DE2217451C3 - Schaltungsanordnung mit einem Hochspannungstransistor - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einem Hochspannungstransistor, insbesondere einem Leistungstransistor, mit Steuermitteln, die zwischen der Basis- und Emitterelektrode des Transistors ein impulsförmiges Schaltsignal abgeben, und mit einer mit der Kollektorelektrode des Transistors verbundenen Belastungsimpedanz, wobei der von einer Spannungsquelle gelieferte Kollektorstrom des bis in den Sättigungszustand gesteuerten Transistors unter dem Einfluß des dem Transistor zugeführten impulsförmigen Schaltsignals unterbrochen wird, wobei zur Vergrößerung des zeitlichen Differentialquotienten des Kollektorsiromes während des Abschaltens des Kollektorstromes die Steuermittel einerseits unmittelbar mit der Emitterelektrode und andererseits über eine die Änderung während des Abschaltens des Basisstromes des Transistors beschränkende, z. B. als Spule ausgebildete, Impedanz mit der Basiselektrode des Transistors verbunden sind und wobei zwischen der Basis- und der Emitterelektrode des Transistors ein Halbleiter-Bauelement vorgesehen ist, dessen Leitfähigkeitsrichtung der des Basis-Emitter-Überganges des Transistors entgegengesetzt ist, wobei der das Halbleiter-Bauelement enthaltende Zweig eine Verzögerungszeit von mindestens etwa 1 μς aufweist, vgl. DT-AS 21 51 610.

Bei der Lösung nach DT-AS 2151610 wird ein Halbleiterbauelement, insbesondere eine Diode, benutzt, die selbst nur eine, gegenüber 1 μβ kleine Verzöge-

rungszeit aufweist Die erforderliche Erhöhung dieser Verzögerungszeit wird dadurch erzielt, Jaß auf der Kathoden- und/oder auf der Anode, iscite der Diode eine Induktivität, z. B. in Form von auf die Zuleitung aufgeschobenen Ferrit-Perlen, angebracht wird. Wie dort ausführlich beschrieben ist, soll zur Zeit des Abschaltvorganges des Endstufentransistors, d.h. in der Zeit, in der die Abschaltspannung an der Basis dieses Transistors anliegt, der Strom durch die Diode nur allmählich ansteigen, so daß erst nach _JO einer bestimmten Verzögerung die Diode Strom führt und für diese Polarität einen parallelen Stromweg zur Basis-Emitter-Strecke des Endstufentransistors bildet

Wie in der genannten Patentanmeldung ebenfalls eingehend beschrieben wurde, fließt nach dem Abschalten des Endstufentransistors während der ersten Hinlaufhälfte des Ablenkzyklus ein relativ großer Strom, der sogenannte Inversstrom, in einer, dem Normalbetrieb entgegengesetzten Richtung, also gewissermaßen in Vorwärtsrichtung, über die Kollektor-Basis-Strecke _Μ des Endstufentransistors und weiter über die Diode zum Minuspol (bei einem NPN-Transistor) einer Speisequelle für die Ablenkenergie. Während in der Zeit des Abschaltvorganges des Endstufentransistors — wie oben beschrieben — die Induktivität in Reihe mit der genannten Diode zunächst einen relativ großen Widerstand darstellen soll, der den Anstieg des Stromes abbremst, soll während des Inversbetriebes, während dessen eine relativ hohe Spannung umgekehrter Polarität zwischen dem Kollektor des Endstufentransistors und Erde möglich ist, der Strom über den mit der Diode hergestellten Weg schnell ansteigen, damit Linearitätsfehler des hindurchfließenden Ablenkstromes vermieden werden. Ferrit-Perlen und Luftspulen stellen, da sie ihre Induktivität auch während des Fließens des Inversstromes annähernd beibehalten, eine nicht zu vernachlässigende Impedanz dar, so daß der Inversstrom nicht ungehindert schnell und linear ansteigen kann; dadurch können Linearitätsfehler auftreten.

In Weiterbildung des Anmeldungsgegenstandes nach DT-AS 21 51 610 gibt die Erfindung eine hierfür vorteilhafte Lösung an, die einerseits eine sichere Schaltverzögerung eines antiparallel zum Basis-Emitter-Übergang des Endtransistors einer Horizontal-Ablenk-Endstufe geschalteten Halbleiterbauelementes gewährleistet und andererseits beim Inversbetrieb des Endstufentransistors Linearitätsfehler vermeidet. Diese Aufgabe kann dadurch gelöst werden, daß das Halbleiter-Bauelement eine Diode mil nur geringer Verzögerungszeit ist und daß in Reihe mit dieser Diode in die Kathoden- und/oder in die Anodenzuleitung wenigstens eine Impedanz eingeschaltet ist, die einerseits einen großen Impedanzwert beim Auftreten des impulsförmigen Schaltsignals an der Basis des (ersten) Transistors und andererseits eine kleine Impedanz beim Auftreten eines Stromes durch die Kollektor-Basis-Strecke des ersten Transistors während des Inversbetriebes darstellt.

Vorzugsweise kann die Impedanz in Form einer Drosselspule ausgebildet sein, die einerseits eine große Induktivität bei Auftreten des impulsförmigen Schaltsignals an der Basis des Transistors und andererseits eine niedrige Induktivität bei Auftreten des Stromes durch die Kollektor-Basis-Strecke des Transistors darstellt. Zweckmäßig ist die Induktivität einerseits bei Auftreten des impulsförmigen Schaltsignals an der Basis des Transistors nahezu ungesättigt und andererseits bei Auftreten des Stromes durch die Kollektor-Basis-Strecke des Transistors (Inversbetrieb) voll gesättigt. Die Impedanz kann durch eine Sreitband-Drosselspule dargestellt werden, die z. B. drei Windungen enthält, wobei zur Dämpfung unzulässiger Schwingungen ein Widerstand parallel gelegt ist

Die erwähnte Impedanz kann aucii dadurch gebildet werden, daß der genannte Zweig die Kollektor-Emitter-Strecke eines zweiten Transistors enthält, der derart gesteuert wird, daß er beim Auftreten des impulsförmigen Schaltsignals gesperrt und beim Schließen des Stromes durch die Kollektor-Basis-Strecke während des Inversbetriebes des ersten Transistors leitend ist Gegebenfalls kann in Reihe mit dem zweiten Transistor eine für den beim Inversbetrieb des ersten Transistors auftretende stromleitende Diode angeordnet sein; ein Kondensator parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des als Impedanz dienenden zweiten Transistors macht parasitäre Störschwingungen unwirksam.

Der Vollständigkeit halber sei bemerkt, daß es bekannt ist. Relais-Wicklungen an die volle Spannung zu legen und durch den Einfluß der Wicklungsinduktivität zu erreichen, daß der Strom allmählich ansteigt und dabei bestimmte Schwellwerte verzögert überschreitet und dann das Relais schaltet. Ein Einfluß der Verzögerung auf die entstehende Spannung liegt dabei nicht vor.

Man hat auch Induktivitäten benutzt, um plötzliche Kurzschlußströme zu verhindern, wobei ein parallelliegender Gleichrichter bei der Unterbrechung des Stromes leitend wird und Überspannungen verhindert.

Auch ist es bekannt, die Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors der Basis-Emitter-Strecke eines anderen Transistors parallel zu schalten, um den Reststrom dieses zweiten Transistors abzuleiten und von der Eingangsschaltung fernzuhalten.

Aus dieser Literatur ist ein Hinweis auf die Erfindung nicht zu entnehmen, bei der eine erste Spannung den Transistor mit ausreichender Größe (Zehnerspannung) erreichen soll, während zu einem wenig später liegenden Zeitpunkt durch den Inversstrom nur eine Spannung niedrigen Wertes hervorgerufen werden soll.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 eine Ausführungsform der Erfindung, bei der die Impedanz durch eine Breitband-Drosselspule dargestellt ist und

Fg. 2 ein Ausfühningsbeispiel, bei dem die Impe danz durch einen Transistor gebildet wird.

In F i g. 1 und 2 wird die Basis des Endstufentransistors 6 über den Transformator 1 mit der Sekundärwicklung 5 von einem Schaltnetzteil oder von einer Treiberstufe gesteuert. In der Basiszuführung kann weiterhin eine Drossel 10 und ein Widerstand 19 liegen. Im Kollektor-Emitterkreis des Endstufentransistors 6 liegt der Ablenkkreis 7 mit Ablenkspule T und Kondensator 7". Die Energie wird von einer Gleichspannungsquelle 16 geliefert, dessen geerdeter Minus-Pol mit dem Emitter des Transistors 6 verbunden ist. Die Diode 12 ist dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 6 antiparallel gelegt. Wie in der deutschen Palentanmeldung P 21 51 610.9 ausführlich beschrieben ist, fließt über diese Diode 12 während des Inversbetriebes des Transistors 6 der Inversstrom und entlastet dadurch den Basis-Emitter-Übergang des Endtransistors 6. In der genannten deutschen Patentanmeldung sind zur Schaltverzögung der Diode 12 Induktivitäten bzw. Ferritperlen vorgesehen, um den Endtransistor 6 schnell zu sperren.

Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in F i g. 1 für diesen Zweck statt der Ferritperlen .eine Drosselspule 14 vorgesehen. Während des Abschaltvorganges liegt an der Basis des Transistors 6 eine relativ geringe Abschaltspannung an, und es fließt ein relativ geringer Strom durch diese Drosselspule 14. so daß sie von ihrem Sättigungszustand noch weit entfernt und also ihre Induktivität relativ groß ist; der Strom durch die Diode steigt daher relativ langsam an und bewirkt damit die Verlängerung der Schaltzeit der Diode 12. Im inversen Betrieb des Transistors 6 liegt eine relativ große Spannung, die Ablenkspannung, an, es fließt daher ein relativ großer Strom, der Inversstrom, über die Drosselspule 14 und die Diode 12. Der Inversstrom ist gegenüber dem vom Abschaltstrom herrührenden Diodenstrom mindestens um den Faktor 2 größer. Er bewirkt eine Sättigung der Drosselspule 14, wodurch ihre Induktivität und damit auch ihr Widerstand klein wird, so daß sie für den Inversstrom praktisch nur einen ohmschen Widerstand darstellt und der Inversstrom linear ansteigen kann.

Gegenüber den üblichen Induktivitäten und den Ferritperlen hat die hier angewendete Maßnahme, eine Drosselspule 14 zu verwenden, den Vorteil, daß einerseits der von der Drosselspule 14 gebildete Widerstand während der Abschaltzeit des Transistors 6 relativ groß und damit die Verzögerungszeit der Diode 12 ebenfalls groß ist und andererseits in der Zeit, in der der Inversstrom fließt, die Drosselspule 14 einen sehr kleinen Widerstand darstellt, so daß keine Linearitätsfehler auftreten.

Für das hier vorliegende Ausführungsbeispiel ist eine Drosselspule mit drei Windungen vorteilhaft. Der parallel zur Drosselspule 14 geschaltete ohmsche Widerstand (10 Ohm) dient der Bedämpfung unzulässiger Störschwingungen.

Eine weitere Ausführungsmöglichkeit der erfindungsgemäßen Maßnahme ist in F i g. 2 dargestellt, die sich von F i g. 1 nur insofern unterscheidet, als die Drosselspule 14 durch einen Transistor 17 ersetzt ist,

ίο dessen Emitter mit der Kathode der Diode 12 und dessen Kollektor mit der Basis des Transistors 6 verbunden ist. Dieser Transistor 17 wird mittels einer geeigneten Schaltspannung, die beispielsweise von einer Zusatzwicklung auf dem Endstufentransistor abgenommen werden kann, während des Abschaltvorganges des Transistors 6 in den nichtleitenden Zustand versetzt, so daß der Transistor 17 in dieser Zeit einen sehr großen Widerstand darstellt Während des Inversbetriebes des Transistors 6, wenn also der Inversstrom fließt, ist der

jo Transistor 17 leitend und stellt für den Inversstrom praktisch keinen Widerstand dar, so daß keine Linearitätsfehler auftreten können. Der zur Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 17 parallelliegende Kondensator 16 ist zur Dämpfung parasitärer Störschwingungen vorgesehen. Da die Diode 12 mit der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 17 in Reihe und die Durchlaßrichtung gleichgerichtet ist, kann die Diode 12 auch weggelassen werden.
Schließlich können Bleche auf die Zuführung der

Diode angebracht werden, die die in der Diode entstehende Wärme ableiten.

Hierzu 1 Bla« Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung mit einem Hochspannungstransistor, insbesondere einem Leistungstransistor, mit Steuermitteln, die zwischen der Basis- und Emitter-Elektrode des Transistors ein impulsförmiges Schaltsignal abgeben, und mit einer mit der Kollektorelektrode des Transistors verbundenen Belastungsimpedanz, wobei der von einer Spannungsquelle gelieferte Kollektorstrom des bis in den Sättigungszustand gesteuerten Transistors unter dem Einfluß des dem Transistor zugeführlen impulsförnngen Schaltsignals unterbrochen wird, wobei zur Vergrößerung des zeitlichen Differentialquotienten des Kollektorstromes während des Abschaltens des Kollektorstromes die Steuermittel einerseits unmittelbar mit der Emitterelektrode und andererseits über eine die Änderung während des Abschaltens des Basisstromes des Transistors beschränkende, z. B. als Spule ausgebildete. Impedanz mit der Basiselektrode des Transistors verbunden sind und wobei zwischen der Basis- und der Emitterelektrode des Transistors ein Halbleiter-Bauelement vorgesehen ist, dessen Leitfähigkeitsrichtung der des Basis-Emitter-Überganges des Transistors entgegengesetzt ist, wobei der das Halbleiter-Bauelement enthaltende Zweig eine Verzögerungszeit von mindestens etwa 1 μβ aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß das Halbleiter-Bauelement eine Diode (12) mit nur geringer Verzögerungszeit ist und daß in Reihe mit dieser Diode in die Kathoden- und/oder in die Anodenzuleitung wenigstens eine Impedanz eingeschaltet ist, die einerseits einen großen Impedanzwert beim Auftreten des impulsförmigen Schaltsignals an der Basis des (ersten) Transistors (6) und andererseits eine kleine Impedanz beim Auftreten eines Stromes durch die Kollektor-Basis-Strecke des ersten Transistors (6) während des Inversbetriebes darstellt (Fig. 1).

2. Schaltungsanordnung mit einem Hochspannungstransistor, insbesondere einem Leistungstransistor, mit Steuermitteln, die zwischen der Basis- und Emitterelektrode des Transistors ein impulsförmiges Schaltsignal abgeben, und mit einer mit der Kollektorelektrode des Transistors verbundenen Belastungsimpedanz, wobei der von einer Spannungsquelle gelieferte Kolleklorstrom des bis in den Sättigungszustand gesteuerten Transistors unter dem Einfluß des dem Transistor zugeführten impulsförmigen Schaltsignals unterbrochen wird, wobei zur Vergrößerung des zeitlichen Differentialquotienten des Kollektorstromes während des Abschaltens des Kollektorstromes die Steuermittel einerseits unmittelbar mit der Emitterelektrode und andererseits über eine die Änderung während des Abschaltens des Basisstromes des Transistors beschränkende, z. B. als Spule ausgebildete, Impedanz mit der Basiselektrode des Transistors verbunden sind und wobei zwischen der Basis- und der Emitterelektrode des Transistors ein Halbleiter-Bauelement vorgesehen ist, dessen Leitfähigkeitsrichtung der des Basis-Emitter-Überganges des Transistors entgegengesetzt ist, wobei der das Halbleiter-Bauelement enthaltende Zweig eine Verzögerungszeit von mindestens etwa 1 μβ aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Zweig die Kollektor-Emitter-Strecke eines zweiten Transistors (17) enthält, der derart gesteuert wird, daß er beim Auftreten des impulsförmigen Schaltsignals gesperrt und beim Schließen des Stromes durch die Kollektor-Basis-Strecke während des Inversbetriebes des ersten Transistors (6) leitend ist (F i g. 2).

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit dem ersten Transistor (17) eine für den beim Inversbetrieb des

>° ersten Transistors (6) auftretenden Strom leitende Diode (12) angeordnet ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz in Form einer Drosselspule (14) ausgebildet ist, die einerseits eine große Induktivität bei Auftreten des impulsförmigen Schaltsignals an der Basis des Transistors (6) und andererseits eine niedrige Induktivität bei Auftreten des Stromes durch die Kollektor-Basis-Strekke des Transistors (6) darstellt.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß einerseits bei Auftreten des impulsförmigeit Schaltsignals an der Basis des Transistors (6) die Induktivität nahezu ungesättigt und andererseits bei Auftreten des Stromes durch die Kollektor-Basis-Strecke des Transistors (6) voll gesättigt ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Drosselspule (14) drei Windungen aufweist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4,5 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zur Drosselspule (14) ein ohmscher Widerstand (15) liegt.

8. Schaltungsanordnung nach einem der vorangeherden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß auf einem oder beiden Anschlußdrähten der Diode (12) Kühlbleche angebracht sind.