement angesammelte Ladung C? keine plötzliche Änderung ausführen. Da die Beziehung V- Q/Ch allgemein gilt, ändert sich die Spannung V mit einer Änderung in der Kapazität Cb.

Diese Spannung V wird dem Gatter des Feldeffekttransistors Qi zugeführt. Da an die Senke des Transistors Q1 eine Resonanzschaltung angeschlossen ist, wird die Spannung V verstärkt, wenn ihre Wechselfrequenz nahe bei der Resonanzfrequenz der Resonanzschaltung liegt. Die Änderungsfrequenz der Kapazität Co erhält man als eine Spannung zwischen der Senke des Feldeffekttransistors Q1 und Masse.

Wenn sich in der oben beschriebenen Schaltung die elektrostatische Kapazität Co mit einer bestimmten Frequenz ändert, erhält man an einer mit der Senke des Feldeffekttransistors Q 1 verbundenen Ausgangsklemme 20 nur dann ein Ausgangssignal eo, wenn diese Frequenz in einen bestimmten Frequenzbereich fällt, dessen Mittenfrequenz die Resonanzfrequenz fb des obenerwähnten Schwingkreises ist. Dies bedeutet, daß die Drehfrequenz der Detektorschaltung 17 eine der Darstellung der Fig.4 entsprechende Erfassungscharakteristik hat, die durch die Resonanzcharakteristik des Schwingkreises bestimmt ist. Selbst wenn daher ein Gemisch an äußeren Störungen auftritt, beispielsweise Rausch- und Brummkomponenten im Eingang, besteht keine Gefahr, daß dadurch das Ausgangssignal gestört wird.

Die Drehfrequenzdetektorschaltung 17 ist somit in der Lage, die Drehzahl m (Hz) der Tonwelle 14 als ein elektrisches Signal mit einer Frequenz k festzustellen, die allerdings πι-mal höher ist, wobei die Zahl m durch die Anzahl der Zähne der Zahnradkränze 16a und 16i> bestimmt ist.

Als nächstes wird an Hand der F i g. 5 eine bevorzugte Ausführungsform des Frequenzdiskriminators 18 beschrieben. Das an der Ausgangsklemme 20 der Drehfrequenzdetektorschaltung 17 auftretende Ausgangssigna! eo wird einer Eingangsklemme 30 des Frequenzdiskriminators 18 zugeführt und direkt an den einen Eingang eines NAND-Gliedes 31 und gleichzeitig über einen Phasenschieber 32 an den anderen Eingang des NAND-Gliedes 31 gelegt. Gleichzeitig wird das an der Eingangsklemme 30 auftretende Signal über ein Phasenumkehrglied 33 dem einen Eingang eines NAND-Gliedes 35 und über den Phasenschieber 32 sowie ein Phasenumkehrglied 34 dem anderen Eingang des NAND-Gliedes 35 zugeführt. Die Ausgangssignale der NAND-Glieder 31 und 35 werden durch ein Filter 36 geschickt und von dort einer Ausgangsklemme 37 zugeführt, an der dann eine Ausgangssignalspannung Vn auftritt. Der Phasenschieber 32 arbeitet, wie es aus seiner in der Fig. 6 dargestellten Charakteristil· hervorgeht, mit der Frequenz /ö als Bezugsgröße, um die Phase eines Eingangssignals mit einer die Bezugsfre quenz übersteigenden Frequenz zu verzögern und die Phase eines Eingangssignal mit einer die Bezugsfre quenz k unterschreitenden Frequenz vorzuschieben Derartige Schaltungen sind bekannt und beispielsweise in den F i g. 9 und 11 dargestellt.

Bei der in der F i g. 9 gezeigten Schaltung wird eir Eingangssignal über einen Kopplungskondensator Cl der Basis eines Transistors TrI zugeführt. Dei Transistor Tr 1 ist in geeigneter Weise durch Wider stände R 5, R 6 und R 7 vorgespannt. Im Kollektorzweij befindet sich eine Parallelresonanzschaltung, derer Resonanzfrequenz k beträgt und die eine Spule L 4 unc einen Kondensator C4 aufweist. Das Ausgangssigna tritt am Kollektor des Transistors Tr 1 auf.

Bei der in der Fig. 11 dargestellten Schaltung wire ein Eingangssignal über einen Widerstand /?8 eine:

ze Reihenresonanzschaltung zugeführt, deren Resonanz frequenz /b beträgt und die eine Spule L 5 und einer Kondensator C5 enthält. Die an den Klemmen de: Kondensators C5 abfallende Spannung wird der Basl· und dem Emitter eines Transistors Tr 2 zugeführt. Da; Ausgangssignal wird an den Klemmen eines Wider stands R 9 abgenommen, der im Emitterzweig liegt.

Die in den Fig.9 und 11 dargestellten Phasenschie berschaltungen haben an sich bekannte Charakteristi ken, wie es in den Fig. 10 und 12 gezeigt ist. Infolgt dieser Charakteristiken wird in jeder dieser Schaltunger die Phase θ verzögert, wenn die Eingangsfrequen; höher als die Bezugsfrequenz ft ist. und vorgeschoben wenn die Eingangsfrequenz niedriger als die Bezugsfre quenz/bist.

Die Ausführungsform des in der Fi g. 5 dargestellter Frequenzdiskrimir.ators 18 arbeitet wie folgt. Dei Einfachheit halber sei angenommen, daß das Eingangs signal eo einen rechteckförmigen Verlauf mit einei Frequenz /b aufweist, wie es in der F i g. 8A dargestell

ist, und daß durch den Phasenschieber 32 die in dei F i g. 8C dargestellte Phasenverschiebung bewirkt wird In diesem Fall werden die in den Fig. 8A und 8C dargestellten Signale dem NAND-Glied 31 zugeführt während die in den Fig. 8B und 8D dargestellter

rechteckförmigen Signale, die sich durch Phasenumkehi aus den in den Fig. 8A und 8C gezeigten Signaler ergeben, an das NAND-Glied 35 gelegt werden. Dami erhält man das in der F 1 g. 8E gezeigte Signal, das di< Kombination der Ausgangssignale der beiden NAND

so Glieder darstellt. Dieses resultierende rechteckförmig< Signal wird durch das Filter 36 geglättet und tritt al: Fehlersignal Vo an der Ausgangsklemme 37 auf.

Wenn die Drehzahl der Tonwelle 14 über die normal« Drehzahl ansteigt und damit die Frequenz de;

Eingangssignals eo des Frequenzdiskriminators 18 höhei als die Bezugsfrequenz /b wird, tritt im Ausgangssigna des Phasenschiebers 32 entsprechend der in F Tg. f dargestellten Charakteristik eine Phasenverzögerunj von Φ auf, und es entsteht das in der Fig. 81

f>o dargestellte Signal. Auf Grund dessen nimmt da; kombinierte Ausgangssignal der NAND-Glieder 3t une 35 den in der Fig.8G dargestellten Signalverlauf an der eine geringere Impulsbreite als der in der Fig.8f gezeigte Signalverlauf hat. Dadurch wird das durct

(..S Glätten des in der Fig. 8G dargestellten Signalverlauf: erhaltene Gleichstromfehlersignai in bezug auf der normalen Zustand kleiner. Wenn andererseits di< Drehzahl der Tonwelle gegenüber der Normaldrehzah

abfällt, wird das Eingangssignal eo in der Phase um Φ vorgeschoben, wie es in der F i g. 8H dargestellt ist, und das kombinierte Ausgangssignal der NAND-Glieder 31 und 35 nimmt den in der Fig.81 dargestellten Signalverlauf an, der eine größere Impulsbreite aufweist. Infolgedessen wird das durch Glätten des in der Fig. 81 dargestellten Signalverlaufs erhaltene Gleichstromfehlersignal größer.

Somit erzeugt der oben beschriebene Frequenzdiskriminator 18 ein Ausgangsfehlersignal Vo, dessen Größe entsprechend der in der F i g. 7 dargestellten Charakteristik der Frequenz des Eingangssignals eo umgekehrt proportional ist.

An Hand der Fig. 13 wird eine besondere Ausführungsform des den Motor ansteuernden Verstärkers 19 beschrieben. Dieser Verstärker 19 enthält eine Schaltung 40, die eine Sägezahnspannung konstanter Periode erzeugt. Ferner umfaßt der Verstärker 19 eine einen Transistor Trb enthaltende Schaltung, die zur Überlagerung des Steuereingangssignals, d. h. des Ausgangssignals Vo des Frequenzdiskriminators 18, und der von der Schaltung 40 gelieferten Sägezahnspannung dient, um diese bei einem bestimmten Pegel abzuschneiden. Ferner ist eine Schaltung mit Transistoren Tr 7 und Tr8 vorgesehen, die entsprechend dem Ausgangssignal des Transistors Trb Schaltoperationen durchführen. Schließlich enthält der Verstärker 19 noch eine Schaltung aus einer Spule L 6 und einem Kondensator C9. die zur Glättung des Ausgangssignals des Transistors TrS dienen. Um das Auftreten einer Gegen-EMK zu verhindern, ist eine Diode D vorgesehen.

An dieser Stelle sei erwähnt, daß die Schaltung 40 notwendigerweise keine Sägezahnspannung zu erzeugen braucht. Es ist nämlich grundsätzlich lediglich erforderlich, ein Signal bereitzustellen, das eine konstante Frequenz und Amplitude hat, und zwar insbesondere eine Amplitude mit einer konstanten Neigung, beispielsweise mit einem dreieckförmigen oder auch sinusförmigen Verlauf.

Die oben genannte Sägezahnerzeugungsschaltung 40 enthält: Einen Transistor 7>4 mit geeigneten Vorspannungswiderständen /?10 und All, einen Transistor Tr3, dessen Basis den Kollektorstrom des Transistors Tr 4 erhält und dessen Kollektorausgangssignal der Basis des Transistors TrA zugeführt wird, einen Kondensator Cb, der durch den Emitterstrom des Transistors TrA über einen Widerstand R 12 aufgeladen wird, einen Transistor Tr 5, dessen Basiseingangssignal die Klemmenspannung des Kondensators Cb ist, in Reihe geschaltete Widerstände R 14 und R 15, die mit dem Emitter des Transistors Tr5 in Reihe liegen, und einen Widerstand R 13, der zwischen die Verbindung der Widerstände R 14 und R15 sowie den einen Anschluß des Kondensators Cb geschaltet ist.

Infolge der Ladung und Entladung des Kondensators Cb mit einer konstanten Periode tritt am Emitter des Transistors Tr 5 eine Sägezahnspannung mit dem in der Fig. 14A gezeigten Verlauf auf. Diese Sägezahnspannung wird über einen Kondensator C8 und einen veränderbaren Widerstand VR 1 der Basis des Transistors Trb zugeführt. Der veränderbare Widerstand VR 1 dient zum Einstellen der Amplitude des sägezahnförmigen Signalverlaufs.

Die als Steuereingangssignal einem Anschluß 41 zugeführte Ausgangsspannung Vo des Frequenzdiskriminators 18 wird zusammen mit der überlagerten Sägezahnspannung der Basis des Transistors Trb zugeführt. Das vereinte überlagerte Signal kann durch die folgende Gleichung (1) wiedergegeben werden:

ι if.ι,,ι^; ή ⁺ <·,;

'11

eO ist die Amplitude der Sägezahnspannung und fo ist die Periode der Sägezahnspannung.
Weiterhin wird eine durch die Widerstände R 16 und

ίο R18 in geeigneter Weise geteilte Spannung dem Emitter des Transistors Trb zugeführt. Dem Widerstand R 18 ist ein Kondensator C7 parallel geschaltet, der zur Aufnahme von Wechselstromkomponenten dient. Das Potential am Emitter des Transistors Trb ist

is daher auf eine besondere Schnittspannung Vs festgesetzt.

Wenn das der Basis des Transistors Trb zugeführte Eingangssignal, wie es in der Fig. 14A dargestellt ist, größer als die obenerwähnte Emitterspannung Vs ist,

:o gerät der Transistor Trb in die Sättigung und das Ausgangssignal dieses Transistors nimmt einen Verlauf an, der durch die Schnittwirkung der Spannung Vs beeinflußt wird. Dieses Ausgangssignal wird am Kollektor des Transistors Trb abgenommen und über

2s einen Widerstand R 19 der Basis des Transistors Tr 7 zugeführt. Der Transistor Tr 7 bildet zusammen mit dem Transistor Tr8 eine aus Leistungstransistoren aufgebaute Darlingtonschaltung. Diese Darlington-Schaltung führt entsprechend dem Basiseingangssigna] Schaltoperationen durch. Infolgedessen tritt am Kollektor des Transistors TrS eine Ausgangsspannung mil einem rechteckförmigen Verlauf auf, dessen Amplitude praktisch gleich der an eine Klemme 42 liegender Speisespannung Vb ist, wie es in der Fig. 14E

35. dargestellt ist. Diese rechieckförmige Ausgangsspannung wird von der Spule Lb und dem Kondensator C5 geglättet und danach als Gleichspannung Vm, entsprechend der Darstellung nach der Fig. 14C, derr Gleichstrommotor 10 zugeführt.

Wenn das Steuereingangssignal Vo größer als dei Normalwert ist, nimmt der Scheitelwert des vereinigter Signals aus diesem Signal Vn und der Sägezahnspannung einen höheren Wert an. Infolgedessen ist der Schnittpe gel der Spannung Vs des Transistors Tr 6 verhältnismä

4s Big klein, wie es in der F i g. 14D dargestellt ist. Dies ha zur Folge, daß die Transistoren Tr 7 und TrS eins rechteckförmige Spannung mit einer reiten Impulslän ge abgeben, wie es in der Fig. 14E dargestellt ist. Somi wird die dem Motor zugeführte und durch Glättung de;

so rechteckförmigen Spannung gewonnene Gleichspan nung Vm größer als es normalerweise der Fall ist Dii größere Spannung VXfistinder Fig. 14F dargestellt.

Wenn andererseits das Steuereingangssignal V kleiner als der Normalwert ist, nimmt der Scheitelwer

ss des aus dem Signal Vo und der Sägezahnspannunj vereinten Signals einen geringeren Wert an. In diesen Fall liegt der Schnittpegel der Spannung Vs de: Transistors Trb verhältnismäßig hoch, wie es aus de Fig. 14G hervorgeht. Das Ausgangssignal der Transi stören Tr 7 und Tr8 nimmt daher einen rechteckförmi gen Signalverlauf mit verhältnismäßig kleinen Impuls längen an, wie es in der Fig. 14H gezeigt isi Infolgedessen wird auch die durch Glättung diese rechteckförmigen Spannung gewonnene und den

fts Motor zugeführte Gleichspannung Vm klein, wie es au der Fig. 141 hervorgeht.

Die an den Anschlußklemmen des Gleichspannungs motors 10 auftretende Gleichspannung Vu ändert siel

folglich in Übereinstimmung mit dem Betrag der Steuereingangssignalspannung Vo. Diese Beziehung kann durch die folgende Gleichung (2) wiedergegeben werden.

'(/I ² 'η

Vl 'π

In dieser Gleichung ist Vs die Betriebsspeisespannung der Leistungstransistoren. Dabei wird vorausgesetzt, ι ο daß der Spannungsabfall zwischen dem Emitter und Kollektor des Transistors Tr8 im gesättigten Zustand praktisch Null ist.

Die Verstärkung G der Motorspeisespannung Vm in bezug auf das Eingangssteuersignal Vo läßt sich durch die folgende Gleichung (3) darstellen:

2 I „

(3)

Aus der Gleichung (3) geht hervor, daß bei konstanter Speisespannung Vs und konstanter Amplitude eo' der Sägezahnspannung die dem Motor 10 zugeführte Gleichspannung Vm einen Wert annimmt, der trotz der :s Tatsache, daß die zur Ansteuerung des Motors benutzten Transistoren 7r7und Tr 8 Schaltoperationen ausführen, dem Eingangssteuersignal Vo proportional ist. Somit ist es möglich, den Motor 10 in Übereinstimmung mit dem Betrag des Steuereingangssignals anzutreiben.

Da die zur Motoransteuerung dienenden Transistoren Tr 7 und Tr8 in der oben beschriebenen Weise Schaltvorgänge vornehmen, ist die Spannung zwischen dem Emitter und Kollektor dieser Transistoren im eingeschalteten oder leitenden Zustand sehr klein, während andererseits im ausgeschalteten oder gesperrten Zustand der durch die Emitter-Kollektor-Strecke dieser Transistoren fließende Strom ebenfalls äußerst gering ist. Aus diesem Grund ist der sich aus dem Produkt von Spannung und Strom ergebende Energieverbrauch in den Transistoren sowohl im ein- als auch im ausgeschalteten Zustand gering. Das bedeutet, daß die Kollektorwärmeverluste sehr klein sind.

Durch Ändern des Widerstandswerts des veränderbaren Widerstands VR 1 kann man die Amplitude co' der der Basis des Transistors Tr6 zugeführten Sägezahnspannung einstellen. Damit ist die durch die Gleichung (3) gegebene Gesamtverstärkung G leicht einstellbar.

Die oben beschriebene Vorrichtung nach der Erfindung zeichnet sich durch zahlreiche Vorteile aus.

1. Da der Drehzahldetektor 16 durch die Verwendung eines inneren Zahnradkranzes 16a und eines äußeren Zahnradkranzes 166 mit jeweils m Zähnen die Drehbewegung der Tonwelle 14 mit einer /71-mal höheren Frequenz feststellt, ist es sogar möglich, Drehzahlabweichungen innerhalb einer einzigen Umdrehung der Tonwelle 14 genau nachzuweisen.

2. Da die durch den Drehzahldetektor 16 und die Drehfrequenzdetektorschaltung 17 nachzuweisende Frequenz der Drehbewegung der Tonwelle 14 hoch ist, kann man die Schaitungsbauelemente miniaturisieren und den Schaltungsaufbau einfach halten. Darüber hinaus ist es möglich, den Frequenzdiskriminator 18 als Digitalschaltung aufzubauen.

3. Da man den Frequenzdiskriminator 18 in Form

einer digitalen Verknüpfungsschaltung aufbauer kann, sind durch Temperaturänderungen ausgelö ste Einflüsse sehr gering. Das bedeutet, daß in Hinblick auf Schwankungen der Umgebungstem peratur die Stabilität sehr groß ist, und zwar untei der Voraussetzung, daß die Temperaturkoeffizien ten der Spulen und Kondensatoren der mit dei digitalen Schaltung zusammenarbeitenden Reso nanzschaltung in einer geeigneten Weise gewähli sind.

4. Da die den Motor ansteuernden Transistoren TrI und 7>8 des Verstärkers 19 lediglich Schaltoperationen ausführen, sind die Kollektorwärmeverluste dieser Transistoren sehr gering. Aus diesem Grunde kann man für diese Bauelemente Transistoren mit verhältnismäßig geringen Leisiungsanforderungen ansetzen. Darüber hinaus entfallen für diese Transistoren Kühlplatten, so daß es möglich ist, die Transistoren direkt auf der Grundplatte einer gedruckten Schaltung anzuordnen. Da weiterhin die Energieanforderung an die Speisespannungsquelle gering ist, kann die beschriebene Vorrichtung mit großem Vorteil in tragbaren Batteriegeräten eingesetzt werden.
Im folgenden wird eine weitere Ausführungsform des zum Antrieb des Motors dienenden Verstärkers 19 beschrieben.

Diese zweite Ausführungsform des Verstärkers 19 isi in der Fig. 15 dargestellt, in der gleiche oder ähnliche leile mit denselben Bezugszahlen versehen sind wie zuvor. Diese Ausführungsform der Motoransteuerschaltung enthält im wesentlichen eine Wechselslromsignalerzeugungsschaltung 50 zum Erzeugen eines Wechselstromsignals konstanter Periode und konstanter Amplitude, eine Gleichstromverstärkerschaltung 51 zum Verstärken der Steuereingangssignalspannung K". und eine als Schalter arbeitende Verstärkerschaltung 52. deren Ausgangsspannung der Eingangsgleichspannung proportional ist, die die Transistoren Tr7 und TrS zum Ausführen von Schaltvorgängen veranlaßt.

In der Wechselstromsignalerzeugungsschaltune 50 wird die Basis eines Transistors TrIl durch Widerstände R 21 und R 22 vorgespannt, und in den Emitterkreis dieses Transistors ist ein Widerstand R 23 eingeschaltet. Im Kollektorkreis dieses Transistors befindet sich eine Parallelschaltung aus einer Spule L 7 und aus zwei in Reihe hegenden Kondensatoren CIl und C12. Der Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren ClI und C12 ist mit dem Emitter des Transistors TrW und über einen Widerstand R32 und einen Kondensator C 13 an die Basis eines Transistors 7>6 angeschlossen. Somit wird der Basis des Transistors Tr6 ein in der Wecnselstromsignalerzeugungsschaltung 50 erzeugtes besonderes Wechseistromsignal zugeführt, das eine konstante Periode, eine konstante Amplitude und einen geneigten Abschnitt aufweist. Im vorliegenden Fall handelt es sich um ein sinusförmiges Signal. Das Signal kann aber auch einen sägezahnförmigen, einen dreiecktormigen oder ähnlichen Verlauf aufweisen.

Das vom Frequenzdiskriminalor 18 gelieferte Eingangssteuersignal Vo wird über einen Anschluß 53 der Basis eines Transistors Tr 12 der Gleichstromverstarkerschaltung 51 zugeführt. Der Emitter des Transistors Fr 12 ist über einen Widerstand R 25 mit dem KuV ^{emeS Transistor}s 7? 13 verbunden. An den K-ollekior des Transistors 7V12 isi die Basis eines iransistors Tr 14 angeschlossen. Der Transistor Tr 13 ist durch Widerstände /?28 und R 29 vniwsmnnt. Im

Emitterzweig des Transistors Tr 13 liegt ein Widerstand R 26. Der Emitter des Transistors Tr 14 ist über einen Widerstand R 33 an eine Speisespannungsklemme 55 mit einer Betriebsspannung Vm angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Tr 14 ist mit einem Widerstand R 30 verbunden. Das vom Transistor 7rl4 verstärkte Steuereingangssignal wird über einen Widerstand /?31 der Basis des Transistors Tr 6 zugeführt.

Die Klemmenspannung des Gleichstrommotors 10 wird als negative Rückführung über einen Widerstand R 27 dem Emitter des Transistors Tr 12 der Gleichstromverstärkungsschaltung 51 zugeführt. Gleichzeitig gelangt die Rückführspannung über den Widerstand R 25 zum Emitter des Transistors Tr 13.

Der Einfachheit halber wird die Betriebsweise der oben beschriebenen Schaltungsanordnungen ohne Einbeziehung der Rückführung betrachtet.

Der Basis des Transistors Tr6 wird ein vereinigtes Signal zugeführt, das sich aus der Überlagerung eines sinusförmigen Signals mit der Amplitude Λο, wie es in der Fig. 16A dargestellt ist, und eines Steuereingangssignals vn ergibt, das durch die Verstärkungsschaltung 51 verstärkt worden ist. Wenn dieses vereinigte Signal den durch das Emitterpotential de*. Transistors 7V6 bestimmten Schnittpegel Vs überschreitet, gerät der Transistor 7?6 in den eingeschalteten Zustand, so daß über eine Speisespannungsanschlußklemme 54 mit einer Betnebsspeisespannung Vsi über einen Widerstand R 17 ein Strom durch den Transistor 7r6 fließt. Das Emitterpotential des Transistors 7r6 wird dabei durch die Widersta le R 16 und R 18 eingestellt.

Die Klemmenspannung des Widerstands R 17 wird den Transistoren Tr 7 und Tr 8 zugeführt, die beide in den leitenden Zustand übergehen, so daß am Kollektor des Transistors Tr8 die in der Fig. 16B dargestellte rechteckförmige Spannung auftritt, deren Amplitude praktisch gleich der Betriebsspannung V/?i ist. Diese rechteckförmige Spannung wird geglättet und dann in ähnlicher Weise wie bei der ersten Ausführungsform dem Gleichstrommotor 10 zugeführt.

Wenn das Steuereingangssignal groß ist, wird das vereinigte Signal ebenfalls groß, wie es in der Fig. 16C dargestellt ist. In diesem Fall werden die Zeitspannen, während denen der Schnittpegel Vs überschritten wird, verhältnismäßig lang, so daß die Impulsbreite der von den Transistoren 7>7und Tr8 gelieferten rechteckförmigen Ausgangsspannung groß wird, wie es in der Fig. 16D dargestellt ist. Die Folge davon ist, daß die durch Glättung erzeugte Motorgleichspannung ihren Normalwert übersteigt.

Wenn andererseits das Steuereingangssignal klein ist, nimmt auch das vereinigte Signal einen kleineren Wert an, wie es in der Fig. 16E dargestellt ist. In diesem Fall sind die Zeitspannen, während denen der Schnittpegel Vs übertroffen wird, verhältnismäßig kurz, so daß die von den Transistoren Tr 7 und TrS gelieferte rechteckförmige Ausgangsspannung eine kleine Impulsbreite aufweist, wie es in der F i g. 16F gezeigt ist. Infolgedessen ist auch die geglättete, dem Motor zugeführte Gleichspannung geringer als die normalerweise am Motor liegende Betriebsspannung.

Somit nimmt trotz der Tatsache, daß die den Motor ansteuernden Transistoren Tr7 und Tr8 Schaltoperationen ausführen, die Ausgangsspannung der schaltenden Verstärkerschaltung 52 einen Wert an, der der Steuereingangsspannung Vo proportional ist.

Unter Berücksichtigung der Gleichung (3) der ersten Ausführungsform gilt für die Verstärkung Ga der schaltenden Verstärkerschaltung 52 die folgende Beziehung:

(3a)

Aus der Gleichung (3a) geht hervor, daß bei einer Schwankung der Betriebsspeisespannung Vb\ die Verstärkung Ga Änderungen unterworfen ist. Infolgedessen ändert sich auch die Drehzahl des Gleichspannungsmotors 10. Diese Schwierigkeit wird bei dieser Ausführungsform dadurch überwunden, daß eine Rückführschaltung vorgesehen ist.
Im folgenden wird der Fall betrachtet, daß die

is Klemmenspannung des Gleichstrommotors 10 der Gleichstromverstärkungsschaltung 51 über die Widerstände R 27 und R 25 als negative Rückführung zugeführt wird. Die in der Fig. 15 dargestellte Schaltungsanordnung nimmt dann das in der Fig. 17 gezeigte Blockschaltbild an. Dabei ist G 1 die Verstärkung der Gleichstromverstärkerschaltung 51, G 2 die Verstärkung der schaltenden Verstärkerschaltung 52, Av die Schwankung der Speisebetriebsspannung Vsi und β das Rückführverhältnis. Die Klemmenspannung Vm des Gleichstrommotors 10 ist dann durch die folgende Gleichung gegeben:

Ir
(.7

Wenn bei der Gleichung (4) das Produkt (C 1 χ β) aus der Verstärkung G 1 der Gleichstromverstärkerschaltung 51 und dem Rückführverhältnis β hinreichend groß ist, kann man die Wirkung der Schwankung Δ ν der Betriebsspeisespannung Vn: vernachlässigen.

Demzufolge kann man die Verstärkung des gesamten negativen Rückführverstärkers durch die folgende Gleichung angeben:

R 27
R 25

Wenn man keine negative Rückführschaltung benutzt, ändert sich die Verstärkung G 2, und zwar in

4S Folge der Schwankung der Betnebsspeisespannung Vei. selbst wenn man die Amplitude eo' des Wechselstromsignals konstant hält. Dies ist aus der Gleichung (3a) ersichtlich. In entsprechender Weise würde dann auch die Drehzahl des Motors 10 schwanken. Wenn man jedoch die Gesamtschaltung entsprechend den Fig. 15 und 17 als Verstärker mit negativer Rückführung aufbaut, wird die Gesamtverstärkung der Schaltungsanordnung ausschließlich durch das Rückführverhältnis bestimmt, wie es aus der Gleichung (5) hervorgeht Schwankungen der Betriebsspeisespannung Vm sine somit wirkungslos. Darüber hinaus kann man die Einstellung der Verstärkung sehr leicht vornehmen, dt diese lediglich von den Werten der Widerstände R 2Ί und R 25 abhängt.

Eine dritte Ausführungsform des den Motor an steuernden Verstärkers ist in der Fig. 18 dargestellt Dabei sind ähnliche und gleiche Bauteile mit denselbet Bezugszalilen versehen wie in der Fig. 15.

Die Schaltungsanordnung nach der Fig. 18 unter

6s scheidet sich von derjenigen nach der F i g. 15 dadurch daß der Punkt, an ..lern die Rückführspannung bezüglicl der Gleichstromverstärkerschaltung 51 abgenommei wird, verschieden ist. Bei der Schaltungsanoi dnung nacl

der Fig. 18 ist ein Widerstand R34 mit dem Gleichstrommotor 10 in Reihe geschähet, und die am Widerstand Ä34 abfallende Spannung wird zu der Gicichstromvcrstärkerschaitung 5i zurückgeführt

Diesen Verstärker mit Rückführung kann man durch das in der Fig. 19 gezeigte Blockschaltbild darstellen. Darin ist der Innenwiderstand des Gleichstrommotors 10 mit am bezeichnet Wenn der durch den Gleichstrommotor 10 fließende Strom mit /o bezeichnet wird, gilt die folgende Beziehung:

(V₁₁ - R34 ■ I₁, ■ i!)Gl ■ Cl = Ir · Gl + I₁₁[R_x, ~ R34)

(6)

Demzufolge kann man die Beziehung zwischen dem Motorstrom /o und dem Eingangssteuersignal Vo wie folgt darstellen:

^ Gl-Gl-V₁₁-Gl- Ir

⁰ Λ34Ι1 -f Gl -Gl ■,.) + «.„

Wenn man die Variablen derart wählt, daß GX ■ G2 β ■ Ä34 > RMundGi ■G2■β> 1,erhält man aus der Gleichung (7) die folgende Beziehung:

Ii,

R 34

Ir

Wenn in der Gleichung (8) die Größe (G 1 ■ β ■ R 34) hinreichend groß ist, ergibt sich der folgende Ausdruck:

A, 1

K₁ ,; R34

(9)

Aus der durch die Gleichung (9) beschriebenen Beziehung geht hervor, daß die in der Fig. 19 dargestellte Schaltungsanordnung als Stromverstärker arbeitet und daß die Verstärkung für den Fall, daß die Schleifenverstärkung hinreichend groß ist, durch den zur Stromerfassung dienenden Widerstand R 34 und das Rückführverhältnis β bestimmt wird und nicht von Betriebsspeisespannungsschwankungen abhängt.

Da die zuletzt beschriebene Ausführungsform auf eine Stromansteuerung zurückgeht, machen sich durch den Kontakt zwischen den Bürsten und dem Kom-nutator des Gleichstrommotors hervorgerufene Schwankungen weniger stark bemerkbar als bei einer Schaltung, die auf Spannungsansteuerung beruht.

Eine vierte Ausführungsform des den Motor ansteuernden Verstärkers ist in der F i g. 20 dargestellt. Gleiche und ähnliche Bauelemente lind mit denselben Bezugszahlen versehen wie in der F i g. 15.

Bei dieser Ausführungsform ist zwischen die Gleichstromverstärkerschaltung 51 und die schaltende Ver-Stärkerschaltung 52 eine Schaltung 60 geschaltet, die die Dämpfungscharakteristik in der Verzögerungsrichtung des Gleichstrommotors 10 verbessern soll. Das Kollektorausgangssignal des Transistors Tr 14 wird dem Transistor 7>6 zugeführt und gleichzeitig an die Basis ho eines Transistors Tr20 gelegt Ein Widerstand RAX isi mit dem Emitter des Transistors 7>20 verbunden. De: Kollektor des Transistors Tr 20 ist über einer Widerstand 40 an die Anschlußklemme 55 der Speiüespannungsquelle mit der Betriebsspeisespannung Vm angeschlossen. Vom Ausgangssignal des Transistors Tr20 wird lediglich die Wechselstromkomponente über einen Kondensator C20 der Basis eines Transistor Tr2i zugeführt Der Transistor Tr21 bildet mit einen; Transistor Tr22 eine Darlington-Schaltung. Diese Transistoren werden durch Widerstände R 42 und R 43 derart vorgespannt, daß sie normalerweise gesperrt sind.

Zunächst sollen die Verhältnisse ohne eine die Dämpfungscharakteristik verbessernde Schaltung 60 beachtet werden. In diesem Fall antwortet der Gleichstrommotor 10 in einer verhältnismäßig kurzen Zeit in seiner Beschleunigungsrichtung abrupten Änderungen des Steuercingangssignals Vo, wohingegen in der Verzögerungsrichtung eine verhältnismäßig große Verzögerungizeit auftritt und die Dämpfungscharakte ristik unzulänglich sein kann. Dazu soll ein Beispie! betrachtet werden, und zwar mit einem in der F i g. 21A dargestellten Steuereingangssignal. In diesem Fall ändert sich die Umlaufgeschwindigkeit um ojm des Motors 10 entsprechend der Darstellung nach der Fig. 21B. Wie man sieht, ist die Ansprechzeit i2 in der Verzögerungsrichtung größer als die Ansprechzeit 11 in der Beschleunigungsrichtung.

Dies ist darauf zurückzuführen, daß die den Motor ansteuernden Transistoren Tr7 und Tr8 im leitenden Zustand sind, wenn der Gleichstrommotor beschleunigt werden soll, und im gesperrten Zustand sind, wenn der Gleichstrommotor verzögert werden soll. Im ersten Fall ist der Ausgangswiderstand sehr klein und im zweiten Fall sehr groß.

Wenn nun entsprechend der Darstellung nach der Fig.20 eine Schaltung 60 zum Verbessern der Dämpfungscharakteristik vorhanden ist, wird bei einem negativen Spannungsschritt des Steuereingangssignals Vo diese Spannung durch den Transistor Tr 20 umgekehrt, so daß am Kollektor des Transistors Tr 20 ein Spannungsschritt in der regulären Richtung auftritt Da dieser Spannungsschritt in der regulären Richtung über einen Kondensator C20 dem Transistor Tr 21 zugeführt wird, gehen die normalerweise durch die Auswahl der Widerstände 42 und 43 gesperrter Transistoren Tr21 und Tr22 in den leitenden Zustanc über. Zu dieser Zeit sind die Transistoren Tr 7 und Tr £ gesperrt.

Auf Grund der obigen Wirkungsweise werden die Anschlußklemmen des Gleichstrommotors 10 durch die geringen Widerstände der leitenden Transistoren Tr 21 und Tr 22 kurzgeschlossen. Die Folge davon ist, daß der Gleichstrommotor auch in der Verzögerungsrichtung eine sehr kurze Ansprechzeit aufweist. Wie es aus dei Fig. 21C hervorgeht, ist diese Ansprechzeit i3 kleiner als f 2. Im vorliegenden Fall wird die Ansprechzeit f3 ir der Verzögerungsrichtung praktisch gleich der An Sprechzeit 11 in der Beschleunigungsrichtung.

Hier/. 11 7 Bhitt Zcicliniiniien

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Vorrichtung zur Regelung der Drehbewegung eines drehbaren Körpers mit einem Gleichstrommotor zum Antrieb des Körpers, mit einer Drehzahldetektoreinrichtung zum Feststellen der Drehzahl des Körpers in Form eines elektrischen Signals mit einer Frequenz, die das m-fache der Drehzahl des Körpers ist, wobei m eine positive ganze Zahl darstellt, mit einem auf das elektrische Signal ansprechenden Frequenzdiskriminator zum Liefern eines Gleichstrom-Steuersignals entsprechend der Frequenzdifferenz zwischen der Frequenz des elektrischen Signals und einer vorgegebenen Frequenz und mit einem von diesem Steuersignal angesteuerten Verstärker zum Erzeugen der dem Motor zugeführten Gleichspannung, dadurch gekennzeichnet, daß sich der Frequenzdiskriminator (18) auszeichnet durch einen auf das elektrische Signal ansprechenden Phasenschieber (32), durch ein erstes NAND-Glied (31) zum Erzeugen des NAND-Produkts aus dem Ausgangssignal des Phasenschiebers und aus dem elektrischen Signal, durch ein erstes Phasenumkehrglied (33) zum Umkehren der Phase des elektrischen Signals, durch ein zweites Phasenumkehrglied (35) zum Umkehren der Phase des Ausgangssignals des Phasenschiebers, durch ein zweites NAND-Glied (35) zum Erzeugen des NAND-Produkts aus den Ausgangssignalen des ersten und des zweiten Phasenumkehrglieds und durch eine Glättungsschaltung (36) zum Glätten der vereinten Ausgangssignale des ersten und des zweiten NAND-Glieds zwecks Erzeugung des Steuersignals.