DE2233951A1 - Elektronischer frequenzvergleicher - Google Patents

Description

Patentanwalt

Dipi.-ing.

D-8023 München - Pullach
Wienerstr. 2. T. Mdin.7930570,7931782

Vl/sta - 4733-A ' München-Pullach, den 10. Juli 1972

The Bendix Corporation, Executive Offices, Bendix Center, Southfield, Michigan 48075, Michigan, USA

Elektronischer Frequenzvergleicher

Die Erfindung betrifft elektronische.Frequenzvergleicher und insbesondere solche Vergleicher, die auf digitaler Grundlage arbeiten, und die die Beziehung zwischen einem Eingangsfrequenzsignal und einer Bezugsfrequenz bestimmen, wobei die Bezugsfrequenz durch einen G-leichspannungswert dargestellt wird.

In herkömmlicher Weise gelangen bei Frequenz-Schwellenschaltun-: gen allgemein sättigbare Drosseln (reactors) zur Anwendung. Bezogene Frequenzverschiebungs-Schlüsseldemodulatoren (FSK) verwenden gewöhnlich T¹M-Di skr iminat or en. Bei keiner dieser genannten Einrichtungen wird eine digitale Information auf einer "Zyklus um Zyklus"-Grundlage erzeugt.

Die vorliegende Erfindung umfaßt eine Frequenz-Schwellenschaltung, die in besonders geeigneter Weise als integrierte Schal- , tung bzw. in Mikrobauweise ausgeführt werden kann. Ein Eingangssignal, welches dahingehend analysiert werden soll, ob seine Frequenz oberhalb oder unterhalb einer voreingestellten Schwelle liegt, wird der Schaltung zugeführt. Zu Beginn eines jeden Zyklusses des Eingangssignals wird eine Sägezahnspannung gestartet. Am Ende des Zyklusses kehrt die Sägezahnspannung auf die Basisspannung zurück, sie ist somit für den Beginn einer nächsten Sägezahnspannung bereit. Die von der Sägezahnspannung erreichte Spitzenspannung ist zu der Frequenz des

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NF-Eingangssignals umgekehrt proportional. Eine Messung dieser Spitzenspannung stellt eine herkömmliche Möglichkeit dar, um die NF-Frequenz des Eingangssignals zu bestimmen. Ein Vergleich dieser Spitzenspannung mit einer willkürlich gewählten Bezugsspannung gibt Aufschluß darüber, ob die Frequenz des Eingangssignals größer oder kleiner als irgendeine beliebig gewählte Bezugsfrequenz ist, die zu der Bezugsspannung proportional ist. Die Schwelle der Schaltung kann dann einfach dadurch verändert werden,- indem man die Bezugsspannung verändert.

Es wird an späterer Stelle auch ein sich anpassender Frequenzverschiebungs-Schlüsseldemodulator (FSK) beschrieben, u. zw. unter Verwendung der zuvor erwähnten Schwellenschaltung. Zu Beginn einer Messung empfängt der Demodulator einen Ton, dessen Frequenz auf die Mittenfrequ.enz des vorher bekannten FSK-Frequenzschemas bezogen ist. Gleichzeitig mit dem Empfang dieses Tonsignals wobbelt der Demodulator den Gleichspannungsbezugswert so lange, bis ein Ausgangssignal erzeugt wird. Zu diesem Zeitpunkt entspricht der momentane Gleichspannungsbezugswert der Mittenfrequenz, und dieser Wert wird gespeichert und wird als Bezugswert der Frequenz-Schwellenschaltung zugeführt. Der Demodulator wird auf diese Weise so eingestellt, daß er das nachfolgende FSK-Signal demodulieren kann.

Ein Ziel der vorliegenden Erfindung richtet sich auf die Schaffung einer Frequenzschwellenschaltung, bei der ein Gleichspannungsbezugswert zur Anwendung gelangt, der zu einer Frequenzschwelle proportional ist.

Es ist ebenso Ziel der Erfindung, eine Frequenzschwellenschaltung zu schaffen, die in besonders vorteilhafter Weise in integrierter Schaltungstechnik ausgeführt werden kann.

Auch ist es Aufgabe der Erfindung, einen sich anpassenden Prequenzverschiebungs-Schlüsseidemodulator oder Frequenzverschlebungs-Tastdemodulator zu schaffen.

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Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich, aus der nun folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels unter Hinweis auf die Zeichnung. Es zeigt:

Pig. 1 ein Blockschaltbild der spannungsmäßig abstimmbaren Frequenzschwellenschaltung;

Pig. 2 elektrische Wellenformen von Signalen, die an verschiedenen Punkten in der Schaltung gemäß Pig. 1 abgegriffen werden;

Pig. 3 einen Schaltplan der spannungsmaßig abstimmbaren Prequenzschwellenschaltung;

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines speziellen Demodulators, bei dem die zuvor beschriebene Prequenzschwellenschaltung zur Anwendung gelangt;

Pig. 5 einen Schaltplän des Demodulators gemäß Pig. 4 mehr im Detail; und

Pig. 6 eine graphische Darstellung, die die Betriebsweise des Demodulators zu verstehen hilft, u. zw. während der Suchbetriebsphase.

In den Piguren sind gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen. Pig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Prequenzschwellenschaltung mit den Merkmalen nach der vorliegenden Erfindung. An einem Eingangsanschluß 10 wird ein elektrisches Signal empfangen., dessen Prequenz bestimmt werden soll, u. zw. dahingehend, ob die Prequenz oberhalb oder unterhalb einer vorgewählten Schwelle liegt. Dieses Eingangssignal ist gemäß Zei- j le A in Pig. 2 dargestellt, auf die nun ebenfalls näher einge- j gangen werden soll. Das Eingangsfrequenzsignal wird einem j Schwellen-Univibrator 12 zugeführt, der daraufhin einen Aus- | gangsimpuls erzeugt, der gemäß Zeile C in Pig. 2 mit 13 be- j zeichnet ist und dann erzeugt wird, wenn die Eingangswellen- j

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form entsprechend Zeile B in Pig. 2 e.inen "bestimmten Spannungspunkt erreicht hat, der mit 11 bezeichnet ist. Dieser Impuls des Univibrators gelangt über eine Leitung 12a zu einem zweiten Univibrator 14, der einen zweiten Ausgangsimpuls 15 erzeugt, u. zw. entsprechend Zeile D in Pig. 2, wenn dieser Univibrator durch die hintere Planke, des Impulses 13 getriggert wird. Der Impuls 15 triggert den Sägezahngenerator 16, der durch Wirkung der Vorderflanke des Impulses 15 mit dem Erzeugen der Sägezahnspannung aufhört und aufgrund der Wirkung der Hinterflanke des Impulses 15 mit einem neuen Sägezahn beginnt. Die erzeugten Sägezahnspannungen sind in Zeile E in Pig. 2 veranschaulicht. Dieses Sägezahnsignal gelangt über eine Leitung 16a zu einem Vergleicher 18, in welchem es mit einem GIeichspannungsbezugswert verglichen wird, der am Anschluß 20 zugeführt wird. Dieser Gleichspannungswert ist in Pig. 2E durch eine strdchlierte Linie 21 angedeutet.

Der Schwellenunivibrator 12 ist so ausgelegt, daß er einen extrem schmalen Ausgangsimpuls erzeugt. Dieser Ausgangsimpuls 13 wird nicht nur zum Triggern des Univibrators 14 zugeführt, sondern gelangt über die Leitung 12b zu dem Vergleicher 18. Aus Pig. 2 läßt sich erkennen, daß der Impuls 13 erzeugt wird, wenn die Sägezahnspannung entsprechend Zeile E ein Maximum erreicht hat. Der Impuls 13 wird als Markierungsimpuls bezeichnet, da er den Vergleicher 18 erregt, so daß dieser unmittelbar feststellt, ob das Sägezahnsignal auf der Leitung 16a oberhalb des GIeichspannungsbezugswertes am Anschluß 20 liegt. Im Endeffekt steuert der Vergleicher 18 den Impuls 13 entweder zur Ausgangsleitung 18a oder zur Ausgangsleitung 18b, was davon abhängig ist, welches der Vergleicher-Eingarigssignale größer ist. Die Ausgangsleitungen 18a und 18b sehen nun auf einer "Zyklus um Zyklus"-Basis eine Information darüber vor, ob die Prequenz des Eingangssignals oberhalb oder unterhalb der voreingestellten Schwelle liegt. Diese Leitungen können jeweils zu dem einen (set) und zu dem anderen (reset) ' Anschluß eines Plip-Plops geführt sein, beispielsweise dem Plip-Plop 22. Dieser Plip-Plop sieht eine gleichmäßige Aus-

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gangsgröße entweder auf der Leitung 22a oder 22b -Tor, u. zw.
solange die Frequenz des Eingangssignals.oberhalb oder unter- ^! halb der der Bezugsgleichspannung entsprechenden Bezugsfrequenz: bleibt. Die bis hierher beschriebene Vorrichtung kann in geeig-I neter Weise als eine Frequenzalarmeinrichtung verwendet werden,ι um eine Anzeige darüber vorzusehen, daß eine relativ konstante ■ Eingangsfrequenz die Schwelle nicht überschritten hat. Dort, wo' eine Unsicherheit oder ein Geräusch in dem Singangsfrequenzsig-■ nal vorhanden ist, kann eine Mehrheitsgatterschaltung 24 vorge-j sehen werden, die entweder eine Eingangsgröße von dem Flip-Flop ■ oder diese direkt vom vergleicher 18 empfängt, wie dies noch
für einen Fachmann aus der folgenden Beschreibung hervorgehen
wird. Die Mehrheitsgatterschaltung 24 kann zum Beispiel ein ! Schieberegister aufweisen, in welches ein Signal mit einer Po- ' larität eingegeben wird, wenn die Leitung 22a oder 18a erregt i wird, und in die ein Signal mit entgegengesetzter Polarität ! eingegeben wird, wenn die Leitung 22b oder 18b erregt wird. Die j Information in der Mehrheitsgatterschaltung wird durch einen ; der Univibratorausgangsimpulse verschoben, in diesem Ausführungsbeispiel ist dies der Ausgangsimpuls des Univibrators 14. ' Nach der Vervollständigung einer bestimmten Anzahl von Eingän- i gen in die Mehrheitsgatterschaltung 24 werden die Inhalte der . Schaltung bewertet, um zu bestimmen, ob die Schaltung eine größere Zahl an den ersten Polarität ssignalen\,oder an den zweiten Polaritätssignalen enthält, wobei eine Ausgangsgröße an dem Anschluß 24a oder 24b in Einklang mit der größeren Zahl. bzw.
Mehrheit erzeugt wird. Es sei zum Beispiel angenommen, daß die Mehrheitsgatterschaltung 24 sieben aufeinanderfolgende Proben
aufnimmt, bevor eine Ausgangsgröße erzeugt wird, und daß während der sieben Proben der Vergleicher 18 die Steuerimpulse 13 auf die Leitung 18a fünfmal gelenkt hat und auf die Leitung 18b zweimal gelenkt hat, dann entscheidet die Mehrheitsgatterschaltung, daß be,im richtigen Erfassen oder Lesen der sieben Proben dies kennzeichnend dafür ist, daß die Eingangsfrequenz einen
solchen Wert hat, daß auf der Leitung 18a eine Ausgangsgröße
erzeugt wird. Die Mehrheitsgattersohaltung sieht demzufolge
diese Information an einem ihrer Ausgangsanschlüsse, z. B. dem

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Ausgangsanschluß 24a vor.

Fig. 3 zeigt den Schaltplan der Frequenzschwellenschaltung gemäß Fig. 1 mehr im Detail. Das Eingangsfrequenzsignal wir"d dem Eingangsanschluß 10 zugeführt. Ein Widerstand 32 und eine Kapazität 33 sind in Reihe zwischen dem Eingangsanschluß 10 und Masse (der Signalrückführleitung) geschaltet. Ein Widerstand verbindet den gemeinsamen Verbindungspunkt zwischen Widerstand 32 und Kapazität 33 mit der Basis des NPN-Transistors Ein weiterer Widerstand 38 ist zwischen die Basis des Transistors -40 und Masse geschaltet. Das Eingangsfrequenzsignal am Anschluß 10 wird durch die Widerstände 32, 35 und 38 herabgeteilt und durch die Kapazität 33 gefiltert., bevor es zur Basis des Transistors 40 gelangt. Zwischen dem. Emitter des Transistors 40 und Masse sind Dioden 42 und 43 geschaltet, und diese sehen eine Schwelle von ca. 1,2 V an der Basis des Transistors 40 vor. Hierdurch wird im Endergebnis dafür Sorge getragen, daß, wenn die Spannung an der Basis des Transistors 40 in positiver Richtung zunimmt, der Transistor 40 bei ca. 1,2 V eingeschaltet wird. Der Kollektor des Transistors 40 ist über den Widerstand 44 mit einer geregelten A+-Spannung am Anschluß 50 verbunden und ist zusätzlich direkt mit der Basis des PNP-Transistors 36 verbunden. Der Emitter des Transistors 36 ist über den Widerstand 45 mit dem Anschluß 50 verbunden, und der Kollektor dieses Transistors ist direkt mit der Basis des Transistors 40 verbunden. Wenn somit der Transistor 40 eingeschaltet wird, so wird vom Transistor 36 ein Basisstrom gezogen, der dann ebenfalls eingeschaltet wird, wodurch schließlich der Transistor 40 in den leitenden Zustand gebracht wird, u. zw. aufgrund des Basisstromes, den der Transistor 40 vom Kollektor des Transistors 36 erhält. Hierdurch wird der Transistor 40 selbst dann schnell eingeschaltet, wenn das Eingangssignal oder die Eingangssignale niedrige Frequenzen aufweisen (langsame Änderungen). Der Einschaltpunkt des Tranaistors 40 für die Eingangswellenform ist mit 11 (Zeile B der fig-, 2) bezeichnet. Der flache Abschnitt dieser Kurve zeigt die Zeit an, während welcher der Transistor 40 leitend ist.

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Es sei hervorgehoben, daß der Transistor 40 während.des ersten Abschnitts des negativen Hauptzyklusses des Eingangsfrequenzsignals leitend bleibt. Dies ist deshalb der Pail, da der Transistor 35 den Transistor 40 mit Basisstrom versorgt, so daß, wenn der Transistor 40 leitend ist, dieser Strom von dem Eingangssignal überwunden werden muß, bevor der Transistor 40 schließen-kann. Der Transistor 40 und der NPN-Transistor 47, zusammen mit den übrigen gezeigten Schaltungselementen, stellen einen herkömmlichen Univibrator dar, dessen Ausgangsimpuls gleichzeitig auf den gemeinsamen leitungen 12a und 12b erzeugt wird bzw. erscheint. Es sei hervorgehoben, daß, wenn der Schwellenunivibrator getriggert wird, so daß der Transistor 40 leitend wird, der Transistor 47 schließt,- so daß der am Kollektor dieses letzteren Transistors erscheinende Ausgangsimpuls des Univibrators ein positiv gerichteter Impuls ist.

Die Basis eines NPN-Transistors 58 ist über den Widerstand 56 mit dem Anschluß 50 verbunden, und der Emitter dieses Transistors ist mit Masse oder Erde verbunden und ist dadurch normalerweise leitend. Die Basis dieses Transistors ist ebenso über eine Diode 52 und eine Kapazität 54 mit dem Kollektor des Transistors 47 verbunden. Der'Transistor 58, zusammen mit dem Widerstand 56, der· Kapazität 54 und dem Kollektor des Transistors 47, stellt einen zweiten Univibrator dar, der beim Auftreten der hinteren Planke des Impulses 13 getriggert wird, d. h. dem Ausgangsimpuls des Univibrators 12, der am Kollektor des Transistors 47 erscheint und in Zeile C der Pig. 2 veranschaulicht ist. In Einklang zu dieser hinteren Planke, durch ] welche der Transistor 58 schließt, steigt die Spannung am KoI- j

lektor dieses letzteren Transistors bei der Vorderflanke des Impulses 15 (Pig. 2) an. Diese ansteigende Spannung gelangt durch die Diode 60 und triggert den NPN-Transistor 64 in den leitenden Zustand. Die Diode 60 ist zwischen, dem Kollektor des Transistors 58 und der Basis des Transistors 64 geschaltet. Die Kapazität 68, die über den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors 64 geschaltet "ist, wird aufgeladen, wenn dieser Transistor leitet. Am Ende des Ausgangsimpulses des Univibra-

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tors 14 wird der Transistor 64 erneut geschlossen, und die Ladungen, die von der Spannungsquelle am Anschluß 50 stammen, fließen über den Widerstand 66 in die Kapazität 68, so daß diese Spannung über der Kapazität sägezahnmäßig ansteigt. Die Spannung am Kollektor des Transistors 64 steigt somit sägezahnförmig in Einklang mit der Zeitkonstanten an, die durch den Widerstand 66 und die Kapazität 68 bestimmt ist.

Der Vergleicher 18 besteht grundsätzlich aus differentiell ver- : bundenen PNP-Transistoren 70 und 72, deren Emitter miteinander ^! verbunden sind und den Ausgangsimpuls 12 des Univibrators über ' die Leitung 12b empfangen, wobei die Kollektoren jeweils über Widerstände 74 und 76 mit Masse bzw. Erde verbunden sind. Der Vergleicher enthält ebenso beschleunigende NPF-Transistoren 78, ; 80, 82 und 84. Der Kollektor des Transistors 78 ist mit dem Kollektor des Transistors 72 verbunden, während der Kollektor des Transistors 80 mit dem Kollektor des Transistors 70 verbunden ist. Die Basis des Transistors 78 ist mit dem Kollektor des Transistors 70 und die Basis des Transistors 80 ist mit dem Kollektor des Transistors 72 verbunden, so daß diese Transistoren über Kreuz gekoppelt sind. Der Emitter des Transistors 78 ist mit der Basis des Transistors 82 verbunden und über den Widerstand 86 mit Nasse bzw. Erde verbunden, während der Emitter des Transistors 80 mit der Basis des Transistors 84 verbunden ist und über den Widerstand 88 mit Masse verbunden ist. Die Emitteranschlüsse der Transistoren 82 und 84 sind gemeinsam mit Masse bzw. Erde verbunden.

Die sägezahnförmige Spannung am Kollektor des Transistors 64 ist als eine Eingangsgröße dem Vergleicher 18 an der Basis des Transistors 70 zugeführt, während einem zweiten Eingang des '< Vergleichers 19 der Bezugsgleichspannungswert (von einer nicht gezeigten Quelle) am Anschluß 20, d. h. der Basis des Transistors 72, zugeführt ist. Der Vergleicher 18 ist normalerweise j entregt, bis der Univibratorimpuls 13 erzeugt wird und über diei Leitung 12b zu den gemeinsamen Emitteranschlüssen der Transi- ; stören 70 und 72 übertragen wird. Zu diesem Zeitpunkt wird der-

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jenige Transistor leitend, dessen Basis weniger positiv ist, während der andere der Transistoren geschlossen bleibt. Im Endeffekt schafft dies die Möglichkeit, die.sägezahnförmige Spannung mit der Bezugsspannung zu vergleichen, wenn der Sägezahn ein Maximum erreicht hat, u. zw. kurz bevor der Sägezahn endet und aufgrund der Wirkung des Impulses 15 am Transistor 64^: erneut beginnt, wodurch dieser Transistor,· wie bereits erwähnt, in den leitenden Zustand gelangt, um die Sägezahn-Kapazität 68 zu entladen, wobei am Ende des Impulses 15 der Transistor 64 erneut in den nicht leitenden Zustand gelangt, damit die Span- ! nung über der Kapazität 68 erneut sägezahnförmig ansteigen j kann. ;.

Der Vergleicher weist ein Überkreuzkopplungsmerkmal auf, wodurch eine scharf definierte Schwelle erreicht wird, und dadurch jegliche Unsicherheit bei dem Vergleich vermieden wird. ' Wenn zum Beispiel die Spannung an der Basis des Transistors 70 kleiner ist als die Spannung an der Basis des Transistors 72, so wird der Transistor 70 zum Zeitpunkt des Markierungsimpulses 13» d. h. beim Auftreten des Markierungsimpulses, in den ι leitenden Zustand gebracht. Strom vom Kollektor des Transistors 70 bringt den Transistor 78 in den leitenden Zustand, der jeglichen verbleibenden und durch den Transistor 72 flie- j ßenden Strom absaugt, wodurch sichergestellt wird, daß dann, !

wenn der Transistor 70 leitend vorgespannt ist, der Transi- ' stör 72 nicht leitend vorgespannt ist. Wie bereits erwähnt, ^: wird durch diese Überkreuzkopplung eine Unbestimmtheit verhin- . dert, die auftreten könnte, sollte die sägezahnförmige Spannungj an der Basis des Transistors 70 zu Beginn niedriger sein als die Bezugsspannung zu Beginn des Markierungaimpulses, die jedoch während-der Zeit des Markierungsimpulses zunehmend größer wird als die Bezugsspannung. In diesem fall stellt die Überkreuzkopplung sicher, daß der Transistor 70 im leitenden Zustand verbleibt*

Das Ausgangssignal der Schaltung kann optimal von irgendeinem aus einer Reihe von Punkten abgegriffen werden. Zum Beispiel

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kann ein Signal abgegriffen werden, welches angibt, daß die Eingangsfrequenz größer ist als die Bezugsfrequenz, was am Kollektor des Transistors 70 erfolgen kann, während ein Signal vom Kollektor des Transistors 72 abgegriffen werden kann, welches angibt, daß die Eingangsfrequenz kleiner.ist als die Bezugsfrequenz. Ähnliche Signale können ebenso jeweils von den Kollektoranschlüssen der Transistoren 82 und 84 abgegriffen werden. Ebenso-können nach Belieben die Vergleicherausgangssignale dem "set"- und "reset"-Anschluß des FIiP-PIoPS 22 zugeführt werden, wobei dann die Ausgangssignale der Schaltung nun ebenfalls an den Ausgangsanschlüssen 22a ,und 22b des Flip-Flops zur Verfugung stehen.

Die bis hierher beschriebene Frequenz-Schwellenschaltung kennzeichnet sich durch ihre Betriebsweise, die in Einklang mit digitalen Prinzipien steht, deren'Bezugsgleichspannungswert proportional zur Bezugsfrequenz ist, und durch das Überkreuzkopplungsmerkmal des Vergleichers, wodurch Unbestimmtheiten in den Vergleichen vermieden werden, und demnach die Schaltung genau feststellen kann, ob eine Eingangsfrequenz oberhalb oder unterhalb der Bezugsfrequenz liegt.

Fig. 4 zeigt einen Demodulator für ein FSK-Teletypsystem, bei dem eine Frequenz-Schwellenschaltung des zuvor beschriebenen Typs zur Anwendung gelangt. Das System gemäß Fig. 4 kennzeichnet sich durch die Tatsache, daß ein G-leichspannungsbezugswert verwendet wird, der proportional zu einer Bezugsfrequenz ist. Hierdurch erhält ein sich anpassender Demodulator die Möglichkeit, automatisch seinen Bezugsgleichspannungswert in Einklang mit einer Nachricht einzustellen, die empfangen wurde, die dann einfach aufgebaut werden kann.

Die Nachrichten oder Informationen eines FSK-Teletypsystems sind durch Impulse gekennzeichnet, die aus einer Vielzahl von Zyklen mit relativ hohen Frequenzwerten oder einer Vielzahl von Zyklen mit relativ niedrigen Frequenzwert en 'bsstehen. Ei α aua relativ hohen Frequenzen zusammengesetzt er Impuls wird als

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Zeichen bezeichnet, während ein Impuls aus relativ niedrigen ι Frequenzen als Zwischenraum bezeichnet wird. Die Zwischenräume und Zeichen ergeben dann die Information. Es läßt sich zwischen den hohen und den niedrigen Frequenzen eine Mittenfrequenz definieren, wobei dann die oberhalb der Mittenfrequenz gelegenen ^: Frequenzen, die also die relativ hohen Frequenzen darstellen, > für ein Zeichen verantwortlich sind, und Frequenzen unterhalb der Mittenfrequenz, die also die relativ niedrigen Frequenzen darstellen, für einen Zwischenraum verantwortlich sind. Es geht nun hervor, daß die spannungsmäßig abstimmbare Frequenz-Schwellenschaltung einfach als FSK-Demodulator verwendet werden kann, indem man einen G-leichspannungsbezugswert einspeist, welcher der zuvor erwähnten Mittenfrequenz proportional ist. In einem praktischen FSK-Teletypsystem können die dem Eingang des Demodulators zugeführten Zeichen- und Zwischenraumfrequenzen zum Beispiel aus einem Paar von Tönen bestehen, die um 400 Hz auseinanderliegen, und die¹ innerhalb einem Band von O bis 4 kHz gelegen sind. Diese Frequenzen werden nur als Beispiel angeführt und stellen daher keine Einschränkung der Erfindung dar. Die verwendbaren Frequenzen sind allgemein durch die Fähigkeit der auf diese ansprechenden Bauelemente begrenzt.

Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild eines sich anpassenden FSK-Demodulators. Sin aus einem Tönpaar bestehendes Eingangssignal, also beispielsweise das zuvor erwähnte, um 400 Hz auseinanderliegende Tonpaar innerhalb einem Frequenzband von 0 bis 4 kHz, was also noch eine Audio-Singangsgröße darstellt, wird dem Eingangs.anschluß 100 zugeführt und wird dann in dem Verstärker 102_; mit automatischer Verstärkungsregelung (AVR) verarbeitet. Die · verstärkte und geregelte Audio-Ausgangsgröße aus dem Verstärker 102 gelangt zu einem Filter 104, welches das Audiosignal filtert und verstärkt, um eine sinusförmige Eingangsgröße für eine spannungsmäßig abstimmbare Frequenz-Schwellenschaltung 106 vorzusehen, die im wesentlichen identisch mit der zuvor beschriebenen Frequenz-Schwellenschaltung ist. Wie bereits .erwähnt wurde, kann die Ausgangsgröße der Frequenz-Schwellenschaltung von irgendeinem aus einer Vielzahl von Abgriffspunk-

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ten abgegriffen werden. Bei diesem speziellen Ausführungsbei- ; spiel sind die Ausgänge mit 22a und 22b bezeichnet und entspre- I chen somit den Ausgängen in Fig. 3. Diese Datenausgänge aus : der Frequenz-Schwellenschaltung werden der Mehrheitsgatterschaltung 24 zugeführt, die aus dem Schieberegister 110 und ■ dem Bewertungsgatter 112 besteht. Speziell sind die Datenan- \ Schlüsse 22a und 22b mit dem Schieberegister 110 verbunden, während der Markierungsimpuls aus der Frequenz-Schwellenschaltung über die Leitung 12b, die hier und auch in Pig. 3 gezeigt ■ ist, dem Bewertungsgatter 112 und dem Schieberegister 110 züge-, führt wird. ' :

Die an den Anschlüssen 22a und 22b zur Verfügung stehenden Daten werden ebenso einem logischen Abschnitt 115 zugeführt, der nach dem Empfang der Daten Haltesignale erzeugt, die einer Suchschaltung 117 zugeführt werden und ebenso einer Integrier-- und Halte-Schaltung 118. Eine Startschaltung 120 empfängt die AVR-Spannung aus dem AVR-Verstärker 102, und bei Fehlen dieser AVR-Spannung, was das Fehlen eines Eingangs am Anschluß 11.0 anzeigt, erzeugt diese Schaltung ein Sperrsignal,' welches zur Frequenz-Schwellenschaltung 106 gelangt und ebenso zur Integrier- und Halte-Sehaltung 118 und zur Suchschaltung 117.

Es werden nun von einer Sendestation Nachrichten zu einer Empfangsstation, welche diesen Demodulator enthält, übertragen. Die Fachrichten sind normalerweise kurz, wobei Ruheperioden zwischen den Nachrichten vorhanden sind. Die Sendestation sendet zu Beginn einen relativ langen Kennungsimpuls in der Größenordnung von einer halben Sekunde, u. zw. mit der relativ hohen Frequenz der genannten Tonpaare, die die Signalfrequenzen der folgenden Nachricht ausmachen. Natürlich wird während der Ruheperiode zwischen den Nachrichtenübertragungen und vor dem relativ lang dauernden Kennungsimpuls zu Beginn eine .AVH--Spannung erzeugt, und damit sperrt die Startschaltung 120 die Frequenz-Schwellenschaltung 106 zusammen mit der Integrierrund Halte-Schaltung 118 und mit der Suchschaltung 117. Wenn die Nachricht am Anschluß 100 empfangen wird, so wird eine

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AVR-Spannung erzeugt, und.es werden die Sperrsignale entfernt, und zusätzlich wird der Ton Idzw. das NF-Signal über das PiI-. ter 104 der .spaiinungs mäßig abstimmbaren Frequenz-Schwellenschaltung 106 zugeführt. Gleichzeitig erzeugt die Suchschaltung 117 ein Suchsignal, welches, der Integrier- und Halte-Schaltung zugeführt wird, die daraufhin die dem Anschluß 20 der spannungsmäßig abstimmbaren Frequenz-Schwellenschaltung zugeführte Bezugsspannung von einem hohen Extremwert bis zu einem niedrigen Extremwert durchwobbelt. Der Anschluß 20 ist in den Fig. 1 und 3 gezeigt* Die Bezugsspannung wird relativ langsam durchgewobbelt, und zumindest während der Anfangsperio-; de oder dem Anfangsabschnitt dieses Kippvorganges (Wobjbelvor- ; ganges) befindet sich die Bezugsspannung oberhalb dem Maximum ; der Sägezahnspannung, und die Datenausgangsgröße aus der Fr e- ; quenz-Schwe liehschalt ung gibt an, daß die Eingangsfrequenz un- j terhalb der Bezugsfrequenz liegt. Dieser Zustand besteht, bis ^: die Bezugsspannung auf einem geringfügig niedrigeren Wert an- · langt als der Wert des Maximums der Sägezahnspannung, ,zu wel- ■ ehern Zeitpunkt der Datenausgang bzw. die Datenausgangsgröße, j die kennzeichnend für diesen Zustand ist, den logischen Ab- j schnitt'115 der Schaltung triggert, um deren Haltesignal zu erzeugen, wodurch die-Suchschaltung 11? veranlaßt wird, ihr Suchsignal aufzuheben, und schließlich auch bewirkt wird, daß die momentane, durch die Integrier- und Halte-Schaltung erzeugte Bezugsspannung effektiv leicht nach oben verschoben wird, so daß sie sich einer Bezugsspannung nähert, die proportional zur Mittenfrequenz i3t, Der Demodulator befindet sich dann in einem Zustand, in welchem er die Nachricht empfangen kann, u. zw. ca. eine halbe Sekunde nach dem anfänglichen Empfang des ersten Tones.

Wenn natürlich die Zeichen- und Zwischenraumfrequenzen extrem niedrig liegen, kann ein längerer Anfangstön bzw. ein längeres NF-Signal und eine geringere Suchgesohwindigkeit für das Auffinden der richtigen Mittenfrequenz, erforderlich, sein.

Die demodulierten Daten werden in das Schieberegister 110 ein-

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gegeben, welches zum Beispiel aus sieben Stufen bestehen kann. Jedes.Bit der Daten, die in das Schieberegister gelangen, stellt ein Kriterium dafür dar, ob ein einzelner Zyklus der Eingangsfrequenz oberhalb oder unterhalb der Mittenfrequenz gelegen ist. Jeder Markierungsimpuls bewegt die Daten in das Schieberegister und setzt darüber hinaus ein Bewertungsgatter in Bereitschaft, welches die letzten sieben Bits erfaßt, welche den letzten sieben Zyklen entsprechen, die im Schieberegister gespeichert wurden, und es wird eine Ausgangsgröße am Anschluß 13Q erzeugt. Obwohl das Hinzufügen der Mehrheitsgatterschaltung (voter circuit) die Ausgangsgröße des Demodulators um diejenige Anzahl von Eingangsfrequenzzyklen verzögert, die gleich der Kapazität des Schieberegisters 110 ist (in diesem Ausführungsbeispiel sieben Zyklen), läßt sich erkennen, daß die Verwendung der Mehrheitsgatterschaltung die Betriebsweise des Demodulators, insbesondere unter den Bedingungen entsprechend eines niedrigen Signal-zu-Geräusch-Verhätlnisses (Rauschabstand), beschleunigt. Es geht hervor, daß die Verwendung einer Mehrheitsgatterschaltung optimal ist, und daß man in der Praxis auch andere Typen signalbeschleunigender Einrichtungen verwenden kann, wenn dies vom Konstrukteur gewünscht werden sollte.

Im weiteren soll nun auf Fig. 5 eingegangen werden. Es sei erwähnt, daß in dieser Figur der Sägezahngenerator der Fig. 3, der aus dem Widerstand 66 und der Kapazität 68 besteht, nicht in dem Kästchen 106 mit der Aufschrift "spannungsmäöig abstimmbare Frequenzschwelle" (Fig. 5) enthalten'ist, sondern als Teil der Integrier- und Halte-Schaltung 118 gezeigt ist. Insbeson- j dere stellt die Kapazität 205 in Fig. 5 die Kapazität 68 von j Fig. 3 dar, während die Widerstände 202 und 206 von Fig. 5 den i Widerstand 66 von Fig. 3 darstellen. Die PSTP-Transistoren 200 und 204 von Fig. 5 sind in Fig. 3 nicht gezeigt oder erforderlich, die Notwendigkeit dieser Transistorer; bei dem Ausführungsbeispiel geinäß Fig. 5 geht jedoch aus der folgenden Beschreibung noch hervor, Es sei auch erwähnt, daß in dem. Kästchen 106 der Fig. 5 ein Transistor enthalten 1st, der äquiva-

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lent mit dem Transistor 64 von Pig. 3 ist, wobei -dieser Transistor effektiv, die Kapazität 205 über die leitung 201 in im wesentlichen der gleichen Weise entladen kann, wie dies durch die Wirkung des Transistors 64 von Fig. 3 geschieht. Im Endeffekt ist die Betriebsweise der in Fig. 5 gezeigten, spannungsmäßig abstimmbaren Frequenz-Schwellenschaltung in Verbindung mit der Kapazität 205. und den zugeordneten Widerständen identisch mit der Betriebsweise der Schaltung gemäß Fig. 3.

Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 5 wird nun ein Audio-Eingangssignal dem Anschluß 100 aufgedrückt und wird in dem AVR-"Verstärker 102 verarbeitet, um ein verstärktes und geregeltes Signal zu erzeugen, welches durch das Filter 104 gefiltert wird, um eine sinusförmige Eingangsgröße für eine spannungsmäßig abstimmbare Frequenzschwelle 106 vorzusehen. Wie bereits beschrieben wurde, wird diese Eingangsfrequenz mit einer Gleichspannungsbezugsgröße verglichen, die über die Leitung 20 zugeführt wird, u. zw. mittels einer durch die Leitung 201 zugeführten Sägezahnspannung. Die resultierenden Daten erscheinen an den Anschlüssen 22a und 22b, und diese werden der Mehrheit sgatterschaltung 24 zur Signalbeschleunigung zugeführt, wobei dann die resultierenden Daten am Anschluß 130 erscheinen, wie dies an früherer Stelle beschrieben wurde.

Es sei nun angenommen, daß die Schaltung gemäß Fig. 5 sich in einem Ruhezustand befindet, d. h. es wird keine Nachricht empfangen, so daß der AVS-Verstärker 102 keine AYR-Spannung erzeugt. Weiter sei angenommen, daß der Anschluß 176 mit dem Anschluß 180, wie gezeigt, verbunden ist. Unter diesen Bedingungen, wie dies auch noch an späterer Stelle näher erklärt werden wird, liegt die Ausgangsgröße des Operationsverstärkers 169 niedrig, so daß der PNP-Transistor 172, dessen Basis den Ausgang aus dem Operationsverstärker empfängt, nun leitend ist, und Strom durch den Emitter-Kollektor-Kreis der Transintoren 171 und 186 von der A+-Stromversorgungsleitung I40 gezogen wird. Als Folge hiervon gelangt der NPN-Transistor 190, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 172 verbunden

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ist, in den leitenden Zustand, wodurch die Sägezahnkapazi- ! tat 205 über den Emitterwiderstand 188 entladen wird. In glei- ·■ eher Weise gelangt der NPN-Transistor 192, dessen Basis mit dem Emitter des Transistors 190 verbunden ist, in den leitenden ! Zustand, wodurch der Kollektor des Transistors 82 von Fig. 3 ! mit Erde öder Masse verbunden wird, der in dem Kästchen 106 : enthalten ist. Durch diese Wirkung wird der Flip-Flop 22 von Fig. 3 zurückgestellt, so daß ein hoch liegendes Signal am Datenanschluß 22b erscheint, und ein niedrig liegendes Signal am Datenanschluß 22a erscheint, wobei diese Anschlüsse in Fig. 5 und in Fig. 3 gezeigt sind. Es sei daran erinnert, daß während des normalen Betriebes der unter Hinweis auf Fig. 3' beschriebenen Frequenz-Schwellenschaltung der Datenanschluß 22b hoch liegt, wenn der Bezugsgleichspannungswert oberhalb dem Maximum der Sägezahnspannung gelegen ist.

Da die Ausgangsgröße des Operationsverstärkers 169 niedrig liegt, wird sich die Schaltung in einem Ruhezustand befinden, ist die Diode 184 leitend und kann daher ein Sperrsignal zur Integrier- und Halte-Schaltung Ί18 und zur Suchschaltung 117 in folgender Weise leiten. Ist die Diode 184 leitend, so wird Strom von der A+-Leitung 140 über die Dioden 212 und 214 und den Emitter-Basisübergang bzw. die Diode des PNP-Transistors 218 gezogen. Als Ergebnis wird der Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors 218 gesättigt, und die Kapazität 186 wird voll auf den A+-Spannungswert aufgeladen (mit Ausnahme des Spannungsabfalls über den Dioden 212 und 214) . Die Kapazität 196, deren eine Seite geerdet ist, und deren andere Seite nun im wesentlichen auf den A+-Spannungswert· aufgeladen ist, welche andere Seite mit dem positiven Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 194 verbunden ist, der als Einheitsverstärker mit hoher Eingangsimpedanz geschaltet ist, bewirkt das Erzeugen eines hohen Bezugsspannungswertes am Anschluß 180, der über den Schaltarm 176 zum Bezugseingangsanschluß 20 der spannungsmäßig abstimmbaren Frequenzschwelle 106 übertragen wird. Darüber hinaus wird die Diode 256 durch-das Sperrsignal aus der Startschaltung 120 rückwärts vorgespannt, wobei die

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Bedeutung hiervon- an späterer Stelle erläutert werden soll. :

i Befindet sich nun-ein hohes Signal (Ruhezustand) am An- . j Schluß 22b und ein niedriges Signal am Anschluß 22a, so befin- ' det sich der NPN-Transistor 144, dessen Basis mit dem? An- ■ Schluß 22b verbunden ist, im leitenden Zustand, wodurch die !

Kapazität 146 im Emitterkreis.desselben aufgeladen wird, und [ über den Widerstand 1,52 die Basis des NPN-Transistors 160 eine ; Treibergröße erhält« Als Ergebnis befindet sich nun der'Transi-j stör 160, dessen Emitter geerdet- ist, und dessen Kollektor über' den Widerstand 158 mit der A+-Leitung 140 verbunden ist und ^; zusätzlich mit einem Eingang des NOR-G-atters 162 verbunden ist, im leitenden Zustand, wodurch der Eingang des NOR—Gatters ge- . ^! erdet wird. Andererseits bleibt der NPN-Transistor 142, dessen . Basis mit dem Anschluß 22a verbunden ist, im nicht leitenden _; Zustand, u« zw. so lange, als kein Eingangssignal am An- j

schluß 100 empfangen wird, wodurch die Kapazität I48, die sich ; im Emitterkreis desselben befindet, sich über den Wider- _;

stand 150 und die Basis-Emitter-Diode des Transistors 154 ent- ^; laden kann. Ist die Kapazität 148 einmal entladen, so gelangt
keine Basistreibergröße zum Transistor 154» so daß dieser im ; nicht leitenden Zustand bleibt, und der Kollektor desselben,
der mit der A+-Leitung 140 über den Widerstand. 156 verbunden ; ist und ebenso als ein Eingang zum NOR-Gatter 162 führt, den
Spannungswert der A+-Versorgungsspannung aufweist. Als Ergebnis wird das NOR-Gatter 162 geschlossen, und es wird ein ; niedrig liegendes Signal-an dessen Ausgang erzeugt, welches | der Basis des NPN-Transistors 166' zugeführt wird. Als eine weitere Folge gelangt der NPN-T ran-si st or 166, dessen Emitter geerdet ist, und dessen Kollektor über die Widerstände 156 und
164 mit der A+-Leitung HO verbunden ist, in den nicht leitenden Zustand. Diese am Kollektor des Transistors 166 vorhandene !+-Spannung wird der Basis des PNP-Transistora 204 über den
Widerstand 208 zugeführt, wodurch dieser Transistor in dem
ί j nicht leitenden Zustand gehalten wird, um zu verhindern, daß

sich die Kapazität 205 ttfcer diesen aufladen kann* Zusätzlich
wird die Diode 232 durch öie A+-Spannu.ng rückwärts vorge-

spannt, wobei die Bedeutung dieser Tatsache im folgenden noch erläutert werden wird.

Es sei hervorgehoben, daß dann, wenn sich die Schaltung im. Ruhezustand befindet, der PNP-Transistor 224, dessen Emitter mit ; der A+-Spannungsleitung 140 und dessen Basis in ähnlicher Weiset über den Widerstand 226 mit dieser Leitung verbunden ist, sich ; im leitenden Zustand befindet, so daß also Strom in den Kollektorkreis-Widerständen 228 und 230 desselben fließen kann. Dem- ^; zufolge befindet sich auch der NPN-Transistor 220, dessen Basis in den Kollektorkreis des Transistors 224 eingeschaltet ist, und dessen Emitter über den Widerstand 222 mit Masse oder Erde verbunden ist, im leitenden Zustand. Da der Kollektor des Transistors 220 mit der spannungsmäßig' hoch liegenden Seite der Kapazität 196 verbunden ist, kann sich diese letztere Kapazität leicht über den leitenden Transistor 220 entladen. Der Widerstand 222 wird effektiv ausreichend groß gemacht, damit diese Entladung, insbesondere im Hinblick auf den Ladestrom durch den leitenden Transistor 218, geringfügig bleibt.

Befindet sich die Schaltung in- einem Ruhezustand, so arbeitet die Suchschaltung 117» die im wesentlichen aus einem Multivibrator, bestehend aus den NPif-Transistoren 236 und 252, besteht, zusammen mit den Kapazitäten 240 und 248 im Betrieb, da die Diode 232 rückwärts vorgespannt ist, während die Diode'254, die im "Emitterkreis des Transistors 252 gelegen ist, vorwärts vorgespannt ist, um den Emitter dieses Transistors mit dem niedrigen Signal am. Ausgang des NOR-G-atters 162 zu verbinden. Der Betrieb des Multivibrators bewirkt, daß der Transistor 200 abwechselnd leitet, da die Basis desselben über den Widerstand 210 mit dem Kollektor des Multivibrator-Transi- ; store 236 verbunden ist. Da jedoch, wie zuvor erwähnt» der Transistor 190 nunmehr· leitend ist, kann sich die Sägezahnkapazität 205 nicht auf einen nennenswerten Wert aufladen.

Pig. 6 zeigt eine graphische Darstellung, wobei die Bezugaspannung und die sägezahnförmige Spannung während dem Anpaß-

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abschnitt des Betriebes des.Demodulators gezeigt ist. Auf diese! Figur soll nun näher eingegangen werden. In dieser Figur stellt¹, der Zeitabschnitt von O bis t. die Ruhezeit des Demodulators j dar, wobei man erkennen kann, daß die am Ausgang des Operationsverstärkers 194 erscheinende Bezugsspannung hoch liegt, während die Spannung an' der Sägezahnkapazität 205 'niedrig liegt.

Unter Hinweis auf ^ig. 5 und unter der Annahme, daß eine FSK-Nachricht nun am Eingangsanschluß 100 empfangen wird, sei daran erinnert, daß der Anfangsabschnitt dieser Nachricht aus einem reinen Audiosignal oder Ton auf der relativ hohen Fre- \ quenζ besteht. Demzufolge erzeugt der ATO-Verstärker 102 eine AVRr-Spannung, die über dem Widerstand I70 erscheint und dem "hoch"-Anschluß des Operationsverstärkers 169 zugeführt wird. ; Der "niedrig"-Anschluß dieses Verstärkers empfängt über das : Potentiometer 163 von der A+-Spannungsleitung 140 ein einstellbares Signal. Das. Potentiometer 168 übt di-e Funktion einer G-eräuschsperren-Einstellung (squelch adjust) aus. Ist nun also die AVH-Spannung zugeführt, so erzeugt der Verstärker 169 ein hohes Signal, welches den Transistor 172 schließt und ebenso das Schließen der Transistoren 190 und 192 zur Folge hat. Die ' Kapazität 205 ist nunmehr in der lage, die durch den Transistor 200 und den Widerstand 202 zugeführte ladung zu speichern,] wobei gleichzeitig Masse oder Erde von dem Flip-Flop 22 bzw. dem Eingang desselben (von Fig. 3) entfernt wird, so daß dieser Flip-Flop bei Vorhandensein richtiger Eingangsbedingungen seinen Zuetand ändert. Zusätzlich wird die Diode I.84 nun rückwärts vorgespannt, wodurch der,Treiberstrom von der Basis des Transi-* stors '218 entfernt wird, diese schließt, und sich die Kapazi- | tat 196. langsam über den Transistor 220 und den Widerstand 222 ξ entladen karm. Es sei daran erinnert, daß dieser Entladepfad eine^ hohen Widerstand aufweist, so daß sich also die Kapazität mit.--geringer Geschwindigkeit entlädt-. Demnach bewegt sich nie Spannung am Ausgang des Verstärkers 194 langsam abwärts. Zur βJ-.-ei'jh-Rn. Zeit steigt die Spannung über der Kapazität 205.. i/örrni-^;. an. und- wird durch die Harkierungsimpulse 13 ~

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entladen, die innerhalb der spannungsmäßig abstimmbaren Fr e- ι quenzschwelle 106 erzeugt werden. Diese Wirkungsweise ist in ^: Fig. 6 zwischen den Zeitpunkten t* und tp veranschaulicht. Da ' die Bezugsspannung höher liegt als der Spitzenwert der Säge- ; zahnspannung,- erscheint während dieser Zeitperiode der Markie- j rungsimpuls am Datenanschluß 22b. Zum Zeitpunkt tp überschrei- | tet die Spitze der Sägezahnspannung leicht die Bezugsspannung, J so daß der Markierungsimpuls nunmehr am Datenansohluß 22a er- j scheint. Hierdurch gelangt der Transistor 142 in den leitenden ; Zustand, wodurch die Kapazität 148 schnell aufgeladen wird, da-! durch der Transistor 154 leitend wird, und der entsprechende. NOR-Gatter-Eingangsanschluß mit Masse oder Erde verbunden wird.' Da natürlich der Markierungsimpuls nicht am Anschluß 22b erscheint, wird der Transistor 144 auch nicht leitend. Da jedoch die Entladung der Kapazität 146 über den Widerstand 152'und die Basis-Emitter-Diode des Transistors 160 relativ langsam vor sich geht, bleibt der Eingangsanschluß des NOR-Gatters 162 von diesem Transistor auf Massepotential, so daß das Gatter nunmehr ein hohes Signal erzeugt. Es läßt sich erkennen, daß die Transistoren 14-2 und 144 jeweils effektiv die Kapazitäten 148 und 146 schnell aufladen, daß jedoch die Verbindung der Transistoren 154 und 160 diesen Kapazitäten nur eine sehr langsame Entladung ermöglicht. Demzufolge hält die aus den Transistoren 142, 144, 154 und 160 und den Kapazitäten 146 und 148, zusammen mit den Widerständen 150 und 152, bestehende Schaltung effektiv das NOR-Gatter 162 offen, so lange, als Daten an den Anschlüssen 22a und 22b empfangen werden, und sie schließt effektiv das NOR-Gatter 162, sollte keine Information für eine ausgedehnte Periode empfangen werden, beispielsweise während der Demodulator-Ruheperiode, wenn der Anschluß 22b hoch liegt oder bleibt, und der Anschluß 22a spannungsmäßig niedrig bleibt.

Das Ausgangs sign al des NOR-Gatters bewirkt., daß der Transistor 166 leitend wird, wodurch der Kollektor desselben geerdet wird, und der Transistor-204, dessen Basis über den Widerstand 208 mit dem Kollektor des Transistors 166 verbunden ist, .

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leitend Wird, so daß sich die Kapazität 205 über den Widerstand 206 von der A+^Ieitung 14.0 her aufladen kanni Zusätzlich spännt das Ausgangssignal des NOH-Gatters den Transistor 224 rückwärts vor, wodurch der Transistor 224 geschlossen wird, und dadurch auch der Transistor 220 schließt, so daß die momentane Spannung über der Kapazität 196 nun an diesem ansteht, und daraus eine konstante Bezugsgleiöhspannung resultiert, die ■ durch den Verstärker 194 erzeugt und dem Bezugsansohluß 20.zugeführt wird» Zusätzlich spannt das Haltesignal vom NOß-Gat- ■ ■■; ter 162 die Diode 254 rückwärts vor, woduroh der Transistor 252; söhließt* Es sei erwähnt, daß die Basis des Transistors 235 mit. dem Kollektor des Transistors 166 verbunden ist, u» zw» über die Diode 232, während der Emitter des Transistors 236 über die' Diode 238 mit "Masse oder Erde verbunden ist.» Hierdurch wird ^λ jegliche Vorwärts vor spannung vom Transistor 236 entfernt., die- ' ser Transistor schließt ebenfalls» und der Kollektor desselben nähert sich dem A+-Spannungswert» Durch, diese Wirkung wird der Transistor 200 geschlossen* Ist nun der Transistor 200^; gesshlössen und der Transistor 204 gesättigt, so empfängt die Sägezahnkapazität 205 ihren Ladestrom über den letzteren Tran- ^: isiötör und den Widerstand 206» Für die hier angenommenen Bedingungen, d, h» daß der anfanglichie laehrichtenton auf elfter · höhen fSK^lirequenz liegt, gilt, das der ausgewählte Wider- ^; stand 202 einen niedrigeren Wider stands wert als derjenige des Widerstandes 206 aufweist* Hierdurch wird erreicht, daß die Steigung der Sägezahnspannung während der Suchizeit zwischen t^ i und tg großer ist als die Steigung der Sägezahnspannung naoh dea Zeitpunkt tg» Der Grund hierfür geht aus Fig*"S- hervor, auf; die nun erneut eingegangen werden soll» ■

Die iaa Zeitpunkt tg gespeicherte iezugsapannung «sollte für 'einen richtigen Betrieb des Demodulat^ra der Mittenfre^ueiiSi der fSK^retiuenizen entsprechen* 12s ist daher erfOrderlich, zuffl die Be2UgSQ#äMiuag effektiv Wix erhoben* Bei die- ■' wird diea durcii Verffll5ider«.ng der Steid'er Sägezahnspannung erreickt» Wenn nun la ik% Intervallen eraciieinen^ 3ö liegt das

Sägezahnspannung unterhalb der Bezugsspannung, wodurbh angezeigt wird, daß eine hohe Frequenz empfangen wurde. Dort, wo die Markierungsimpulse in Intervallen entsprechend Δ t+C . empfangen werden, u, zw. entsprechend der niedrigen Frequenz, liegt das Maximum der Sägezahnspannung oberhalb der Bezugsspannung, und es wird eine niedrige Frequenz am 3ingang signalisiert» Es sei hervorgehoben, daß Markierungsimpulse in At Intervallen während der Suchphase des Betriebes erzeugt werden, d, h» während des anfänglich hohen Frequenztones bzw. während des Empfangs desselben* Die Änderung der Steigung der Sägezahnspannung zum Zeitpunkt t₂ ist so ausgelegt, daß das Maximum der Sägezahnspannung für relativ hohe Frequenzen im selben Abstand unterhalb der Bezugsspannung zu liegen kommt, wie das Maximum der Sägezahnspannung für relativ niedrige Frequenzen oberhalb der Bezugsspannungen zu. liegen kommt. Dadurch entspricht die zum Zeitpunkt t« gespeicherte Bezugsspannung automatisch der FSK-Mittenfrequenz* ' ■

Unter Hinweis auf Fig. 3 soll nun der Multivibrator 117 erneut näher betrachtet werden. Bei diesem Multivibrator sind die Widerstände 234 und 246 gleich, während der Widerstand 242 sehr viel größer als der Widerstand 244 ausgeführt ist. Dies schafft die Möglichkeit, daß der Multivibrator in der Suchphase bleibt, wobei also der !Transistor 23δ leitend ist, u* zw.» für eine relativ lange Zeitperiöde dieser Phase bleibt, Wenn nun die Bezugsspannung die Sägezahnspannung während der Periode, während welcher der Translator 236 leitend ist, nicht "findet", so sc&lieSt dieser Transistor, und der Transistor 252 gelangt in den leitenden Zustand♦ Ber Kollektor des Transistors 252 nähert sieh dann dem Massepotential,, wodurch die Diode 256 vorwärts vorgespannt; wird» und der Transistor 218 leitend wird, die Kapazität I96 über diesen Transistor und die Dioden 212 wßä. 214 wieder aafgeladen werden kann. Aufgrund des relativ niedrigen ildergtandswertes in dem Ladekreis der Kapazität wird diese Kapazität während der kurzen Leitperlode des Transistors 252 ziemlich schnell aufgeladen. Wenn der Transistor 252 schließt, und der Translator 236 In den leitenden Zu-

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stand gelangt, so fällt die BezugsSpannung erneut ab, entsprechend einem Versuch, die Sägezahnspannung zu "finden". Wenn nun! die· Bezugsspannung die Sägezahnspannung "findet-" , . so ist die Betriebsweise des Oemodulators identisch mit der zuvor be- ! schriebenen, entsprechend dem Festhalten der richtigen Mitten- j frequenz-Bezugsspannung am Ausgang des Verstärkers 194» !

Das Potentiometer 174, welches zwischen der A+-Leitung 140 und | Masse'geschaltet ist, weist einen Anschluß 178 auf, und dieses j Potentiometer zeigt an, daß eine konstante, auswählbare Bezugs-! spannung an den Eingangsanschluß 20 der spannungsmäßig abstimm-· baren Frequenz schwelle über den S.chalter 176 zugeführt werden kann, wenn die Schaltung in einer PTichtanpaßphäse arbeiten soll. '

Obwohl der Gegenstand der vorliegenden Erfindung in Verbindung mit speziellen Ausführungsbeispielen beschrieben wurde, so ist es für einen Fachmann offensichtlich, daß eine Reihe von Ab- : Wandlungen und Änderungen vorgenommen werden können, ohne dabei den Rahmen der Erfindung zu verlassen. Beispielsweise sieht die Sägezahnspannung eine Zeitfunktion für die Schaltung vor, die auch durch irgendeine ändere bekannte Einrichtung vorgesehen werden kann. Diese Zeitfunktion kann zum Beispiel von einem digitalen Taktgeber geliefert werden.

Sämtliche in der Beschreibung erwähnten und in den Zeichnungen veranschaulichten technischen Einzelheiten sind für die Erfindung von Bedeutung. .

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Claims (10)

1. Patentansprüche

   M.1 Elektronische Frequenzverglei eherschaltung zum Erzeugen eines Ausgangssignals, welches kennzeichnend dafür ist, ob ein Eingangsfrequenzsignal oberhalb oder unterhalb einer Bezugsfrequenz gelegen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung folgende Merkmale und Einrichtungen aufweist: eine Einrichtung (12, 14, 16) zum Erzeugen eines ersten Spannungswertes, der zur Eingangsfrequenz proportional ist; eine Bezugsspannungsquelle (20), deren gelieferter Spannungswert proportional zur Bezugsfrequenz ist; eine Einrichtung (18) zum Vergleichen des ersten Spannungswertes mit' dem Bezugsspannungswert, wobei das Ergebnis des Vergleichs das genannte Ausgangssignal liefert.
2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (12, 14, 16) zum Erzeugen eines ersten Spannungswertes eine Taktgebereinrichtung enthält, um einen Spannungswert proportional zur Zeit zwischen identischen Punkten (11) aufeinanderfolgender Zyklen der Eingangsfrequenz zu erzeugen.
3. 3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktgebereinrichtung (12, 14, 16) eine Vorrichtung (12) zum Erzeugen eines Markierungsimpulses (13) bei jedem Auftreten eines derartigen identischen Punktes (11) aufweist; weiter eine durch den Markierungsimpuls (13) getriggerte Einrichtung zum Erzeugen eines zweiten Impulses (15), einen Sägezahn spannungsgeηerator (16) aufweist, welch letzterer auf den zweiten Impuls (15) zum Beenden eines vorangehenden Sägezahns und zum Starten eines nächstfolgenden Sägezahns ansprechen kann, daß die Vergleichseinrichtung (18) den Momentanwert des Sägezahns mit dem Bezugsspannungswert nur während eines Abschnitts des Markierungsimpulses (13) vergleicht, wobei der momentane Wert den ersten Spannungswert _: darstellt.

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4. 4. Schaltung nach Anspruch 3> dadurch gekennzeichnet, daß die ' Vergleichseinrichtung (18) einen differentiell geschalteten ; Verstärker (70, 72) aufweist, der,durch die Markierungs- ] impulse (13) erregbar ist und eine Einrichtung (78* 80, 82, ■ 84) zum Sperren des Verstärkers in einem erreichten Zustand _; während der Periode irgendeines der Markierungsimpulse (13) ■ enthält-, · j
5. 5. Schaltung nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß die. ;· Einrichtung (12) zum Erzeugen eines Markierungsimpulses (13) j eine Schwellenvorrichtung (12) enthält, die auf das Ein- ! gangssignal bei Erreichen einer bestimmten Schwellenamplitu-.^: de anspricht, um einen Markierungsimpuls (I3.) zu erzeugen.
6. 6» Schaltung nach Anspruch 3* dadurch gekennzeichnet, daß die . Vergleichseinrichtung (18) mit Mitteln (22) zum Erzeugen eines ersten Ausgangssignals "Verbunden ist, wenn der momentane Wert der Sägezahnspannung größer ist als der Bezugsspannungswert, und um ein zweites Ausgangssignal zu erzeugen, wenn der momentane Wert der Sägezahnspannung kleiner als der Bezugsspannungswert ist.
7. 7. Schaltung nach Anspruch S, dadurch gekennzeichnet * daß eine ; Mehrheitsgätterschaltung (24) (voter circuit) vorgesehen ist und an die Einrichtung (22) zum Erzeugen des ersten und _; des zweiten Ausgangssigrials angeschlossen ist und in geeig- ^; neter Weise eine Vielzahl von Ausgangssignalen erfaßt bzw. überprüft und ein davon abhängiges» endgültiges Ausgangssig-_; näl erzeugt.
8. 8. Schältung nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrheitsgatterschaltung (24) folgende Einrichtungen aufweist j ein Schieberegister (110) zum Empfangen und zum Speichern einer Vielzahl von Ausgängssignalen? eine Ausgangsschaltung (112) zum Erzeugen des- endgültigen Ausgan'gssignals in "Cinkläng mit den Inhalten des Schieberegisters· (110)*

   2ÖiS8i/Ö§9i»

   - 2b -
9. 9. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannungsquelle (20) eine Einrichtung (120, 117, Hu) zum Wobbein der Bezugsspannung und einen bestimmten Bereich von 'Verben aufweist, und daß eine Einrichtung (115) vorgesehen ist, die auf das Ausgangssignal zum Festhalten des momentanen Wertes der laufenden oder gewobbelten Bezugsspannung ansprechen kann.
10. 10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangsfrequenzsignal aus einem, relativ reinen Frequenztön besteht, der eine bestimmte Beziehung zu einer Mittenfrequenz aufweist, die nahezu in der Mitte zwischen einer relativ höheren frequenz und einer relativ niedrigeren Frequenz gelegen ist, und daß die WoVbeleinrichtung (120, 117» 113) auf den relativ reinen Frequenzbon ansprechen kann, um die Bezugsspannung durch einen bestimmten Bereich von Spannungswerten zu wobbeln, und daß die Halteeinrichtung (115) auf da?) Ausgangssignal zum Festhalten des ■ momentanen Wertes der gewobbelten Bezugsspannung auf einem zur Mittenfrequenz proportionalen" Wert ansprechen kann.

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    L e e r s e i t e