DE2308833C3

DE2308833C3 - Schaltung zur numerischen Messung des Amplitudenverhältnisses und der relativen Phasenlage von zwei Wechselspannungen

Info

Publication number: DE2308833C3
Application number: DE19732308833
Authority: DE
Inventors: Klaus Dipl.-Ing. Klingnau Muenzel (Schweiz)
Original assignee: TETTEX AG ZUERICH (SCHWEIZ)
Current assignee: TETTEX AG ZUERICH (SCHWEIZ)
Priority date: 1973-02-22
Filing date: 1973-02-22
Publication date: 1975-07-31
Also published as: DE2308833A1; DE2308833B2

Description

Da sich numerisch U_x und U_n nur wenig unterscheiden, kann die Gleichspannung £_d angenähert als Meßgröße für den tg Λ angesehen werden (Λ = Phasenfehler des zu prüfenden Meßwandlers).

Das an den anderen Phasengleichrichter 2 angeschlossene Meßinstrument 10 zeigt eine Spannung E_llp an, für deren Größe gilt:

Durch die Veröffentlichung in den »IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement«, November 1971, S. 291 if., ist eine Meßwandlerprüfeinrichtung bekanntgeworden, bei der die von einem Normalwandler gelieferte Wechselspannung (Normalwandlerspannung) und die Differenzspannung zwischen dieser Normalwandlerspannung und der von dem zu prüfenden Meßwandler gelieferten Wechselspannung einer selbstabgleichenden Kompensatorschaltung zugeführt werden, die als Kompensator einen Differenzverstärker hoher Verstärkung und Phasengleichrichter zur Erzeugung von Tür den 6s Phasenfehler bzw. den Übersetzungsfehler des zu prüfenden Meßwandlers maßgebliche Gleichspannungen aufweist.

Das in dem Instrument 10 angezeigte Signal kann als maßgeblich für den Übersetzungsfehler des zu prüfenden Meßwandlers angesehen werden.

Die Ausbildung der in der Schaltung vorgesehenen elektronischen Analogrechenstufen ist in der genannten Veröffentlichung behandelt.

Die vorstehend erörterten Verhältnisse der bekannten Schaltung und auch die Verhältnisse der erfindungsjremäßen Schaltung werden veranschaulicht durch das Vektordiagramm gemäß F i g. 2

In F i g. 2 ist der Vektor Γ, der Vektor der Bezugsspannung. Die Richtung dieses Spannungsvektors isi in F i \i 1 willkürlich vertikal gewählt.

Phasenmäßig zu dem Spannungsvektor U₁ um der Winkel Λ verschoben liegt der Spannungsvektor LZ₂ Die geometrische Differenz dieser beiden Spannungs vektoren ist der Spannungsvektor U_A. Dieser Span nungsvektor bildet mi( der durch die Spannung U charakterisierten Richtung den Winkel <i. Die Span nung U,, entspricht bei der bekannten Schaltung dei Differenzspannung U₁, die Spannung U₁ der Normal wandlerspannung U_n.

Als Fehler F bezeichnet man bei Wandlermessungen im allgemeinen die reelle Komponente der Differenz-Spannung U₄, nämlich U₄ cos u, bezogen auf die Normalwandlerspannung entsprechend

_F U ι COS a

Die imaginäre Komponente der Differenzspannung U₁ ist gegeben durch Uj sin «. Die bekannte Schaltung bildet den Tangens dieser Imaginärkomponente zu dem Vekter der Normalwandlerspannung und erhält dadurch eine Winkelgröße Λ', die dem korrekten Winkel A nur annähernd gleich ist.

Die DT-OS 2 116 826 zeigt in F i g. 1 eine Kompensatorschaltung, bei der an Stelle der Differenzspannung U_A der Schaltung unmittelbar die Spannung U₂ zugeführt wird, die in bezug auf die Spannung U₁ phasenverschoben ist. Bei dieser modifizierten Schaltung liefert das eine der vorstehend erörterten Meßinstrumente das Verhältnis der mit der Spannung L₁ phasengleichen Komponente der Spannung U₂ zu der Bezugsspannung U₁ selbst, nämlich das Verhältnis

U, cos A'

Das andere Meßinstrument zeigt eine Gleichspannung an, die dem Verhältnis der zur Bezugsspannung (/,senkrechten Komponente der Spannung [Z₂ zu der Spannung U₁ proportional ist, nämlich eine Spannung, die proportional ist

U-, sin A'

35

Diese Zusammenhänge sind in den Gleichungen (7) und (8) der Offenlegungsschrift wiedergegeben.

Wie man aus dem Vektordiagramm gemäß F i g. 2 sehen kann, zeigt das zweite Meßinstrument hier ebenfalls eine Winkelfunktion des Winkels t>' an. Die cwünschte Winkelfunktion wäre tg Λ, und tg ö würde sich aus dem Verhältnis der zur Spannung U₁ senkrechten Komponente der Spannung U₂ /u der parallel zu der Spannung U₁ liegenden Komponente der Spannung U₂ ergeben. Zu beachten ist ferner, daß bei dieser Schaltung das erstgenannte Meßinstrument nicht eine Gleichspannung anzeigt, die für den prozentualen Fehler F, beispielsweise eines Meßwandlers, maßgeblich ist, denn diese Fchlergröße F ist gegeben durch die Beziehung

55

U \ cos A __ U₂ cos A U₁
U₁ ⁼ U₁

Für gewisse Zwecke ist es nachteilig, daß eine solche Schaltung den Phasenwinkel als Winkelfunktion mit dem Faktor J behaftet liefert und so

den Übersetzungsfehler des zu prüfenden Meßwandlers enthält.

Die Erfindung vermeidet diesen Nachteil.

Eine selbstabgleichende Kompensatorschaltung zur numerischen Messung des Amplitudenverhältnisses und der relativen Phasenlage A von zwei Wechselspannungen mit Zuführung einer phasengleichen und einer um 90° phasenverschobenen Komponente der einen Wechselspannung an je einen von der Ausgangsspannung einer Differenzverstärkeranordnung hohen Verstärkungsvermögens synchronisierten Phasengleichrichter zur Erzeugung einer für das Amplitudenverhältnis bzw. die relative Phasenlage maßgeblichen Gleichspannung und mit Multiplikatoren zur Multiplikation von Komponenten der einen Wechselspannung mit dem Ausgangssignal des einen, der beiden Phasengleichrichter, wobei das eine Eingangssignal der Differenzverstärkeranordnung aus der in einer Summierstufe gebildeten Summe der beiden Komponenten der einen Wechselspannung und das andere Eingangssignal durch die andere Eingangsspannung gebildet ist, kennzeichnet sich gemäß der Erfindung dadurch, daß der Summierstufe die eine Komponente der ersten Wechselspannung unmittelbar und die andere über den einen Multiplikator zugeführt werden und das Ausgangssignal der Summierstufe über einen zweiten, von dem Glerchspannungssignal des anderen Gleichrichters gesteuerten Multiplikator je der einen Klemme von zwei Differenzverstärkern zugeführt wird, deren anderen Klemmen die andere Wechselspannung zugeführt wird, und daß das Ausgangssignal je eines der beiden Differenzverstärker die Synchronisierspannung für je einen der beiden vorgesehenen Phasengleichrichter bildet.

Der durch die Erfindung erreichte technische Fortschritt ist erstens dann zu sehen, daß als eine Meßgröße im Ausgangskreis des einen Phascngleichrichtcrs eine Spannung anfällt, die unmittelbar proportional Ig λ ist. Ein weiterer Fortschritt der Erfindung liegt in folgendem: Es ist allgemein schwierig, ein Phasendrehglied zu bauen, das ohne Fehler eine gewünschte Phasendrehung von 90 bewirkt. Liefert das Phasendrehglied 8 der bekannten Schaltung einen Phasenfehler >, so erscheint bei der bekannten Schaltung dieser Phasenfehler > additiv zu dem zu messenden Phasenwinkel in der Bestimmungsgleichunf für die Meßspannung E_dq. Bei der erfindungsgemäßen Schaltung dagegen erscheint ein solcher Fehler 1 als Kosinusfunktion cosi multiplikativ in der Bestimmungsgleichung Ej₁, für den zu messenden tg A. Es geht somit der Phasenfehler des 90-Phascndrehgliedes nur als Fehler /weiter Ordnung in die Messung ein.

Ausführungsformen der Erfindung sind in den F i g. 3 und 4 erörtert.

F i g. 3 zeigt eine Schallung, bei der der relative Phasenunterschied der beiden zu messenden Wechselspannungen U_n und U, klein ist. Es wird im folgender die Be/ugsspannung mit U_n bezeichnet, und die au diese Spannung zu beziehende Prüflingsspannun} wird mit U, bezeichnet.

Die beiden Phasengleichrichter sind mit 1 und '. bezeichnet, wobei die Be/ugsspannung U_n des Phasen gleichrichtcrs 1 über das Phasendrehglied 8 mit eine um 90 verschobenen Phase zugeführt wird.

E.s sind zwei Differenzverstärker 6 und 7 vorgesehen Der Phasengleichrichter 1 wird von dem Ausgangs signal des einen Differenzverstärkers 7 und der ander Phasengleichrichter 2 von dem Ausgangssignal dc anderen Differenzverstärkers 6 synchronisiert. De Summierstufe 4 wird das eine Eingangssignal über de Multiplikator 3 zugeführt, in dem die um 90 ve: schobene Komponente der Bezugsspannung U_n m dem Ausgangsglcichspannungssignal E_llq der erste Gleichrichterstufe 1 multipliziert wird.

Das andere Eingangssignal der Summierstufe 4 wird unmittelbar durch die Bezugsspannung U_n gebildet. Das Ausgangssignal der Summierstufe 4 wird einem weiteren Multiplikator 5 zugeführt, in dem eine Multiplikation mit dem Ausgangssignal E_dp erfolgt. Das Ausgangssignal dieses Multiplikators 5 bildet das eine Eingangssignal der beiden vorgesehenen Differenzverstärker 6, 7.

. Die von dem ersten Phasengleichrichter 1 erzeugte Gleichspannung E_iq wird dem Anzeigeinstrument 9 zugeführt, das in Anbetracht der gewählten Schaltung unmittelbar tg A anzeigt.

Das Ausgangssignal E_ip des anderen Phasengleichrichters 2 wird dem Anzeigeinstrument 10 zugeführt,

das als Ausgangssignal proportional ■ ^x

Bei der Erfindung dagegen ist das eine Eingangssignal der Suinmierstufe 4 unmittelbar die Bezugsspannung U_n sin of, und das andere Eingangssignal ist das Ausgangssignal des Multiplikators 3, nämlich

k γ U_n sin A cos <·>ί.

Diese beiden Spannungen addiert und in dem Multiplikator 5 mil der Ausgangsspannung , cos λ des Gleichrichters 2 multipliziert liefert die Spannung

cos A liefert. "⁵

Der anderen Klemme der beiden Differenzverstärker 6 und 7 wird die Prüflingsspannung U_x zugeführt.

Zum Verständnis der erörterten Schaltungen sei zunächst auf die bekannte Schaltung zurückgegriffen. Das Ausgangssignal der beiden Multiplikatoren 3 und 5 ist bei Benutzung der Winkelgröße A statt <i

k - U_n sin Λ cos <■</

k - (/„cos A sin i-,t,

3°

wobei k ein Proportionalitätsfaktor von der Dimension V'¹ ist, so daß als Ausgangssignal für die beiden dem Multiplikator zugeführten Spannungen eine Spannungsgröße erscheint.

Die der mit Minus bezeichneten Eingangsklemmc des Differenzverstärkers 6 zugeführte Summenspannung ist daher

40

k U_ns\n(o>i 4 ,)).

Die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers ist daher gegeben:

A sin («>t + A)

[kA ~~l ^

-y U_n sin (fi/ + A) - U_x sin (<ni + A) .

Setzt man daher den Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 11 als unendlich groß an, so kann nur dann eine endliche Ausgangsspannung resultieren, wenn erfüllt ist:

k ^U_n=+U_x.

Dementsprechend erhält man für die von dem Gleichrichter 1 gelieferte Gleichspannung

k ■- U_n sin A cos <·>ι

U.ύην,

k' - cos A .

Aus den gleichen Gründen wie zuvor ergibt sich wegen der hohen Verslärkungsziffern der beiden Regel verstärker 6 und 7:

k'B

-=- cos Λ U_n sin uit - U_x cos Λ sin wt = 0.

ß ^B~

k' IL

25 und

kB kA ,, . ,, .

-- cos I) ■-- U_n sin Λ cos ml — U_x sin Λ cos i-it = 0.

U_x

A =

k cos Λ

Durch Einsetzen der sich so ergebenden Amplitudenwerte A und B ergibt sich somit für die von den beiden Gleichrichtern 1 bzw. 2 erzeugten Gleichspannungen t/>

IgA

und

= -Jf cos Λ - £-,

55 Es läßt sich auch analytisch leicht zeigen, daß ein Fehler > des Phasendrehgliedes 8 im Ausgangssignal des Gleichrichters 1 multiplikativ als cos t sich äußert.

Handelt es sich um relative Phasenverschiebungen, die nahe bei 90' liegen, so ist die Schaltung gemäß Fig. 4 abzuwandeln, insofern die zuvor den Multiplikator 3 durchlaufende, der Summierstufe 4 zugeführte Eingangsspannung die nichtphasenverschobenc Komponente der Bezugsspannung U_n ist.

Wie bereits eingangs ausgeführt wurde, ist bei Meßwandlerprüfungen die prozentuale Fehlergröße F zu ermitteln, im Fall der Schaltung gemäß Fig. 3 also

U₂COSA- U_x

sin A.

Entsprechend gilt fur die Ausgangsspannung des Gleichrichters 2 die Beziehung

■tp

U_n

cos Λ .

Das in Fig. 3 mit 10 bezeichnete Instrument liefert aber nur die Größe =ΐ cos A.

Um diese Anzeige in eine unmittelbare Anzeige des prozentualen Fehlers F umzuwandeln, kann einfacherweise dem Meßinstrument 10 ein als Summierstufe geschalteter Operationsverstärker vorgeschaltet werden, dem eingangsseitig außer der Spannung ₍* cos <i die Spannung 1 zugeführt wird.

Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung, bei der das Meßinstrument 10 das Verhältnis -jj- cos Λ liefert, ist

indessen unmittelbar verwendungsfähig zur Messung von verlustbehafteten Kondensatoren durch Vergleich mit Normalkondensatoren. Bei einer derartigen Schaltung wird die Normalspannung U_n von dem Zwischen

punkt eines kapazitiven Spannungsteilers abgeleitet, der aus einem Normalkondensator und einem ersten Brückenwiderstand gebildet ist. Die Vergleichsspannung U_x wird von einem parallelgeschalteten kapazitiven Spannungsteiler abgegriffen, der aus dem zu prüfenden Kondensator und dem vierten Brückenwiderstand besteht.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Selbstabgleichende Kompensatorschaltung zur numerischen Messung des Amplituden Verhältnisses und der relativen Phasenlage δ von zwei Wechselspannungen mit Zuführung einer phasengleichen und einer um 90° phasenverschobenen Komponente der einen Wechselspannung an je einen von der Ausgangsspannung einer Differenzverstärkeranordnung hohen Verstärkungsvermögens synchronisierten Phasengleichrichter zur Erzeugung einer fur das Amplitudenverhältnis bzw. die relative Phasenlage maßgeblichen Gleichspannung und mit Multiplikatoren zur Multiplikation von Kornponenten der einen Wechselspannung ait dem Ausgangssignal des einen der beiden Phasengleichrichter, wobei das eine Eingangssignal der Differenzverstärkeranordnung aus der in einer Summierstufe gebildeten Summe der beiden Kornponenten der einen Wechselspannung und das andere Eingangssignal durch die andere Eingangsspannung gebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Summierstufe (4) die eine Komponente der ersten Wechselspannung unmittelbar und die andere über den einen Multiplikator (3) zugeführt werden und das Ausgangs-

, signal der Summierstufe (4) über einen zweiten, von dem Gleichspannungssignal des anderen Gleichrichters (2) gesteuerten Multiplikator (5) jeder einen Klemme von zwei Differenzverstärkern (6,7) zugeführt wird, deren anderen Klemmen die andere Wechselspannung zugeführt wird, und daß das Ausgangssignal je eines der beiden Differenzverstärker die Synchronisierspannung für je einen der beiden vorgesehenen Phasengleichrichter (1. 2) bildet.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden 90° umeinander verschobenen Komponenten von der als Bezugsspannung dienenden Wechselspannung abgeleitet werden.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die der Summierstufe (4) unmittelbar zugeleitete Komponente die nichtphasenverschobene Komponente der Bezugsspannung ist.

Eine derartige Schaltung ist schematisch in Fig. 1 wiedergegeben. Die von dem Normalwandler abgeleitete Normalwandlerspannung U_n wird dem einen Phasengleichrichter 2 unmittelbar und dem anderen Phasengleichrichter 1 über ein die Phase um 90° drehendes Phasendrehglied 8 zugeleitet. Die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 6 dient als Synchronisierspannung fü. die beiden Phasengldchrichterl und 2. Die dem Phasendrehglied 8 entnommene Ausgangsspannung wird in einem Multiplikator 3 mit dem Ausgangssignal des diesem Zweig zugeordneten Phasengleichrichters 1 multipliziert, und ebenso wird die dem anderen Phasengleichrichter 2 zugeführte, unmittelbar von der Sekundärspannung U_n des Normalwandlers abgeleitete Normalwandlerspannung in einem zweiten Multiplikators mit der von dem Phasengleichrichter 2 des zugeordneten Teils der Schaltung erzeugten Gleichspannung multipliziert, und die Ausgangsspannungen dieser beiden Multiplikatoren 3 und 5 werden in einer Summierstufe 4 addiert. Das Ausgangssignal dieser Summierstufe 4 bildet das eine Eingangssignal des Differenzverstätkers 6 dessen anderes Eingangssignal durch die Differenzspannung U_x der Sekundärspannung T₇ des zu prüfenden Meßwandlers und der Sekundarspannung U₅- des Normalwandlers gebildet wird.

Das an den Phasengleichrichter 1 angeschlossene Meßinstrument 9 zeigt eine Gleichspannung E_dq an, deren Größe ist: