DE2217646A1 - Regelbare Hochfrequenzverstärkerschaltung - Google Patents

Description

RGA 63,615

U.S. Ser. No. 133,806

AT: 14. April 1971

RGA Corporation, New York, iff.Y. (V.St.A.) Regelbare Hochfrequenzverstärkerschaltung

Die vorliegende Erfindung betrifft Hochfrequenzverstärker, insbesondere regelbare Hochfrequenzverstärkerschaltungen.

Bekanntlich muß der Verstärkungsfaktor des Hochfrequenz- und/ oder Zwischenfrequenzteiles eines Ji'ernseh- oder Hörfunkempfängers geregelt werden, um eine einwandfreie Verarbeitung von empfangenen Signalen in einem größeren Amplitudenbereich zu gewährleisten. Es sind Schaltungsanordnungen bekannt, die mit einer Regelung der Vorspannung von aktiven Schaltungselementen im Hochfrequenz- oder Zwischenfrequenzteil arbeiten, um die Steilheit und damit den Verstärkungsfaktor dieser Einheiten zu verändern. Es ist ferner bekannt, daß man bei Verwendung bipolarer Transistoren für relativ hohe Frequenzen mit einer Vorwärts-Vorspannung oder -Regelung die Verzerrungsneigung solcher Schaltungselemente erheblich verringern kann. Eine Vorwärts-Regelung benötigt jedoch zusätzliche Leistung und läßt sich daher nicht ohne weiteres bei integrierten Schaltungen anwenden, i'iir die. Erzeugung einer geeigneten Regelspannung würde nämlich eine Erhöhung der Verlustleistung nötig.

Unabhängig von diesen Problemen ist bei solchen Empfängern außerdem eine einwandfreie Impedanzanpassung- erforderlich. Das zwischenfrequente Signal wird z.B. bei den üblichen Empfängern durch eine Mischvorrichtung erzeugt, der das Hochfrequenzsignal und eine örtlich erzeugte Oszillatorschwingung zugeführt werden

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und die ein das zwisehenfrequente Signal darstellendes Summenoder Differenzfrequenzsignal liefert. Dieses ZF-3ignal wird dann gewöhnlich durch einen ZF-Verstärker verstärkt, dessen Verstärkungsgrad ebenfalls geregelt sein kann, um den Dynamikbereich weiter zu vergrößern. Bei Schaltungsariordnungen dieser Art muß die i^viischstufe gewöhnlich optimal abgeschlossen werden, um einen gleichförmigen i'iischungswirkungsgrad im ganzen Ärbeitsfrequenzbereich des Empfängers zu gewährleisten. Ss ist zwar bekannt, daß die Wischstufe richtig abgeschlossen werden muß, bei Verwendung einer automatischen Verstärkungsregelung (AVR) im Zi'-Verst'irker hat es sich jedoch gezeigt, daß der Abschluß der Miochstufe durch Impedanzänderungen des aktiven Schaltungselementes, z.B. eines Transistors, beeinflußt und das Verhalten der Schaltungsanordnung als Ganzes beeinträchtigt wird.

Der vorliegenden Erfindung liegt dementsprechend die Aufgabe zugrunde, diese IJachtej-le zu vermeiden, insbesondere eine regelbare Hoehfrequenzverstärkerschaltung anzugeben, die auch bei -Regelung keine größeren Iiapedanzänderungen erleidet und daher einen einwandfreien Abschluß einer vorgeschalteten Stufe ermöglicht.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch eine regelbare Hochfrequenzverstärkerschaltung mit einer in Basisschaltung arbeitenden Transistorverstarkerstufe, die eine Bmittereingangselektrodenklemme niedriger und mit abnehmendem Kollektorstrom zunehmender impedanz sowie einen mit abnehmendem Kollektorstrom abnehmenden Verstärkungsfaktor hat und eine mit der Kollektorelektrode des Transistors gekoppelte Arbeitsimpedanz sowie eine zwischen die Basis- und Emitterelektrode gekoppelte Betriebsvorspannungsschaltung enthält, gelöst, die dadurch gekennzeichnet ist, daß eine Richtleiteranordnung vorgesehen ist, bei der die Richtung des leichteren Stroraflusses von einer ersten zu einer zweiten Klemme '/erläuft und die mit ihrer ersten Klemme

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an eine Impedanzanordnung sowie mit ihrer zweiten Klemme an die Emittereingangselektrode des Transistors angeschlossen ist, und daß mit der ersten Klemme außerdem eine Anordnung zum Zuführen einer Steuerspannung einer solchen Polarität gekoppelt ist, die die Richtleiteranordnung leiten läßt und dadurch den Stromfluß im Transistor sowie dessen Verstärkungsfaktor herabsetzt und bewirkt, daß die ImpedanzanOrdnung die Eingangsklemme der Transistorsverstärkerstufe zur Kompensation des durch den verringerten Stromfluß verursachten Impedanzanstiegs in zunehmendem Maße überbrückt.

Bei der vorliegenden Hochfrequenzverstärkerschaltung wird also eine Schaltungsanordnung mit einer Richtleiteranordnung verwendet, um den der Eingangsimpedanz der Verstärkerschaltung entsprechenden Abschluß bei der Regelung zu erhalten. Diese Eigenschaft läßt sich mit Vorteil bei einem Zwischenfrequenzverstärker ausnützen.

Der Erfindungsgedanke wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung näher erläutert, es zeigen:

Fig. 1 ein teilweise in Blockform gehaltenes Schaltbild eines UHF-Tuners mit einer Hochfrequenzverstärkerschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung als ZF-Verstärker, und

Fig. 2 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispieles einer Hochfrequenzverstärkerschaltung gemäß der Erfindung.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung hat eine Eingangsklemme 70 zum Anschluß einer UHF-Antenne zum Empfang von 70 Fernsehkanälen, wie sie derzeit für den UHF-Bereich vorgesehen sind. Die Eingangsklemme ist über eine Induktivität 71, die als Impedanzabschluß für die UHF-Antenne dient, mit einem auf Bezugs-

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spannung liegenden Schaltungspunkt verbunden. Das Signal von der Antenne wird über einen Kondensator 72 einem UHF-Filter 73 zugeführt, das mittels einer Varaktordiode 74 abstimmbar ist.

Der Ausgang des .Filters 73 ist mit dem als Eingangselektrode dienenden Emitter eines in Basisschaltung arbeitenden bipolaren Verstärkertransistors 75 verbunden. Diese Stufe dient zur Spannungsverstärkung des der Emitterelektrode zugeführten UHF-Signals. Die Kollektorelektrode des Transistors 75 ist über eine Hochfrequenz sperrende Schaltung, die einen Widerstand 76 und eine Hochfrequenzdrossel 77 enthält, der eine weitere Induktivität 97 in Reihe geschaltet ist, mit einer Betriebsspannungsquelle B+ verbunden.

Das verstärkte UHF-Ausgangssignal wird von der Kollektorelektrode des Transistors 75 über einen Kondensator 78 dem Eingang einer UHF-FiIterschaltung 79 zugeführt. Die Filterschaltung 79 ist ebenfalls abstimmbar und kann für das UHF-Frequenzband aus Hochfrequenzleitungselementen bestehen. Die Abstimmung des Filters 79 erfolgt durch eine zugehörige Varaktordiode 78, die in Reihe mit einem Kondensator 81 zwischen den Ausgang der Filterschaltung 79 und Masse geschaltet ist.

Das gefilterte UHF-Signal wird vom Ausgang des Filters 79 über eine Impedanzanpassungsschaltung 82 einer Elektrode einer UHF-Diodenmischschaltung 83 zugeführt. Der Diodenmischsschaltung 83 wird außerdem das Ausgangssignal eines UHF-Mischoszillators 84 zugeführt. Der Oszillator 84 ist mittels einer Varaktordiode 85 abstimmbar, die im Gleichlauf mit der UHF-AbStimmung arbeitet. Die Frequenzdifferenz zwischen dem UHF-Signal und dem Ausgangssignal des Oszillators 84 ist wenigstens annähernd gleich dem Video-ZF-Signal. Die gleichlaufende Abstimmung erfolgt durch eine gemeinsame Abstimmspannung, die den Varaktordioden 74, 80 und 85 über Widerständen 90, 91 bzw. 92 zugeführt ist. Selbstverständlich können auch noch mehr Varaktordioden verwendet werden, um die Abstimmöglichkeiten zu erhöhen.

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Der Ausgang der Diodenmischschaltung 83 ist über einen Kondensator 86 mit der Emittereingangselektrode einer ÜH]?-Z]?-Verstärkerschaltung gekoppelt, die einen in Basisschaltung arbeitenden Transistor 94 enthält. Der Kollektorelektrode des Transistors 94 wird die Betriebsspannung B+ über Induktivitäten 95, 96 und die Induktivität 97 zugeführt. Die Kollektorbelastung des Transistors 94 ist zur Unterdrückung von Störschwingungen mit einer Perritperle 98 umgeben. Der Kollektorkreis des Transistors 98 enthält ferner Durchführungskondensatoren 99 und 100 sowie einen Ausgangsparallelresonanzkreis aus Kondensatoren 100, 101 und einer Induktivität 103. Diese Elemente ergeben in Verbindung mit den oben erwähnten Kollektorschaltungskomponenten die Selektivität und Impedanzanpassung für das vom UHi'-Tuner erzeugte Video-ZJ-Signal. Die Basiselektrode des Transistors 94 enthält eine Vorspannung über Widerstände 104 und 105 und ist durch einen Kondensator 106 für viechselspannungssignale nach Masse überbrückt. Die Emitterelektrode des Transistors 94 ist mit der Diodenmischschaltung 83 über einen Kondensator 86 und eine mit diesem in Reihe geschaltete Induktivität 113 verbunden. Die Verbindung zwischen der Emitterelektrode und der Induktivität 113 ist über einen Widerstand 115 mit Masse verbunden.

Die Spannung zur automatischen Verstärkungsregelung wird der Basis eines in Kollektorschaltung arbeitenden Transistors 110 zugeführt. Die Kollektorelektrode des Transistors 110 ist an B+ angeschlossen, während seine Emitterelektrode über einen Durchführungskondensator 111 mit der Basiselektrode des UHi¹-Hochfrequenzverstärkertransistors 75 gekoppelt ist. Die Emitterelektrode des Transistors 110 ist außerdem über einen Widerstand 112 mit der Anode einer Diode 116 gekoppelt, deren Kathode an die Verbindung zwischen dem Kondensator 86 und der Induktivität 113 angeschlossen ist. Die Anode der Diode 116 ist durch einen Kondensator 114 für Wechselspannungssignale mit Masse verbunden.

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Es ist bekannt, da:3 sich die Ausgangsimpedanz der Di'ode 83 der Mischstui'e in Abhängigkeit von dem in die Diode eingespeisten Oszillatorsignal ändert. Diese Änderungen der Diodenimpedanz beeinflussen den Umsetzungswirkungsgrad der Diodenmischstufe und beeinträchtigen dadurch die verfügbare Amplitude des zwischenfrequenten Ausgangssignales-. Dieser Effekt wird dadurch kompensiert, daß die Anode der Mischdiode 83 mit der kleinen Eingangsimpedanz gekoppelt ist, die an der Emitterelektrode des Transistors 94 zur Verfügung steht. Diese Kopplung erfolgt durch den Kondensator 96 und die Induktivität 113. Da die in die Emitterelektrode eines in Basisschaltung arbeitenden Verstärkers gesehene Impedanz weniger als etwa 50 Ohm beträgt, sind die Impedanzänderungen der Diode 83, da die niedrige Eingangsimpedanz des in Basisschaltung arbeitenden Verstärkers parallel zu der schwankenden Impedanz liegt, geringfügig.

Der niederohmige Abschluß durch den in Basisschaltung arbeitenden Transistor 94 des Verstärkers dient also zur Kompensation der Impedanzschwankungen der Diode 83. Der Transistor 94 wird jedoch mittels der Diode 116 geregelt, deren Anode mit der Emitterelektrode des als Emitterfolger arbeitenden Transistors gekoppelt ist. Hinsichtlich der Verstärkungsregelung arbeitet die Schaltungsanordnung folgendermaßen:

Wenn die der Basis des Transistors 110 zugeführte Regelspannung positiver wird, nimmt die Spannung an der Emitterelektrode des Transistors 110 zu. Dies hat zur Folge, daß die Diode 116 leitend oder in Flußrichtung vorgespannt wird. Der von der Diode 116 gelieferte Gleichstrom fließt über die Induktivität 113 und den Widerstand 115 nach Masse. Die Spannung am Emitter des Transistors 94 wird daher zum Teil durch diesen eingespeisten Regelsignalstrom bestimmt und dieser Strom hat zur Folge, daß der Transistor 94 weniger leitet. Hierdurch wird daher die Steilheit des Transistors 94 entsprechen:! einem Gegenregelungsbetrieb geändert und dient zur Verringermig der Verstärkung. Da jedoch der

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Strom durch den Transistor 94 abnimmt, obgleich die Spannung am Emitter konstant bleibt, bewirkt die folgende Abnahme des Stromes eine Erhöhung der Eingangsimpedanz des in Basisschaltung arbeitenden Verstärkers. Diese Erhöhung der Eingangsimpedanz zeigt an, daß die Impedanzschwankungen der Mischdiode 85 nicht richtig kompensiert werden. Wegen der ImpedanzSchwankungen der Diode 83 würde man also schlechte Bandfiltereigenschaften erhalten. Da jedoch die Diode 116 wegen des Anstiegs der Kegelspannung an der Emitterelektrode des Transistors 110 stärker leiten muß, bewirkt der durch die Diodenimpedanz angekoppelte Kondensator 114 eine stärkere Überbrückung der Verbindung zwischen dem Kondensator 86 und der Induktivität 113. Dieser Effekt geht in einer solchen Richtung, daß die Wechselstromeingangsimpedanz des Transistors 94 während der Regelung konstant gehalten wird und daher weiterhin die Impedanzschwankungen der Diode 83 zu kompensieren strebt. Der Kondensator 114 bewirkt ferner eine Signalableitung vom Verstärker und damit eine weitere Herabsetzung der Verstärkung.

Wegen der Vorspannung der Basiselektrode des Transistors 94 wird der Strom durch den Widerstand 115 relativ konstant gehalten. Während der Regelung wird der Gesamtstrom durch den Widerstand 115 teilweise durch den die Diode 116 durchfließenden Strom und teilweise durch den den Transistor 94 durchfließenden Strom bestimmt. Diese Ströme werden so gewählt, daß die Spannung am Widerstand 115 während der Regelung konstant gehalten wird. Die Spannungen zwischen den Elektroden des Transistors 94 bleiben daher relativ konstant. Die Reaktanzen zwischen den Elektroden werden daher bezüglich ihres Ruhewertes nicht geändert und die dem Transistor 94 zugeordneten selektiven Schaltungen werden daher durch die Regelung auch nicht verstimmt.

Der Transistor 94 arbeitet im Effekt im Gegenregelungsbetrieb. Der Gegenregelungsbetrieb ist durch eine Abnahme des Kollektorstroms definiert, die eine Verringerung des Verstärkungsgrades

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des Verstärkers bewirkt. Bei einer G-egenregelung treten normalerweise in der Verstärkerstufe Nichtlinearitäten und Kreuzmodulationsprodukte auf. Diese Effekte beruhen zum Teil auf der Tatsache, daß sich die Reaktanzen zwischen den Elektroden mit den Elektrodenkapazitäten entsprechend der Abnahme des Stromes ändern. Durch Verwendung der Diode zur Bestimmung der Verstärkungscharakteristik kann man jedoch das Verhalten der Diode ausnützen und eine umgekehrte Regelung ohne die diese sonst begleitenden Nachteile erreichen. Bei einer solchen Schaltung wird der Hauptteil der Regelwirkung also von der Diode übernommen, die beispielsweise zu einer Herabsetzung des Verstärkungsfaktors um 2OdB einen Beitrag von HdB im Vergleich zu einem Beitrag von 6dB durch den Transistor liefert.

Fig. 2 zeigt das Schaltbild eines anderen Ausführungsbeispieles einer Verstärkerschaltung, die bei hohen Frequenzen für eine umgekehrte Regelung verwendet werden kann. Die Verstärkerschaltung ähnelt der gemäß Pig. 1 mit der Ausnahme, daß die Vorspannung der Diode nicht geändert wird, sondern durch einen mit der Anode der Diode gekoppelten Spannungsteiler aus Widerständen 50 und 51 relativ konstant gehalten wird. Die Verbindung zwischen den beiden Widerständen 50 und 51 ist für Wechselspannung durch einen Kondensator 52 nach Masse überbrückt. Die Kathode der Diode 55 ist über einen Widerstand 56 mit Masse verbunden, der außerdem den Stromkreis der Emitterelektrode des in Basisschaltung arbeitenden Transistors nach Masse schließt. Die Kollektorelektrode des Transistors 60 ist mit einer Betriebsspannungsquelle +V über eine Induktivität 61 gekoppelt. Die Signale werden der Emitterelektrode des Transistors 60 über einen Kondensator 62 zugeführt.

Die Schaltungsanordnung gemäß Pig. 2 entspricht im wesentlichen der Schaltungsanordnung gemäß Pig. 1 und die Anode der Mischdiode 83 (Fig. 1) könnte also mit der Eingangszeit des' Kondensators 62 verbunden werden. Der Unterschied zwischen den Schal-

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_ Ortungen gemäß Pig. 1 und 2 bestellt darin, daß bei Pig. 2 die Regelspannung direkt an die Basiselektrode des Transistors angelegt wird. Um eine umgekehrte Regelung zu erreichen, muß die Polarität der Regelspannung geändert werden. Zur Herabsetzung des Verstärkungsgrades der Schaltung muß also die Regelspannung negativer werden, damit der Stromfluß im Transistor 60 herabgesetzt wird. Dementsprechend neigt dann die Spannung am Emitter des Transistors 60 dazu, abzunehmen. Die Abnahme' der Spannung würde jedoch zur !folge haben, daß die Diode 55 leitet und dadurch einen Strom durch den Widerstand 56 fließen läßt, was die Spannung am Widerstand 56 bei den Regelspannungsänderungen konstant zu halten strebt. Wenn die Regelspannung an der Basiselektrode des Transistors 60 ansteigt, würde an sich die Spannung am Emitter ebenfalls ansteigen und die Diode 55 in Sperrichtung vorspannen. Unter diesen Umständen wird der Transistor 60 dann jedoch mehr Strom liefern und die Spannung am Widerstand 56 auf dem vorgegebenen Wert halten.

Die Schaltungsanordnung gemäß Pig. 2 gewahrleistet also bei geeigneter Regelspannung an der Basiselektrode des Transistors 60, daß die niedrige Impedanz am Eingang durch das leiten der Diode 55 konstant gehalten wird, die den Kondensator 52 parallel zur Emitterelektrode des Transistors schaltet. Die Schaltungsanordnung gemäß Pig. 2 hat also die gleichen Vorteile wie die Schaltungsanordnung gemäß Pig. 1.

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Claims (6)

1. Patentansprüche

   Regelbare Hochfrequenzverstärkerschaltung mit einer in Basisschaltung arbeitenden Transistorverstärkerstufe, die eine Emittereingangselektrodenklemme niedriger und mit abnehmendem Kollektorstrom zunehmender Impedanz sowie einen mit abnehmendem Kollektorstrom abnehmenden Verstärkungsfaktor hat und eine mit der Kollektorelektrode des Transistors gekoppelte Arbeitsimpedanz sowie eine zwischen die Basis- und Emitterelektrode gekoppelte Betriebsvorspannungsschaltung enthält, dadurch gekennzeichnet, daß eine Richtleiteranordnung (55,116) vorgesehen ist, bei der die Richtung des leichteren Stromflusses von einer ersten Klemme zu einer zweiten verläuft und die mit ihrer ersten Klemme an eine Impedanzanordnung (52,114) gekoppelt ist, während sie mit ihrer zweiten Klemme an die Emittereingangselektrode des Transistors (60,94) gekoppelt ist und daß mit der ersten Klemme außerdem eine Anordnung (110) zur Zuführung einer Steuerspannung einer solchen Polarität gekoppelt ist, die die Richtleiteranordnung leiten läßt und dadurch den Stromfluß im Transistor sowie dessen Verstärkungsfaktor herabsetzt und bewirkt, daß die Impedananordnung die Eingangsklemme der Transistorverstärkerstufe zur Kompensation des durch den verringerten Stromfluß verursachten Impedanzanstiegs zunehmend überbrückt.
2. 2) Hochfrequenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1 zur Verstärkung eines Ausgangssignales einer Mischstufe, deren Impedanz sich in Abhängigkeit von der Amplitude eines zugeführten Signales in unerwünschter Weise ändert, gekennzeichnet durch einen in Basisschaltung arbeitenden Verstärkertransistors (94) mit einer Emittereingangselektrode niedriger Impedanz, die kleiner ist als die Impedanz der Mischstufe (83) und zu einem solchen Abschluß der Mischstufe dient, daß die Impedanzänderungen der Mischstufe vernachlässigt werden, wobei

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   mit abnehmendem Strom durch den Transistor dessen Verstärkungsgrad abnimmt und zu einer Eingangsimpedanz zunimmt; eine mit der Kollektorelektrode des Transistors gekoppelte Belastungsanordnung (101,102,103) für das Ausgangssignal der Mischstufe j eine Vorspannungsschaltung (1O4»1O5), die eine Vorspannung zwischen die Basis- und Emitterelektrode des Verstärkertransistors liefert, und eine mit der Emitterelektrode des Transistors gekoppelte Anordnung (83,113,116), die eine Schaltung (83,113) enthält, die die Impedanz der Mischstufe relativ konstant hält, wenn der Strom und damit der Verstärkungsfaktor abnehmen.
3. 3) Hochfrequenzverstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mischstufe eine Diodenmisehstufe (83) zur Umsetzung von Signalen im UHF-Eernsehband in Video-Zwisehenfrequenzsignale ist.
4. 4) Hochfrequenzverstärkerschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die mit der Kollektorelektrode gekoppelte Arbeitsimpedanz eine frequenzselektive Schaltung (101, 102,103) enthält, die auf die Frequenz des Video-Zwisehenfrequenzsignales abgestimmt ist.
5. 5) Hochfrequenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die mit der Richtleiteranordnung gekoppelte Impedanzanordnung einen Kondensator (114) enthält.
6. 6) Hochfrequenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die mit der ersten Klemme der Richtleiteranordnung gekoppelte Anordnung zum Zuführen der Steuerspannung einen Emitterverstärker (110) enthält, dessen Basiseingangselektrode eine steuernde Spannung zugeführt ist und dessen Emitterelektrode mit der ersten Klemme der Richtleiteranordnung gekoppelt ist.

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