DE2245476C3 - Oszillator für hohe Frequenzen mit integrierten Logikbausteinen - Google Patents

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf einen Oszillator für hohe Frequenzen mit zwei seriengekoppelten, invertierenden Verknüpfungsgliedern.

Datenverarbeitungs- und digitale Steuerungseinrichtungen werden vorzugsweise mit integrierten Logikbausteinen aufgebaut. Soweit als möglich werden hierfür eine ganze Anlage oder zumindest für in sich abgeschlossene Teile Bausteine einer in sich einheitlichen Schaltkreistechnik verwendet. Es besteht daher der naheliegende Wunsch, gegebenenfalls erforderliche Sonderschaltungen, wie Oszillatoren für die Takterzeugung ebenfalls unter Verwendung von integrierten Logikbausteinen der betreffenden Schaltkreistechnik aufzubauen. Besonders vorteilhaft ist dabei im allgemeinen die Möglichkeit, die Ausgangssignale eines derartigen Oszillators ohne Umformung als Eingangssignale für weitere Verknüpfungsglieder verwenden zu können.

Die in den Logikbausteinen enthaltenen Verknüpfungsglieder liefern in aller Regel nicht nur eine Stromverstärkung, die für den gleichzeitigen Anschluß der Eingänge mehrerer weiterer Verknüpfungsglieder am Ausgang erforderlich ist, sondern im Übergangsbereich zwischen den beiden binären Schaltzuständen auch eine Spannungsverstärkung. Damit ist ein solches Verknüpfungsglied als Oszillatorverstärker ohne Ver-Wendung zusätzlicher Transformationsmittel grundsätzlich geeignet. Allerdings ist die sich ergebende Spannungsverstärkung in den meisten Fällen nicht sehr hoch. Eine wichtige Rolle spielt auch die sogenannte Gatterlaufzeit, d. h. diejenige Zeit, die zwischen dem Beginn eines Eingangssignals und dem Beginn des zugehörigen Ausgangssignals verstreicht. Bei einer periodischen Schwingung macht sich diese Zeit als Phasenverschiebung bemerkbar.

Aus »IRE Transactions on Circuit Theory«, Juni 1961, S. 169, 170, ist es bekannt, in einer Oszülatorschaltung als Kopplungsglied ein Tiefpaßfilter zu verwenden.

Durch die Zeitschrift »Electronic Design«, 26, vom 20.

Dezember 1969, S. 85, ist ein Quarzoszillator unter Verwendung einer integrierten monostabilen Kippschaltung bekannt Nachteilig an Schaltungen dieser Art ist die Tatsache, daß die maximal erreichbare Schwingungsfrequenz weit unter der reziproken Gatterlaufzeit liegt Die Ursache dafür ist der Verstärkungsabfall der Verknüpfungsglieder bei hohen Frequenzen, wodurch ein sicheres Anschwingen vielfach nicht mehr gewährleistet ist Aus der Zeitschrift »Elektronik Informationen«, 1971, Heft 1, S. 10 und 11, sind Quarzoszillatoren mit zwei in Serie geschalteten Verknüpfungsgliedern bekannt Eines dieser Verknüpfungsglieder weist ein phasendrehendes Rückkopplungsnetzwerk auf. Eine einfache Serienschaltung von zwei Verknüpfungsgliedern 20ΙΓ Erhöhung der Gesamtverstärkung bringt jedoch im Hinblick auf die angestrebte Erweiterung des Frequenzbereichs zu hohen Schwingungsfrequenzen hin nur einen geringen Erfolg, weil gleichzeitig die gesamte Gatterlaufzeil verdoppelt wird.

Der Erfindung Hegt die Aufgabe zugrunde, Oszillatorschaitungen der zuletzt genannten Art so abzuwandeln, daß die maximal erreichbare Schwingungsfrequenz nahe an die reziproke Gatterlaufzeit herankommt. Die Schwiiigungsfrequenz soll durch LC-Kreise oder durch einen Schwingquarz bestimmbar sein. Bei Verwendung von Schwingquarzen soll auch ein Abgleich auf Oberwellen ohne Verwendung zusätzlicher Selektionsmittel möglich sein.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 aufgeführten Merkmale gelöst.

Im folgenden wird die Erfindung an Hand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

F i g. I das Schaltbild des Oszillators,

F i g. 2 das Ersatzschaltbild eines Einzeloszillators,

Fig.3 das Ersatzschaltbild des Oszillators nach F i g. 1 und

F i g. 4 das Schaltbild eines quarzstabilisierten Oszillators.

Der Oszillator nach F i g. 1 besteht aus den beiden Verknüpfungsgliedern 51 und 52, die jeweils über die Induktivitäten L 1 bzw. Ll und über die Widerstände R1 bzw. Rl in sich rückgekoppelt sind. Die Kapazitäten CAi und CfI bzw. C4 2 und CE2 vervollständigen die Schwingkreise, die wegen der Kopplung der beiden Induktivitäten zusammen ein Bandfilter bilden. An der Klemme A wird das Ausgangssignal abgenommen. Es ist zu beachten, daß die in F i g. 1 dargestellten Kapazitäten mindestens teilweise durch die Ausgangs- bzw. Eingangskapazitäten der Verknüpfungsglieder gebildet werden und bei sehr hohen Schwingungsfrequenzen nur noch aus diesen bestehen.

Die Verknüpfungsglieder 51, 52 sind in Fig. 1 symboliüch als Inverter dargestellt. Die Verknüpfungsglieder können aber ebenso gut beispielsweise NAND- oder NOR-Glieder sein, wobei dann die übrigen vorhandenen Eingänge frei bleiben oder auf ein entsprechendes Potential gelegt werden. Beispielsweise läßt sich mit Hilfe eines NAND-Glieds über einen der zusätzlichen Eingänge auf einfache Weise das Arbeiten des Oszillators steuern.

Wegen der jeweils vorgesehenen Rückkopplung stellen die beiden Verknüpfungsglieder in Verbindung mit den zugehörigen Rückkopplungsnetzwerken Schaltungsanordnungen dar, die für sich — mindestens im Prinzip — zur Anfachung von Schwingungen geeignet

sind. Diese Schaltungsanordnungen sollen daher im folgenden als Einzeioszillatoren bezeichnet werden.

Es wurde schon erwähnt, daß mit Oszillatoren, die nur ein Verknüpfungsglied verwenden, der geringen Spannungsverstärkung wegen im allgemeinen nur relativ niedrige Schwingungsfrequenzen im Vergleich zur reziproken Gatterlaufzeit erreicht werden können. Demgegenüber ist ein besonderer Vorteil des erfirrdungsgemäßen Oszillators darin zu sehen, daß für das Anschwingen des Oszillators die Gesamtverstärkung beider Verknüpfungsglieder 51 und 52 ausschlaggebend ist, während für die obere Frequenzgrenze nur die Signallaufzeit (Gatterlautzeit) über ein Verknüpfungsglied bestimmend ist Tatsächlich hat es sich bei dem angegebenen Oszillator gezeigt, daß mit Verwendung handelsüblicher Verknüpfungsglieder die Einhaltung der bekannten Rückkopplungsbedingung KR- V> 1 {KR = Rückkopplungsfaktor, V= Verstärkung) in der Regel keine Schwierigkeiten macht, solange nur die absoluten Beträge eine Rolle spielen. Dieser Teil soll daher im folgenden nicht mehr behandelt werden.

Für die Untersuchung der Phasenbedingungen soll zunächst ein Einzeloszillator, dessen Ersatzschaltbild in Fig.2 dargestellt ist, näher betrachtet werden. Mit einigen vereinfachenden Voraussetzungen lassen sich daraus Beziehungen ableiten, die eine grobe Abschätzung der erreichbaren oberen Grenzfrequenz fm und der für eine gewünschte Schwingungsfrequenz f(f < fm) erforderlichen L- und C-Werte zulassen. Nach F i g. 2 ist das Netzwerk, welches den Ausgang des Verknüpfungsgliedes S mit dessen Eingang verbindet, ein Tiefpaß-π-Glied mit der Längsinduktivität L und den Querkapazitäten CA und CE Letztere können zumeist gleichgesetzt werden: CA = CE = C. Unter Berücksichtigung des Längswiderstands R1 (Bedämpfungswiderstand) und des Eingangswiderstands Rgdes Verknüpfungsgliedes ergibt sich dann für das verlustbehaftete und nicht angepaßte Tiefpaßglied eine Grenzfrequenz

te =

die bekanntlich seiner Eigenresonanz entspricht.

Die sich einstellende Schwingungsfrequenz f des Oszillators nimmt einen Wert an, bei dem die Phasenverschiebung im ganzen Rückkopplungskreis 2π beträgt Wegen der Signalinversion muß also gelten:

φτ + φκ = 180°,

wobei φτ die der Gatterlaufzeit τ entsprechende Phasenverschiebung und φκ die durch das Tiefpaßglied verursachte Phasenverschiebung ist. Setzt man

φτ = 360 ■ ν ■ f,
so ergibt sich

φκ = 180 - 360τ · f= 180(1 - 2r · /).

Verwendet man für die weitere Abschätzung die streng nur für verlustfreie und gemäß ihrem Wellenwiderstand abgeschlossene Tiefpässe gültige Beziehung für das Phasenmaß b = 2 arc sin f/fg, dann gilt für b = gpKannähernd:

f/fg~ sin (90 - 180r · /)
bzw.

f/fg ~ cos Ι80τ · ί

Daraus folgt: fg « f/cos \80τ · f.

Aus den zuletzt angegebenen Beziehungen läßt sich auch die mit einem Verknüpfungsglied mit einer bestimmten Gatterlaufzeit τ maximal erreichbare Oszillatorfrequenz fm abschätzen: fm « 1/2 τ, d.h. die kürzeste Schwingungsdauer ist gleich der doppelten Gatterlaufzeit Indessen stellen die genannten Formeln die tatsächlichen Verhältnisse eben nur annähernd dar; in Versuchen (mit dem vollständigen Oszillator) konnten schon Frequenzen erreicht werden, die dem "ο reziproken Wert von etwa 1,5 Gatterlauf zeiten r entsprachen. Für hohe Frequenzen bringt der Ansatz

fg~ f/cos 130 t- ■/

■ 5 eine bessere Übereinstimmung mit den Versuchsergebnissen.

Die für den Einzeloszillator gemachten Abschätzungen gelten für den vollständigen Oszillator nach F i g. 1 praktisch unverändert, solange die Kopplung zwischen den beiden Induktivitäten L1 und L 2 nicht zu fest ist. Zur Erleichterung der Übersicht ist in Fig.3 ein Ersatzschaltbild des Oszillators dargestellt, worin M die sogenannte Gegeninduktivität bezeichnet. M ist eine fiktive Induktivität, die beiden Schwingungskreisen angehört Es ist zweckmäßig, die Gegeninduktivität M so festzulegen, daß der Kopplungsfaktor

K =

M
Ll Ll

etwa in den Größenbereich 0,05 bis 0,1 fällt. Bei sehr hohen Oszillatorfrequenzen ist der Kopplungsfaktor K wegen der besseren Leistungsübertragung an die obere Grenze des genannten Bereichs zu legen. Der günstigste Wert hängt im übrigen von der Dämpfung der Schwingungskreise ab, die im wesentlichen durch die Größe der Widerstände R1 und R 2 bestimmt ist.

Die übliche Einstellung der Bandbreite des Bandfilters durch Veränderung des Kopplungsfaktors ist in dem vorliegenden Fall meistens nicht sehr zweckmäßig, zumal der Frequenzabgleich der Oszillalorschwingung häufig eine weitgehende nachträgliche Veränderung der Induktivitäten Lt und Ll erfordert. Da sich hierbei wiederum der Kopplungsfaktor ändert, wenn nicht besondere Maßnahmen vorgesehen werden, ist es günstiger, die erforderliche Bandbreite (die insbesondere bei der Quarzstabilisierung eine Rolle spielt) durch gegenseitiges Verstimmen der Einzelkreise einzustellen. Es hat sich ergeben, daß ein stabiles Arbeiten des Oszillators bei einem Verhältnis der Resonanzfrequenz der Einzelkreise etwa zwischen 0,8 und 1,4 erreichbar ist. In jedem Fall ist die Bedämpfung der Kreise durch die Widerstände RX bzw. R2 so zu wählen, daß die Einsattelung der Bandfilterkurve zwischen den beiden Resonanzstellen nicht mehr als etwa 20% von den Spitzenwerten abweicht. Bei hohen Oszillatorfrequenzen sollte die Resonanzfrequenz des dem zweiten Einzeloszillator zugeordneten Schwingkreises die höhere sein.

Die F i g. 4 zeigt die Schaltung des bandfiltergekoppelten Oszillators mit Quarzstabilisierung. Der Schwingquarz Q ist zwischen den Ausgang und den Eingang des Verknüpfungsgliedes 51 gelegt. Es ist klar, daß die Mittenfrequenz und die Bandbreite des Bandfilters so eingestellt werden müssen, daß die Frequenz des Schwingquarzes in den Übertragungsbereich des Bandfilters fällt. Das gilt natürlich auch entsprechend für Oberwellenbetrieb des Schwingquar-

zes. Die Abstimmung fällt um so leichter, je größer die Bandbreite ist. Andererseits ermöglicht ein genügend schmaler Übertragungsbereich des Bandfilters die Selektion aller unerwünschten Oberwellen ohne zusätzliche Mittel.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Oszillator für hohe Frequenzen mit zwei seriengekoppelten, invertierenden Verknüpfungsgliedern, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Verknüpfungsglied in sich über ein phasendrehendes, mindestens eine Resonanzstelle aufweisendes Rückkopplungsnetzwerk (Ll, CAl, CEi, L 2, CA 2, CE 2) in einer die Bedingungen für die '° Schwingungsanfachung erfüllenden Weise rückgekoppelt ist und daß dieso gebildeten Einzeloszillatoren durch ein Bandfilter gekoppelt sind.

2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsnetzwcrke Teile '5 des Bandfilter sind.

3. Oszillator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsnetzwerke Tiefpässe sind.

4. Oszillator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Rückkopplungsnetzwerk ein Tiefpaß-Jr-Glied ist.

5. Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß einem der Rückkopplungsnetzwerke ein Schwingquarz paral-IeI geschaltet ist.