DE2212039A1

DE2212039A1 - Navigationsempfaenger fuer flugzeuge

Info

Publication number: DE2212039A1
Application number: DE19722212039
Authority: DE
Inventors: Myron L Anthony
Original assignee: United Aircraft Corp
Current assignee: Raytheon Technologies Corp
Priority date: 1972-03-13
Filing date: 1972-03-13
Publication date: 1973-09-20
Also published as: FR2175702A1; FR2175702B1

Description

Patentanwalt Bernd Becker

united Aircraft Corporation 6530Bingen-Sponsheim

400 Main Street * <- I aU35J Römerstr. 10 - Tel. 06221/5511

East Hartford,Corn.06108

KAVIGATIONSEMPFÄNGER FÜR FLUGZEUGE

Die Erfindung betrifft einen Kavigationsempfa'nger für Flugzeuge, von der Art bei welchem zwei von einer Navigationsfunksteile ausgestrahlte Datensignale, miteinander verglichen werden um die Lage des Flugzeuges bezüglich eines Bezugspunktes zu bestimmen.

Seit dem Beginn der Anwendung von VHF-Drehfunkfeuernavigationsanlagen traten grosse Schwierigkeiten und Fehler beim Betrieb dieses Systems auf. Ein VHF-Drehfunkfeuer strahlt zwei Signale aus: das erste Signal ist ein 30 Hz Bezugssignal, welches einem Hilfsträger von 9960 Hz durch Frequenzmodulation aufipoduliert wird und das zweite Signal ist ein 30 Hz Signal veränderlicher Phasenlage. Die Phasenlage zwischen den beiden Signalen, wie sie vom Navigationsempfänger im Flugzeug aufgenommen wird, bestimmt die Peilung des Flugzeuges bezüglich eines Flugwages, welcher ein radialer Flugweg ist, der durch den Ort des VHF-Drehfunkfeuers hindurch geht.

Beim Betrieb von Empfangs- und Anzeigevorrichtungen, welche diese Signale verarbeiten, treten oft derart grosse Fehler auf, dass die Signale entlang vieler Radiallinien zu einigen Stationen als un- -

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brauchbar for Eavigationszwecke eingestuft werden müssen. Das Vorliegen dieser Fehler ist schon vor langer Zeit erkannt worden und sie wurden gewöhnlich den auf mehreren Wegen am Empfänger eintreffenden Signalen zugesprochen, welche durch Reflektoren, welche die ausgesendeten Signale zürn Flugzeug mit erheblichen Änderungen der Phase reflektieren, erzeugt werden. Aber diese klassische Analyse dieser "Beugungen","Zacken" und anderer ähnlicher Fehler, welche auf dem Reflektionskonzept basieren, stimmt nicht mit den Tatsachen überein. In typischen Fällen würden Reflektionsflächen mit einem 20 bis lOOfachen Querschnitt der wirklich vorhandenen Reflektionsfla'chen erforderlich sein, um die beobachteten Fehler zu erzeugen. Die Hauptursachen der tatsächlichen Fehler waren bis jetzt nicht völlig bekannt und deshalb ist bis jetzt keine grundlegende Lösung für dieses Problem vorgeschlagen worden. Ein Ähnliches Problem besteht in Verbindung mit den Blindlandisystemen, welche in der kritischen Ladungsphase des Flugzeuges bei Schlechtwetterbedingungen benutzt werden. Bekannte Blindlandesystem benutzen zwei ausgesttahlte Signale, ein 90 Hz Signal und ein 150 Hz Signal, welche geeigneten Hilfsträger!* aufmoduliert sind. Diese Signale werden demoduliert und miteinander verglichen um einen Bezugspfad anzugeben, welcher der gewünschte Gleitpfad ist, wobei der Gleitpfad eine Zone bildet, in welcher die empfangenen Signale ungefähr gleiche Amplitude haben.

In Kavigationsempfangsgeräten für Flugzeuge, sowie sie aus dem Stande der Technik bekannt sind, war es üblich sogenannte passive Bandfilterkreise zu benutzen, um Störfrequenzen aus den empfangenen und demodulierten Datensignalen herauszufiltern. Diese passi/en Filterkreise, manchmal als lineare Filterkreice bezeichnet, führten, obschon sie sehr zufriedenstellend und wirksam in vielen Anwendungsgebieten sind, ha'ufig merkliche Fehler in die Navigationsdaten des Flugzeuges ein. Die asymetrische Kennlinie dieser Filter erzeugt eine selektive Seitenbanddä'mpfung,welche eine wesentliche Verzerrung durch Phasenschiebung in den Datensignalen beim Vorliegen niederfrequenter, amplitudenmodulierter, empfangener Signale erzeugt.

Jede kleine FrequenzäV .erung der Datensignale beeinträchtigt auch

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Dämpfungseigen&chaften der Bandpassfilter. Weil die Dämpfung und die Phasenverschiebung eng miteinander verbunden sind, tritt oft ein grosser Phasenfehler auf. Änderungen der Filterimpedanz infolge von Alterung oder Temperatüreinwirkung führen zu dem gleichen Resultat.

Frequenzdiskriminatoren und Ptasendemodulatoren, welche in zeitgcmassen VBF-Drehfunkfeuerernpfängern benutzt werden, erzeugen auch ' ungewollte Empfangssignale und spürbare Phasenverschiebungen beim Vorhandensein von Amplitudenmodulation in den empfangenen Signalen, einschliesslich der Amplitudenmodulation, welche bei sehr niedrigen Frequenzen auftreten kann. Die Demodulator- und Diskriminatorschaltkreise benutzen normalerweise Vorrichtungen mit quadratischer Kennlinie und können somit harmonische Verzerrungen erzeugen. Sie erzeugen auch beträchtliche Phasenverschiebungen als Antwort auf unkompensiertes Rauschen und relativ kleine Frequenzä'nderungen. Wenigstens in einem weitverbreiteten VHF-Drehfunkfeuerphasendemo~ dulator kann gezeigt werden, dass ein AmplitudenverhSltnis von zwei zu eins zwischen der Bezugssignalspannung und der veränderbaren Phasensignalspannung eine Anzeigenveränderung von mehr als 25 %

erzeugt. . -

Die Amplitudenmodulationseffekte, welche im ausgesendeten Navigationssignal, so wie es von den Navigationsempfangern im Flugzeug aufgenommen wird, erscheinen, werden nicht in geeigneter Weise von den Steuerkreisen der automatischen Schwundausgleichssteuerung, welche in den Eigangsstufen der Empfänger eingebaut ist, ausgeregelt. Bekannte automatische Schwundausgleichssystenesind in ihrer Wirkung vollständig nichtlinear und neigen dazu beträchtliche Verzerrungen und eine starke Kreuzmodulatioh hervorzurufen. Die Kreuzmodulation, erzeugt unerwünschte Frequenzkornponente in dem Bereich sehr niedriger Frequenzen, welche einige der unerwünschten Signale in den Filtern, den Demodulatoren und den Diskriminatoren hervorrufen« Desweitern neigen, bei bestimmten tiefen Frequenzen, die automatischen Schwundausgleichssysteme dazu zu schwingen und verstärken die Wirkung der niederfrequenten Stehwellenmodulation«

Die Aufgabe der vorliegendeaErfindung besteht darin, einen Naviga~ tionscmpfeiliger für Flugzeuge bereitzustellen, welcher aktive FiI-

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terkreise anstatt passiver Filterkreisen enthält, und v/elcher die mit dem Datensignal aufgenommenen Sto'rfrequenzen herabsetzt otk.r beseitigt, ohne Phasenver-Zerrungen oder andere Fehler in die Datensignale hineinzubringen. Die benutzten aktiven Filterschaltkreise sind immun gegen Amplitudenmodulationseffekte, kleine Frequenz-Änderungen, Alter oder sonstige Veränderungen der Bauelemente; sie zeigen aussergewöhnliche Immunität gegen Rauschen und eine aussergewöhnliche Stabilität.

In dieser Beschreibung und in den dazu gehörigen Patentansprüchen bedeuten "aktive Filterschaltkreise" einen Verstärkerkreis, oder ein Paar Verstärkerkreise, mit einem relativ begrenzten Nachlauf und sie werden als Bandpass, Tiefpass oder Hochpassfilter eingesetzt, welche im wesentlichen fiber dem ganzen Betriebsfrequenzbereich des Empfängerkreises, in welchem der Filter benutzt wird, keine Phasenverschiebung hervorrufen.

Ein zusätzliches Ziel der Erfindung besteht darin, ein Navigationsempfangsgerät für Flugzeuge bereitzustellen, welches Niederfrequenz- und Amplitudenmodulationsverzerrungen beim Betrieb der Diskriminator kr eise, der automatischen Schwundausgleichkreise und der Phasendemodulatoren im Empfangsgerät beseitigt und welches nicht von nicht kompensiertem Rauschen im Empfangssignal beeinflusst wird.

Die gestellten Aufgäbe und Ziel der Erfindung werden dadurch erreicht, dass das Navigationsempfangsgerät zwei getrennte Signalkanäle zum Umformen von je einem Datensignal in eine zum gegenseitigen Vergleich geeignete Form umfasst, wobei jeder Signalkanal aktive Filterkreise zur Beseitigung von Störsignalen, ohne merkliche Phasenverzerrung oder anderer Verzerrung in den Datensignalen enthält. Eine Auswertvomchtung, welche aus einer an beide Signalkanäle angeschlossenen Vergleichsvorrichtung enthält, benutzt die beiden Datensignale, wie sie durch die Signalkanäle umgeforiut wurden, um die Lage des Flugzeuges zu bestimmen.

Die aktiven Filterkreise in jedem Kanal können einen Begrenzerverstärker enthalten, dem zwei in Reihe geschaltete Integratoren nachgeschaltet sind; die aktiven Filterkreise können auch einen

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Begrenzerverstärker umfassen, dem zwei inReihe geschaltete Konstantstromverstärker nachgeschaltet sind, bei denen jeweils ein Kondensator vom Ausgang des Verstärkers an Masse oder an eine andere Bezugsspannungsquelle angeschlossen ist.

In einer anderen Ausführungsform bestehen die aktiven Filterkreise aus einem Differentialverstärker, an dessen einen Eingang ein rechteckförmiges Signal zugeführt wird, und an dessen Ausgang ein Schwingkreis, welcher vom Ausgangssignal des Verstärkers abgestimmt wird und der zurück zum zweiten Eingang des Verstärkers führt, angeschlossen ist.

In einer weiteren Ausführungsform können die aktiven Filter Filter mit konstanter Phasendrehung sein.

In VHF-Drehf unkfeueremp fänger η, welche im Einklang mit eimr Ausführungsform der Erfindung gebaut sind, wird die Trennung des Be-. zugssignals und des veränderlichen Datensignals mit RC-Filtern vorgenommen, deren Kennlinien sich ungefähr beim logarithmischen Mittelwert der beiden Signalfrequenzen kreuzen.

Diskriminator- und Phasenvergleichskreise, welche gegenphasig gespeiste Gegentaktdifferentialverstärker umfassen, bei denen beide Stufen des Verstärkers in abwechselnden HalWperioden im Sä'ttigungsgebiet und dem Sperrbereich betrieben werden, sinä in einigen Ausführungsformen der Erfindung vorgesehen.

In einer bevorzugten Ausführungsform ist ein automatischer Schwundausgleichskreis vorgesehen, der aus mehreren in Reihe geschalteten rein reaktiven Spannungsteilern besteht, die einem Verstärker mit konstantem Verstärkungsfaktor vorgeschaltet sind, wobei eine Gleichstromrückkopplung vom Ausgang des Verstärkers zum Spannungsteiler führt um die Reaktanz in einem Zweig jedes Spannungsteilers zu verändern.'

Vorzugsweise kann ein Begrenzerkreis im Empfangsgerät vor dem Filtern vorgesehen sein. .

Die Erfindung wird nun an Hand der beiliegenden Zeichnungen, in welchen bevorzugte Aus f uhr ungs forraan der Erfindung dargestellt sind, näher beschrieben. Darin sind:

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Figur 1 ein Blockdiagramm eines Navigationsempfangsgerätea für ein Flugzeug;

Figuren 2A und 2B Diagramme, welche der Erklärung des Betriebs der aktiven Filterkreise im Empfangsgerät der Figur 1 dienen;

Figuren 3A und 3B schematische Diagramme von einzelnen, im Empfangr gerät nach der Figur 1 eingebauten Filterschaltkreisen;

Figur 3 eine Darstellung der Betriebskennlinie der Filterkreise der Figuren 3A und 3B;

Figur 4 ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform eines Diskriminators des Empfängers nach der Figur 1;

Figur 5 ein Blockdiagramm eines anderen l!ίavigationsempfangsgera*teε für ein Flugzeug;

Figuren 6A und 6B Diagramme, welche der Erklärung der Betriebsweise der aktiven Filter des Empfangsgerätes nach der Figur 5 dienen;

Figur 7 ein schematisches Diagramm eines, in dem Empfangsgerät nach der Figur 5 benutzten Funktionsdrehmelders;

Figur 8 ein schematisches Diagramm eines Konstantstromaktivfilterkreises für das Empfangsgerät nach der Figur 5;

Figur 9 ein schematisches Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform eines aktiven Filterkreises, welches in den Empfangsgeräten nach den Figuren 1 und 5 angewandt werden kann;

Figur 10 ein automatischer Schwundausgleichskreis, welcher in den Eingangsstufen eines Empfangsgerätes .nach den Figuren 1 und 5 eingesetzt werden kann;

Figur 11 einevereinfachte Darstellung eines Filters konstanter Phasenverschiebung, welches in den Empfängern nach den Figuren 1 und 5 eingesetzt werden kann;

Figuren 12 und 13 Darstellungen der Eingangs- und Ausgangsgrössen, welche zur Erklärung der Funktion de3 Schaltkreises nach der Figur 11 dienen;

Figur 14 eine vereinfachte schematische Darstellung einer anderen Ausführungsform eines Filterkreises konstanter Phasenverschiebung;

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Figur 15 eine weitere Ausführungsform eines Filterkreises konstanter Phasenverschiebung;

Figur 16 ein Differential- und Hochpasskreis mit einem Filter konstanter Phasendrehung; und

Figur 17 ein schematisches Diagramm einer anderen Ausführungsform der Erfindung, welche auf einem Schaltkreis nach der Figur 14 aufbaut.

Figur 1 stellt ein Navigationsempfangsgerät 20 für ein Flugzeug dar, im vorliegenden Fall ein VHF-Drehfunkfeuer empfänger, welcher im Einklang mit einer Ausföhrungsform der Erfindung gebaut wurde. Der Empfänger 20 umfasst eine Antenne 21, welche an einen Hochfrequenzverstärker 22 angeschlossen ist, dem eine Mischstufe 23 nachgeschaltet ist. Der Mischstufe 23 wird ein zweites Eingangssignal von einem Oszillator 24 zugeführt, dessen Frequenz von einem Frequenzsteuerkreis 25 gesteuert wird. Das Ausgangssignal der Mischstufe 23 wird einem Zwischenfrequenzverstärker 26 zugeführt. Man wird erkennen, diss die Schaltkreise 23 bis 26 von bekannter Bauart sind; sie stellen die Eingangsstufe 27 des Empfängers 20 dar. Das Ausgangssignal des Zwischenfrequenzverstärker 26 wird einem Demodulator 28 zugeführt, welcher von bekannter Bauart sein kann.

Das Ausgangssignal vom Demodulator 28 wird einem ersten Signalkanal 31 und einem zweiten Signalkanal 32 zugeführt. Der erste Sig-. nalkanal 31 enthält eine Reihenschaltung eines Hochpassfilters 33, eines Begrenzerverstärkers 34, eines Diskriminators 35 und eines Begrenzerverstärker 36. Für einen VHF-Drehfunkfeuer empfänger soll das Hochpassfilter 33 eine Grenzfrequenz oberhalb 30 Hz haben, um so die Komponente veränderlicher Phase des VHF-Drehfunkfeuersignals· vom Signalkanal 31 fernzuhalten; der Signalkanal 31 ist der Kanal des Bezugssignales.

Die bevorzugte Betriebskennlinie und Konstruktion des Hochpassfilters 33 wird weiter unten beschrieben werden. Dar Begrenzerverstärker 34 wird dazu benutzt, die Amplitude des durch den Kanal 31 übertragenen Datensignal auf einen vorbestimmten Maximalwert zu begrenzen und wird imSignalkanal eingebaut am primä're Phasenverzerrungen des Bezugssignals auszuschliessen_e sowie das Signal im Dis-

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kriminator 35 verarbeitet wird. Der Diskriminator 35 kann von herkömmlicher Bauart sein, ist aber vorzugsweise ein Produktdemodulc>~ torkreis, der die Phasenverzerrungen im Ausgangssignal herabsetzt. Eine spezifische, bevorzugte Ausföhrungsform des Diskriminator wird weiter unten in Verbindung mit Figur 4 beschrieben. Der Begrenzerverstärker 36 kann von üblicher Bauart sein und sichert wieder die Erzeugung eines Datensignales von im wesentlichen rechteckformiger Form.

Der erste Signalkanal des Empfängers 20, der Bezugssignalkanal 31, enthält desweitern aktive Filterkreice von denen der Begrenzerverstärker 36 bereits ein Teil ist. Die aktiven Filterkreise enthalten zwei in Reihe geschaltete Integratoren 37 und 38, welche dem Begrenzerverstärker 36 nachgeschaltet sind.

Der Integrator 37 ist von relativ einfacher und wirtschaftlicher Bauart und enthält einen konventionellen Festkö'rperrechenversta'rker 40, dessen Eingang über einen Widerstand 39 an den Begrenzerverstärker 36 angeschlossen ist. Ein Kondensator 41 liegt parallel zunVerstärker 40, zwischen dessen Eingang und dessen Ausgang. Der Integrator 31 ist von ähnlicher Bauart und umfasst einen Eingangswiderstand 42, einen Festkörperrechenverstärker 43 und einen Kondensator 44, welcher zwischen den Ausgang und den Eingang des Verstärkers geschaltet ist.

Im VHF-Drehfunkfeuerempfänger 20 ist der zweite Datenkanal 32 der Signalkanal für das 30 Hz Signal veränderlicher Phase. Er enthält ein Tiefpassfilter 45, dem ein konventioneller OBS-Funktionsdrehmelder 71 zur Verwirklichung einer einstellbaren Phasenverschiebung des durch den Kanal 32 übertragenen Signales nachgeschaltet ist. Das Ausgangssignal des Funktionsdrehmelders 71 wird einem Begrenzerverstärker 46 zugeführt,. dem zwei in Reihe geschaltete Integratoren 47 und 48 nachgeschaltet sind. Der Integrator 47 ist ähnlich aufgebaut, wie der Integrator 37 und kann einen Festko'rporrechenverstärker 50 umfassen, dessen Eingang ein Widerstand 49 vorgeschaltet ist und bei dem eüi Kondensator 51 zwischen £einen Eingang und seinen Ausgang geschaltet ist. Der Integrator 48 ist von ähnlicher Bauart und enthält einen Eingangswiderstand 52, einen

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Verstärker 53 und einen Kondensator 54.

Die Ausgangsklemmen der Datens ignaikanäle 31 und 32 im Emp fangs ge- , rät 20 sind mit dem Bezugszeichen 61, bzw. 62 versehen. Die Klemmen 61 und 62 sind mit einer Auswertvorrichtung, welche einen Phasendetektor enthält und die in Figur 1 mit der Bezugsziffer 63 versehen ist, angeschlossen. Eine andere und bevorzugte Ausführungsform der Auswertvorrichtung, und insbesondere des Phasendetektors, wird im einzelnen in Verbindung mit der Figur 5 beschrieben.

In der in der Figur 1 dargestellten Konstruktion ist die Ausgangsklemme 61 des ersten Datenkanals 31 an den Eingang eines Verstärkers 64 angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 64 umfasst die Primärwicklung 65 eines Transformators 66, welcher zwei Sekundärwicklungen 67 und 68 hat. In ähnlicher Weise ist die Ausgangsklemme 62 des zweiten Datenkanals mit dem Eingang eines Verstärkers 69 verbunden, welcher einen Ausgangskreis hat, der von der Primärwicklung 70 eines Transformators 72 gebildet ist. Der Transformator 72 umfasst zwei Sekundärwicklungen 73 und 74.

Die Auswertvorrichtung 63 umfasst desweitern zwei Diodenbrücken 75 und 76. Die Klemmen der Diodenbrücke 75 sind mit den Bezugsnummern 81, 82, 83 und 84 versehen; die Klemmen-der Diodenbrücke 76 tragen die Bezugsziffern 85, 86, 87 und 88. Die Brückenklemmen 82 und 86 sind miteinander verbunden. Die Klemme 81 der Diodenbrücke 75 ist an das eine Ende der Sekundärwicklung 67 des Transformators 66 angeschlossen, und es besteht ein Stromkreis, welcher von dieser Klemme durch die Sekundärwicklung 67, die Sekundärwicklung 73 des Transformators 72 zurück zur Klemme 83 der Diodenbrücke 75 führt. Die Klemme 85 der Diodenbrücke 76 ist an das eine Ende der Sekun därwicklung 75 des Transformators 72 angeschlossen und ein Stromkreis führt durch diese Wicklung und die Sekundärwicklung 68 des Transformators 66 zurück zur Klemme 87 der Diodenbrücke 76. Die Klemmen 84 und 88 stellen die Ausgangsklemmen der Diodenbrückenkreise dar und sind über einen Spannungsteilerkreis, welcher aus der Reihenschaltung vor* zwei Widerständen 91 und 92 und einem Potentiometer 93 besteht, miteinander verbunden. Der Abgriff des Potentiometers 93 ist mit den Klemmen 82 und 86 der Diodenbrücke verbunden. Die Klemmen 84 und 88 sind auch an ein konventionelles Fluglagean-

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zeigegerät (ODI = automatischer Azimutanzeige!') 94, angeschlossen.

Die Grundbetriebsweise dos VHF-Drehfunkfeusrempfängers 20 ist im wesentlichen Ähnlich derjenigen herkömmlicher VHF-Drehfunkfeuerempfänger und wird deshalb nur kurz beschrieben. Ein von der Antenne 21 aufgenommenes VtIF -Brehfunkf euer signal wird in der Eingangsstufe 27 des Empfängers 20 verstärkt und überlagert, wodurch ein Zwischenfrequenzausgangssignal am Verstärker 26 erzeugt wird. Die Überlagerungsstufe besteht aus der Mischstufe 23, dem Oszillator 24 und dem Frequenzsteuergerä't 25, das dazu benutzt wird, einen bestimmten VHF-Drehfunkfeuersender einzustellen. Das Zwischenfrequenzsignal vom Verstärker 26 wird im Schaltkreis 28 demoduliert, wodurch ein Ausgangesignal erzeugt wird, das amplitudenmoduliert ist, in Übereinstimmung mit dem 30 Hz Signal veränderlicher Phase das dem Signalkanal 32 zugeführt wird, und mit dem vom 30 Hz Bezugs signal im VHF-Drehfunkfeuersender frequenzmodulierten Hilfsträger von 9960 Hz.

Das Bezugssignal und das Signal veränderlicher Phase werden in den Kanälen 31 und 32 durch die Filter 33 und 45 voneinander getrennt. Das Hochpassfilter 33 : labt das 9960 Hz Bezugshilfsträgersignal im wesentlichen frei von 30 Hz Phasensignal zum Begrenzer 34 durch. Das Ausgangssignal am Begrenzer 34 wird einem Diskriminator 35 zugeführt, dessen Ausgangssignal im wesentlichen das 30 Hz Bezugssignal darstellt. Aber dieses Signal kann viele Harmonische und starkes Rauschen enthalten. Diese Störsignale und Harmonischen werden mit Hilfe der aktiven Filterkreise,welche die Iitegratoren 37 und 38 enthalten, beseitigt, sodass das Ausgangssignal des Signalkanals 31 an der Klemme 61 ein 30 Hz Bezugssignal konstanter Phase ist, das dem Verstärker 64 zugeführt wird.

Das Tiefpassfilter 35 lässt andererseits das 30 Hz Phasensignal zum Kanal 32 durch, aber schwächt das 9960 Hz Bezugshilfsträgersignal so, dass es nicht mehr wahrnehmbar ist. Das rechteckförmige Ausgangssignal vom Verstärker 46 kann viele Harmonische des 30 JIz Phasensignals, sowie starkes Rauschen enthalten. Diese Störsignalfrequenzen werden mit Hilfe der die Integratoren 47 und 48 enthaltenden aktiven Filterkreisen wirksam beseitigt, ohne dass Phasen-

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Verzerrungen oder andere Verzerrung auftreten. Das an der Ausgangsklemme 62 erscheinende Signal ist ein 30 Hz Signal, dessen i'~se sich a'ndert um die Lage des Flugzeuges anzuzeigen.

Bi-3 ÄUGwertvorrichtung 63 ist ein Phasenvergleichskreis, welcher in bekannten Havigationsempfä'ngern benutzt worden ist, insbesondere in dem Modell SlR-3 der Firma. Collins Radio. Unter normalen Bedingungen, beim Flug entlang des vorgesehenen Flugweges, sind die beiden dem Phasenvergleichskreis 63 zugeführten Empfangssignale um 90 gegen einander phasenverschoben und die beiden Spannungen E- und Ep sind einander gleiche Wenn das Flugzeug von dem gewüra^hten Kurs abweicht, tritt eine Phasenä'nderung des vom Kanal 32 gelieferten Phasensignals bezüglich des vom Kanal 31 gelieferten Bezugssignals auf, welche einen Unterschied zwischen der! Spannungen E. und E₂ erzeugt. Die Amplitude und Polarität der Spannungsdifferenz zwischen den Spannungen E.. und E₂ steuert das Anzeigeinstrument 94, und zeigt dem Piloten die Richtung und die Amplitude der Abweichung des Flugzeuges von der gewünschten Flugroute, wie sie mit dem OBS-Funktionsdrehmelder 71 eingestellt worden war, an.

Konventionelle Filterkreise, welche in VHF-Drehfunkfeuerempfa'ngern eingebaut werden,und' insbesondere in jenen Teilen der Datensignal» kreise, welche hinter den Eingangsfiltern 33 und 45 liegen, führen oft wesentliche Phasenunterschiede als Folge von Amplitudenmodulation oder anderen Verzerrungen in den empfangenen Signalen ein. Insbesondere kann das Fehlen von Symmetrie um die 30 Hz Signalfrequenz in typischen konventionellen aktiven Filtern Fehler von 6 bis 7° beim Vorliegen einer Amplitudenmodulation bei 2 Hz oder anderen tiefen Frequenzen, die oft vorkommen, erzeugen. Die aktiven Filterkreise in den Signaikana'len 31 und 32 aber verhindern wirksam jede Phasenverzerrung, unabhängig von beträchtlichen Amplitudena'nderungen. Desweitern beseitigen die aktiven Filterkreise in diesen Signalkana'len die Harmonischen des Bezugssignals und des "'hasensignals und andere Rauschsignale, die oft vorliegen, wirksam» . esweitern wirken die aktiven Filterkreise des Empfängers 20 von sich aus begrenzend und sie sind stabil un_d werden nicht wesentlich von der Alterung ihrer Komponenten getroffen.

Der Betrieb der aktiven Filterkreise des Kanals 32, welcher auch

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für die aktiven Filterkreise des Kanals 31 typisch ist, ist in den Figuren 2Λ und 2B dargestellt. So wie es in der Figur 2A dar™ gestellt ist, hat das Ausgangssignal das Begrenzers 46 eine Rechteckwellenform 101, welche einige störende Rauschspitzen 102 enthalten kann. Die Rechteckwellenform 101 erscheint nach der Integration am Ausgang des Integrators 47 als dreieckwellenfo'rmiges Signal 103. Nach einer weiteren Integration im Integrator 48 hat das der Klemme 62 zugeführte Ausgangssignal -104 Sinusforra.

Eine Änderung der Amplitude des Rechteckwellensignals 101 bewirkt keine Änderung der Phase des sinusförmigen Ausgangssignals 104, solange die Amplitude des Eingangssignals 101 nicht ausreicht um die Amplitude dex* integrierten Wellenform 103 die volle Amplitude des Eingangssignals erreichen zu lassen. Nehmen wir an, dass das Rechteckwellensignal 101 in der Figur 2A mit seiner Mindestamplitude dargestellt ist, so kann man erkennen, dass jede Amplitudenvergrosserung bis zum gestrichelten Amplitudenwert 105 das dreieckfö'rmige, integrierte Signal 103 nicht ändert. Vielmehr bleibt trotz der Änderung der Amplitude des rechteckförmigen Eingangssignals lOl über einen breiten Amplitudenbereich das integrierte Signa]. 103 auf einem konstanten Amplitudenwert und behält eine feste Phasenverschiebung von 90 bezüglich des Eingangssignals 101 bei. Desweitern ändert sich die Amplitude des Signals 104 nicht und weicht auch dieses Signal nicht von der Sinusform ab. Es besteht eine Gesamtphasenverschiebung von 180 zwischen dem Signal 101 und dem Signal 104, aber diese Phasenverschiebung bleibt konstant und es tritt keine Phasenverzerrung in dem dem Verstärker 69 zugeführten Signal auf.

Es ist möglich, dass sich mit dem Altern der Komponenten die Steigung der Betrieloskennlinien eines der beiden Integratoren 47 und 48 ändert. So kann eine Änderung des Steigungswinkels des Integrators 47 das Jmsgangssignal dieses Integrators von der Kurve 103 (Figur 2A) zur Dreieckwelle 106 niedriger Amplitude verschieben. Dies verringert die Amplitude der Sinuswelle am Ausgang auf einen Wert, der durch dia Kurve 107 in der E'igur 2B dargestellt ist, Aber es tritt keine Phasenverschiebung auf, und somit wird kcd.n Phasenversch.iebungnfoh.lsr in dem dem Verstärker 69 (Figur 1} zugeffmrtoi)

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Signal eingeführt.

Es ist eine relativ einfache Sache den Integrator 47 so zu bauen, dass er immer eine um 90 Grad gegenüber der vom Begrenzer 46 gelieferten Originaleingängsrechteckwelle verschobene Dreieckwelle erzeugt, unabhängig "von beträchtlichen Amplitudena'nderungen des empfangenen Signals und Änderungen der Steigung der Kennlinie des Integrators, welche mit der Zeit auftreten können. In ähnlicher Weise ist es relativ einfach einen Integrator 48 zu bauen, der an seinem Ausgang immer eine Sinuswelle durch Integration eines Dreieckwelleneingangssignals erzeugt, unabhängig vom Altern und den A'nderungen der Betriebseigenschaften der Integratorbauteile. Dadurch wird erreicht, dass der Filtervorgang der Schaltkreise 46, 47 und 48 wirklich und wirksam· während einer unbegrenzten Lebensdauer der Bauteile stattfindet, ohne dass Phasenverzerrungen und verwandte Fehler, welche in VHF-Drehfunkfeuerempfa'ngern oder anderen Navigationsempfängern in Flugzeugen hauptsächlich auftraten, eingeführt werden. Dies ist auch gleich richtig für den entsprechenden Vorgang in den Schaltkreisen 36, 37 und 38 im Signalkanal 31.

Herkömmliche, passive Filtekreise können als Hochpassfilter 33 und als Tiefpassfilter 45 indan Eingangestufen der S ignalkana'le 31 und 32 benutzt werden. Wo passive Schaltkreise benutzt werden, ist das Tiefpassfilter vorzugsweise ein einfacher RC-Kettenleiter

aus zwei oder mehr Stufen, so wie er allgemein in der Figur 3A durch den Stromkreis 45A dargestellt ist. Das Hochpassfilter ist, wenn ein herkömmliches passives Filter gebraucht wird, vorzugsweise das Inverse des Kreises 45A und stellt ein RC-Kettenleiter 33A von der in der Figur 3B dargestellten Art dar.

Um unerwünschte Phasenverzerrungen zu vermeiden, wenn passive Filter 33A und 45A benutzt werden, sollten die Bauelemente dieser Schaltkreise so ausgewählt werden, dass ihre Betriebskennlinien .. sich ungefähr beim logarithmischen Mittelwert des"30 Hz Phasensignals und des 9960 Hz Hilfsträgers schneiden. Diese Verwandschaft ist in der Figur 3C dargestellt, in welcher die Dämpfung/Frequenzkennlinie des Tiefpassfilters 33A als Kurve 111 und die Betriebskennlinie des Hochpassfilters 45A als Kurve 112 dargestellt sind._v

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Die Auswahl der Bauelemente um diese gewünschte Verwandschaft, zwischen den Betriebskennlinien der beiden Filter zu erzeugen, sichert eine maximale Unterdrückung der unerwünschten Signalfrequenzen,in jedem der beiden Signalkanäle, ohne übertriebene Phasenverzerrungen hineinzubringen.

Wie oben angegeben wurde, kann der Diskriminatorkreis 35 des Bezugssignalkanals 31 (Figur 1), wenn von herkömmlicher Bauart benutzt, sehr gut eine wesentliche Quelle von Phasenverzerrungen, als Folge der Empfindlichkeit des Diskriminators gegen Amplitudenänderungen und anderen Faktoren, darstellen. Die Figur 4 stellt eine bevorzugte AusfUhrungsform des Diskriminators 35A dar, welcher die Fehler, welche von dieser Quelle stammen, wirksam minimisiert und in der Tat praktisch beseitigt. Der Diskriminator 35A ist in vielen Hinsichten demjenigen ähnlich, welcher im US-Patent Nr. 3.024.419 beschrieben ist; somit ist nur eine relativ kurze Beschreibung hier erforderlich.

Der Diskriminator 35A enthält einen GegentaktdifferentialverstSrker 115 mit zwei getrennten Eingängen 116 und 117 und einem gemeinsamen Eingang 118 für seine beiden Stufen. Das 9960 Hz Rechteckwellensignal vom Begrenzer 34 wird dem Eingang 116 des Verstärkers 115 über einen Umkehrverstärker 119 zugeführt. Das Hilfsträgersignal vom Begrenzer 34 wird auch dem Eingang 117 des Verstärkers über einen Folgeverstärker 121 zugeführt. D.h. das Bezugssignal wird den beidai Eingängen 116 und 117 des Differehtialverstärkers 115 gegenphasig zugeführt.

Das Rechteckwellenbezugssignal vom Begrenzer 34 wird auch dem Eingang eines Folgeverstärkers 122 zugeführt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 122 wird einem Phasenschieberkreis 123 zugeführt«, der aus einer Reiheninduktanz 124 und einem einstellbaren Kondensator 125, der vom Ausgang der Induktanz 124 zur Masse oder einer anderen geeigneten Bezugsspannungsquelle führt, besteht. Ein Widerstand 126 ist im Phasenschieberkreis vorgesehen und zwischen den Ausgang des Verstärkers 122 und Masse geschaltet. Der Verbind mgspunkt 127 der induktanz 124 des Kondensators 125 ist mit dem Eingang eines Folgeverstärkers 128 verbunden. Der Ausgang des Folgeverstärkers 128 ist an den gemeinsamen Eingang 118 des Gegentakt-

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differentialverstärkers 115 angeschlossen.

"oira Betrieb des Diskriminatorkreises 35A, der Figur 4, werden die Signalamplituden der Verstärker 119 und 121 so ausgewählt, dass beide Stufen des Gegentaktverstärker 115 während alternierenden Halbperioden des Hilfsträgersignals im Sattigungsgebiet betrieben werden. Gleichzeitig wird das Bezugssignal beiden Stufen ober den gemeinsamen Eingang 118 mit einer Phasenverschiebung von 90 , welche vom Schaltkreis 123 herröhrt, zugeführt. Dieses Signal schaltet beide Stufen des Differentialverstärkers, in alternierenden Halbperioden ab, wobei jedoch eine Phasenverschiebung von 90 bezüglich der beiden getrennten Signaleingängen besteht. Unter sen Bedingungen werden die Eingangssignale von den Verstärkern 119 und 121 im Gegentaktdifferentialverstärker 115 miteinander multipliziert, wodurch ein Ausgangesignal erzeugt wird/ welches die 30 Hz Frequenzmodulation des Hilfsträgers darstellt; dieses Signal wird dem Begrenzer 36 zugeführt. Die Funktionsweise des "Produkt -Detektor -Diskriminatorschaltkreises ist im einzelnen im US Patent Nr. 3.024.419 beschrieben. Von besonderer Bedeutung ist die Tatsache, dass das dem Begrenzer 36 zugefChrte Ausgangssignal unabhängig von Amplitudenänderungen der Eingangssignale am Differentia lverstärker 115 bleibt, solange die Amplituden der Eingangssignale gross genug bleiben um jede Stufe des Differentialverstärkers während jeder Halto-periode im Sättigungsbereich zu betreiben. Desweitern ist das Ausgangssignal des Gegentaktdifferentialverstärkers nicht durch Verzerrungen der Wellenform der Eingangssignale beeinträchtigt; starkes Rauschen und harmonische Verzerrungen können in den Eingangssignalen zum Diskriminator 35 geduldet v/erden und sind im Ausgangssignal dieses Stromkreises wirksam beseitigt.

Figur 5 stellt eine andere Ausfuhrungsform der Erfindung mit einem Navigationsempfänger 120 dar. Der Empfänger 120 ist wieder ein vriF-Drehfunkfeuerempfänger und ist somit bezüglich seiner Funktionsweise dem Empfänger 20 (Figur 1) im wesentlichen ähnlich, abex es bestehen wesentliche Unterschiede im Hinblick auf die eingesetzten Schaltkreise.

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Der Empfänger 120 enthält Eingangsstufen, v/elche von herkömmlicher Bauart sein können, etwa eine Antenne 21, welche an eine Hochfrequenz- und Zwischenfrequenzstufe 27 angeschlossen ist, die ihrerseits von einem Demodulator gefolgt sind. Das Ausgangssignal an dem Modulator 28 wird «inem ersten Signalkanal 131 und einem zweiten Signalkanal 1.32 vorzugsweise über einen Begrenzerverstärker 129 zugeführt.

Der erste Signalkänal 131 enthält eine Eingangsstufe, welche als .Hochpassfilter arbeitet, jedoch kein herkömmliches passives Filter ist. Diese Eingangsstufe des Kanals 131 enthält einen Reihenkondensator 133A und einen Konstantstromkreis 133, welcher vom Kondensator 133 nach Masse oder einer anderen geeigneten Bezugs-Spannungsquelle führt. Das Ausgangssignaloes Hochpassfilters 133 und 133A wird einem Begrenzerverstärker 34 zugeführt, dem ein Diskriminator 35 nachgeschaltet ist. Ebenso wie im vorangegangenen Ausführungsbeispiel ist der Ausgang des Diskriminator 35 an einen Begrenzerverstärker 36 angeschlossen. Der Begrenzerverstärker 36 ist die Eingangsstufe eines aktiven Filterkreises, welcher einen Konstantstromintegratorkreis 137 und einen zusätzlichen Konstantstromintegrator 138 enthält.

Der zweite Signalkanal 132>, der Phasensignalkanal des VHF-Drehfunkfeuerempfängers enthält eine Eingangsstufe mit einem Konstantstromkreis 145, an dessen Ausgang ein Kondensator 145A angeschlossen ist, der nach Masse -führt. Stromkreis 146, in Verbindung mit dem Kondensator 140A, arbeitet als Tiefpassfilter. Das Ausgangs signal des Tiefpassfilters wird dem Begrenzerverstärker 46 zugeführt, welcher die Eingangsstufe eines aktiven Filterkreises in diesem Signalkanal bildet. Der aktive Filterkreis enthält auch zwei in Reihe geschaltete Konstantstromintegratoren 147 und 148.

Die Ausgangssignale der Signalkanäle 131 und 132, welche jeweils an einer Klemme 161 und 162 erscheinen, werden einer Auswertvorrichtung 163 zugeführt, die sich wesentlich von der herkömmlichen Auswertvorrichtnng der Figur 1 unterscheidet. So enthält die Auswertvorrichtung 163 des Empfängers 120 einen Gegentaktdifferentialverstärker 164 mit zwei getrennten Eingängen 165 und 166 und einem gemeinsamen Eingang 167. Das Ausgangs?!ignal vom ersten Da-

BAU ORIöiNAL

tenkanal 131, an der Klemmen 161, wird einem invertierenden Verstärker 168 zugeführt, dessen Ausgang an den Eingang 165 des Gegentaktdifferentialverst&'rkers 164 angeschlossen ist. Das Ausgangssignal von der Klemme 161 -wird auch dem Eingang eines Folgeversta'rkers 169 zugeführt, dessen Ausgang an den zweiten Eingang 166 des Gegentaktdifferentialverstä'rkers 164 angeschlossen ist. Somit wird das Bezugssignal im Kanal 131 zwei getrennten Eingängen des Differentialversta'rkers 164 mit 180 Phasenverschiebung zugeführt.

Das Ausgangssignal von dem das veränderliche Phasensignal führenden Signalkanal 132 des Empfängers 120, welches an der Klemme 162 erscheint, wird einem OBS-Funktionsdrehmelder 171 zugeführt. Das Ausgangssignal des Funktionsdrehmelders 171 wird dem Eingang eines Folgeversta'rkers 172 zugeführt, der mit seinem Ausgang an den gemeinsamen Eingang 167 des Gegentaktdifferentialversta'rkers 164 angeschlossen ist.

Die bevorzugte Bauform des Funktionsdrehmelders 171 ist in der Figur 7 dargestellt. Wie dort gezeigt ist,, besteht der Funktionsdrehmelder aus einem Stator mit zwei Wicklungen 172 und 173, je ein Ende der Wicklungen 172 und 173 ist an eine Klemme 174 angeschlossen, die ihrerseits an Masse oder einem anderen Bezugspotential liegt. Das verbleibende Ende der Wicklung 172 ist über einen Widerstand 175 an die Eingangsklemme 162 angeschlossen. Das ver-Heibende Ende der Wicklungen 173 ist über einen Kondensator 176 an die Eingangsklemme 162 angeschlossen»

Der Funktionsdrehmelder, in der bevorzugten Ausführungsform der Figur 7, umfasst desweitem einen Rotor, welcher eine WicKbng 177 trä*gt, die im magnetischen Feld der Statorwicklungen 172 und 173 angeordnet ist. Die Winkelstellung cer Ausgangsv/icklung 177 des Funktionsdrehmelders ist bezüglich der Statorwicklungen 172 und 173 einstellbar. Eine manuelle Einstellvorrichtung 178 ist in der Zeichnung angedeutet.

Die allgemeine Funktionsweise des Empfängers 120, der Figur 5, ist im wesentlichen cihnlich derjenigen des Empfängers 20, der Figur 1. Nur infolge der Bauelementeaa'nderuny eingeführten Unterschiede bedürfen der näheren Beschreibung.

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Die erste im Empfänger 120 eingeführte Änderung betrifft die beiden Eingangsstufen der Signalkana'le 131 und 132. Es kann nachgewiesen werden, dass der Konstantstroiukreis 133 in Verbindung mit dem Kondensator 133A und beim Vorliegen eines amplitudenbegrenzten Signals, so wie es vom Begrenzerkreis 129 geliefert wird, als Hochpassfilter funktioniert« Diese Schaltkreiskombinationbeseitigt das 30 Hz Phasensignal des Kanals 131 und hat den wesentlichen Vorteil, dass sie keine Phasenverzerrungen in das vom Kanal 131 übertragene Signal hineinbringt. In ähnlicher Weise, funktioniert der Konstantstromkreis 145 in Verbindung mit einem Kondensator 145A als ein wirksames, verzerrungsfreies Tiefpassfilter, welches das 30 Hz Signal in den Kanal 132 ohne merkliche Verzerrungen überträgt. Die Amplitudenmodulationseffekte, welche oft bemerkenswerte Fehler mit herkömmlichen passiven Filtern erzeugen, werden von dieser Form aktiver Filter in den beiden Signalkreisen vollständig beseitigt.

Die Konstantstromintegratoren 147 und 148 funktionieren in ziemlich ähnlicher Weise wie die Integratoren 47 und 48. So wird das Rechteckwellensignal 211 vom Begrenzerkreis 46 (Figur 5 und 6A) durch den Integrator 147 übertragen und erscheint als Dreieckwellensignal 213 am Ausgang des Kreises 147. DasDreieckwellensignal 213 wird seinerseits nach Integration im Schaltkreis 148 als Sinuswelle 214 wiedergegeben. Es besteht eine Gesamtphasenverschiebung von 180° zwischen den Signalen 211 und 214, aber die Phasen-Stabilität, welche weiter oben bezüglich der Integratoren 47 und 48 beschrieben worden ist, wird über beträchtliche Schwankungen der Amplitude des Signals 211 und beträchtliche Änderungen dar Steig—·~ung der Betriebskennlinie der Integratoren, welche durch die Alterung der Komponenten oder anderer Faktoren auftreten können, beibehalten.

Die Figur 8 stellt eine Ausfuhrungsform eines Konstantstromkreises dar, welcher beim Aufbau des Empfängers der Figur 5 benutzt werden kann. Der Konstantstromkreis 147A enthält einen ersten Feldeffekttransistor 181 rait zwei Signalelektrodan 182 und 183, wovon jede als Eingangs- oder Ausgangseiektrode fungieren kann. Der Feldeffekttransistor hat auch eina Steuerelektrode 134. Die SignaleImI---

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trode 183 ist über einen veränderbaren Widerstand 185 an einen Pol eines Potentiometers 186 angeschlossen. Der Abgriff-187 des Potentiometers 186 ist über einen Widerstand 188 an die Steuerelektrode 184 des Feldeffekttransistors 181 angeschlossen.

Der Konstantstromkreis 147A enthält desweitern einen zweiten Feldeffekttransistor 191 mit zwei .Signalelektroden 192 und 193 und einer Steuerelektrode 194. Die Signalelektrode 192 ist über einen veränderbaren Widerstand 195 an den verbleibenden Pol des Potentiometers 186 angeschlossen. Die Steuerelektrode 194 ist Über einen Widerstand 198 an den Abgriff des Potentiometers 186 angeschlossen. Weil der Konstantstromkreis 147A als Integrationskreis benutzt wird, ist ein Kondensator 199 zwischen die Signalelektrode 193 und Masse oder eine andere Bezugsspannungsquelle geschaltet. Die Signalelektrode 193 ist auch an den nächsten Kreis im Signalkanal, in dem vorliegenden Fall an den Konstantstromintegrator 148, angeschlossen.

Es kann bewiesen werden, dass der Stromkreis der Figur 8 über einen breiten Bereich von Eingangssignalamplituden vom Begrenzer 46 einen Strom konstanter Amplituden an seinem Ausgang, d.h. der Signalelektrode 193 erzeugt. Mit ara Strorakreis angeschlossenem Kondensator 199, arbeitet derselbe im wesentlichen als linearer Integrator über einen relativ breiten Bereich von Stromamplituden. Der Kenstantstromkreis istbidirektional. Wenn das Eingangssignal an der Signalelektrode 182 sich nach positiven Werten hin verändert, begrenzt das der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 181 zügeführte Rückkopplungssignal den Gesamtstrom auf einen Wert, welche durch die Widerstände im Stromkreis bestimmt ist. Unter diesen Umständen ist der Transistor 191 entsperrt und es tritt dort keine Strombegrenzung ein. Wenn die Eingangsspannung an der Signalelektrode 182 sich nach negativen Werten hin verändert, ist der Transistor 181 entsperrt und arbeitet im Sa'ttigungsbereich, sodass er den Strom nicht begrenzt. Aber der Rückkopplungskreis -des

• ansistors 191 liefert eine Sperrspannung für den Transistor, %felche dem Signalstrom proportional ist und den Ausgangsstrom auf einen gsgebenen Maximalwert begrenzte Die Widerstände 185 und 195 können einstellbar ausgeführt sein, um die Vorrichtung auf einen

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spezifischen gewünschten Wert genau einzustellen. Das Potentiometer 187 erlaubt die beiden Hälften' des Konstantstrorakreises aneinander anzugleichen.

Man wird erkennen, dass der Konstantstromkreis 147A der Ausführung des Tiefpassfilters 145, 145A im Signalkreis 132 des Empfängers 120 entspricht. Um die gwwünschte Hochpasseigenschaft im Kreis 133, 133A des Kanals 131 zu erhalten, wird der Konstantstromkreis so umgeändert, wie es in der Figur 5 dargestellt ist. Der Stromkreis 147A kann benutzt werden, so wie er'in der Figur 8 dargestellt ist, um die gewünschten aktiven Filter 137 und 138 des Kanals 131 zu bilden; dabei können Doppelschaltkreise benutzt werden. Dies ist auch richtig für die aktiven Filter 147, 148 des Kanals 132.

Man wird erkennen, dass der Verstärker 164 der Auswertvorrichtung 163, der Figur 5, im wesentlichen der Konstruktion des Diskriminators 35A_# der Figur 4 ähnlich ist, mit der Ausnahme, dass ein unabhängiges Eingangssignal, das veränderliche 30 Hz Phasensignal dem gemeinsamen Eingang 167 des Gegentaktdifferentialverstärkers 164 zugeführt wird. Der Betrieb des Phaseuvergleichers, bestehend aus dem Gegentaktdifferentialverstä'rker 164 läuft so ab, wie er in Verbindung mit Figur 4 dargestellt worden ist, und steuert ein herkömmliches Peilungsanzeigegerät 94. Die Einstellung der Phase des veränderbaren Phasensignals, wie es dem Verstärker 167 zugeführt wird, wird mittels eines Funktionsdrehir.elders 171, welcher vom Piloten bedient wird, so durchgeführt, dass die Anzeige des Instrumentes 94 bezüglich des gewünschten Fluges des Flugzeuges vorgenommen wird, anstatt dass die Anzeige vollständig in Abhängigkeit vom Flug entlang einer die Stelle der Navigationsäation schneidanden Radiallinie vorgenommen wird, - Die Funktionsdrehmeläerkonstruktion eier Figur 7 ersougt einen rotierenden Feldvektor, welcher ein Signal in eier i?akun<3aVwicklung 177 induziert. Die Phase üen Ausgangesignsls kann durch einfache Drohung des Drehfunktionsmeldarrotors kontinuierlich über die möglichen36ü verändert werden. Dies liefert einen .weicheren und genaueren Betrieb als er gewöhnlich mit der Versteilung ko-Vcmtioneller OBS-Funktioisdrehmelder, in welchen der Stator und der Rotor des Fuuktionodreh-

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meiders, im Vergleich mit der Konstruktion des Funktionsdrehmelders 171, im Hinblick auf die Eingangs- und Ausgangsfunktionen desselben vertauscht sind, erreicht werden kann.

Figur 9 ist ein Blockdiagramm, welches einen aktiven Filterkreis

200 darstellt, der im VHF-Drehfunkfeuerempfänger der Figur 5 anstelle der Konstantstromintegratorkreise 137 und 138 im Signalkanal 131 benutzt werden können«, Desgleichen kann der aktive Filterkreis 200, der Figur 9, in dem Empfänger der Figur 1, im Kanal 31, anstelle der Integratoren 37 und 38 oder im Kanal 32, anstelle · der Integratoren 47 und 48 eingesetzt werden.

Der Schaltkreis 200 der Figur 9 enthält als erste Stufe den Begrenzerverstärker 36, dessen Ausgang an einen Folgeversta'rker -201 angeschlossen ist. Das Ausgangssignal des Folgeverstärkere 201 wird über einen Widerstand 202 einem Eingang -eines Differentialverstä'rkers 2o3 zugeführt. Der Ausgang des Differen£iaiverst§rkers 203 wird über den Folgeverstärker 204 an einem Schwingkreis 205, welcher aus einer Induktanz 206 und einem Kondensator 207 besteht, angeschlossen. Der Schwingkreis 205 ist ein reihenbetriebener Parallelschwingkreis, bei dem der Verbindurgspunkt 209 der beiden reaktiven Impedanzen an einen zweiten Eingang des Differentialverstärkers 203 angeschlossen ist. Der Verbindungspunkt 209 ist auch über einen Widerstand 208 an den Ausgang des Folgeversta'rkers 201 und die Ausgangsklemme χβΐ des Signalkanals 131 (siehe Figur 5) angeschlossen.

Beim Betrieb des aktiven Filterkreises 200, der Figur 9, wird das 30 Hz Bezugssignal des Diskriminators 35 (siehe Figur 5) im Begrenzerverstärker 36 beschnitten, sodass das Ausgangssignal des Begrenzerverstärker ein 30 Hz Signal mit im wesentlichen rechteckförmiger Form ist. Dieses Signal wird durch den Folgeversta'rker

201 einem Eingang des Differentialverstärkers 203 zugeführt,, Das Ausgangssignal des DifferentialverstSrkers wird dann dem Resonanzkreis 205 Über den Folgeversta'rker 204 zugeführt, um ein zweites Eingangssignal für den Differentialverstärker 203 zn erzeugen.

Wenn der Schwingkreis 205 genau auf die Frequenz 30 Hz abgestimmt ist, und wenn das Datensignal, welches dotiDif f er en tial verstärker

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203 zugeführt wird, sich nicht gegenüber der festen Frequenz. 30 Hz ändert, ist das Ausgangesignal des Dif£eren2verstärkers 203 gleich Null und das der Klemme 160 zugeführts Signal ist das unveränderte Datensignal des FolgeverstSrkers 20,1« Aber jede kleine Änderung des Resonanspunktes des Senwingkreises 205 erzeugt eine kleine Phasenverschiebung in dem an der Klemme 209 auftretenden Signal. Diese Phasenverschiebung erzeugt ein Ausgangssignal am Differentialverstärker. In einem solchen Falle, mit einem unvollkommenen Phasai ■ abgleich, besteht für das Ausgangssignal des DifferentialverstSrkers eine Phasenverschiebung von 90 bezüglich des Originaleinganges zum Verstärker vom Verstärker 201 her.

Das Ausgangssignal ara Differenzialverstärker 203 wird in Reihe mit dem Schwingkreis 203 eingefügt und hat die gleiche Wirkung wie eine A'nderung des Kondensators 207 und der Induktanz 206, je nach der Polarität des Ausgangssignales. Die Wirkung besteht in einem kontinuierlichen Abgleich das Senwingkreises in Übereinstimmung mit dem einlaufenden Signal. Das an der Klemme 161 erscheinende Ausgangssignal ändert entsprechend seine Phase nicht mit den Änderungen der Frequena oder' anderen Änderungen in den Filterbauelementen, welche durch die Alterung oder ähnliche Faktoren hervorgerufen werden.Ss ist somit ersichtlich, dass der Kreis 200 ein selbst anpassendes Bandfilter mit sehr schmalem Frequenzbereich ist_f das wirklich immun ist gegen die Wirkungen der Bauelementenalterung oder irgendwelcher anderer Änderungen dieser Bauelemente. Desweitern ist der Schaltkreis aussergewöhnlich immun gegen Rauschen, ist besonders stabil und immun gegen Amplitudenmodulationseffekte.

Wie weiter oben angegeben worden ist, sind die Kochfrequenzstufen in herkömmlichen Kavigationsempfä'ngern für Flugzeuge eine ancOre Quelle grober Fehler«, Insbesondere erzeugen die Verstärker veränderbarer Verstärkung, welche zum automatischen Schwundausgleich eingesetzt werden, oft. Phasenverschiebungen, Kreuzmodulation oder andere unerwünschte Effekte als Folge der Amplitudenmodulation e'er einfallenden Signale _} des Rauschens oäer ähnlicher Faktoren. Dr.a Figur 10 zeigt einen automatischen Schwundausgleichkreis 222, 6er von sieb aus und wirksam diese besonderen Fehlerquellenbesei: i'-t.

Lsr Veratärkungskreis der Figur 10 mit automatischem Schwunaaus-

gleich umfasst eine Eirigangsstufe 222 mit drei in Reihe geschalteten reaktiven Spannungsteilern. Die genaue Zahl der Spannjungs- '■: siler ist nicht kritisch. In einer gegebenen Anordnung können vier oder mehr Spannungsteiler sich als notwendig erweisen, während in einer anderen Anwendung bereits zwei vollständig genügen. Der -erste Spannungsteiler in der Stufe 223 umfasst einen Kondensator 224, welcher zwischen die Antenne 21 und eine Mittelpunktklemme 225 geschaltet ist. Die Mittelpunktklemme 225 des Spannungsteilers ist über einen Varaktor 226 an Masse angeschlossen. Der Varaktor 226 ist eine bekannte Form eines veränderbaren Kondensators, dessen Kapazität sich mit den Gleichspannungsänderungen an seinen Klemmen ändert.

Der zweite Spannungsteiler in der Stufe 223 umfasst einen Kondensator 227„ der an die Klemme 225 in dem vorhergehenden Spannungsteilerkreis angeschlossen ist. Der Kondensator 227 ist an eine Mittelpunktklensne 228 dieses zweiten Spannungsteilers angeschlossene welche ober einen Varaktor 229 an Masse angeschlossen ist. Der dritte Spannungsteilerkreis ist von ähnlicher Konstruktion und enthält einen Kondensator 131, welcher an die Klemme 228 im vorhergehenden Spannungsteilerkreis und an eine Mittelpunktklemme 232 angeschlossen ist. Die Mittelpunktklemme 232 ist ober einen Varaktor 233 an Masse angeschlossen.

Die Klemme 232 in der letzten Spannüngsteilerstufe der Stufe 221· ist über einen Reihenwiderstand 234 an einen Hochfrequenzverstärker 235 angeschlossen. Der Verstärker 235 enthält einen RÖckkopplungskreiSj bestehend aus einem Widerstand 236# dies ist ein Gegenkopplungskreis,, welcher den Verstärker 235 auf eine lions tan te und stark begrenzte Verstärkung begrenzte Der Ausgang des Verstärkers ' 235 ist an einen Demodulator 237 angechlossen_ff dem die .weiteren Stufen des Empfängers nachgeschaltet sind_o

Das Ausgangssignal das Demodulators 237„ ein veränderliches Gleich-Spannungssignal, wird jedem der Varaktoren 226„ 229'iand 233 sögeftihrt. Bar Kopplungskreis enthält einen Reihenwiäerstand 238_ff der übar einen Widerstand 239 an die Mittelpunktklemme 225 der ersten Spannungsteilerstufe angeschlossen ist. In ähnlicher Weise werden Widerstünde.241 und 242 benutzt um„ jeweils eine Verbindung vom

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Widerstand 238 zu den Mittelpunktklemmeri 223 und 232 der ersten und zweiten Sparmumjsteilerstufen herzustellen.

Beim Betrieb wird die Kapazität jedes Varaktors 226, 229, 233 kontinuierlich durch das Gleichspannungssignal, das den Varaktordioden vom Ausgang des Demodulators 237 her zugeführt wird, verändert. Die rein reaktiven Kreise des Spannungsteilers führen keine Phasenverschiebung im übertragenen Signal ein. V/eil der Hochfrequenz-Verstärker 235 bei konstanter Verstärkung betrieben wird und immer Signale gleicher Eingangsamplitude erhält,, wenn ein Eingangssignal nutzbarer Amplitude vorliegt, funktioniert der Verstärker als lineare Vorrichtung und bringt keine Ver-Zerrungen mit sich, wie sie bei Verstärkern auftreten, deren Verstärkung dauernä verändert wird. Natürlich kann das automatische Schwundausgleichsystem der Figur 10 auch bei einem Zwischenfrequenzverstärker anstelle eines Hochfrequenzverstärkers angewandt werden, wenn dies wünschenswert ist. Es ist ersichtlich, dass der Schaltkreis 222 in jedem der in

Verbindung mit den vorangehenden Figuren beschriebenen Empfänger benutzt werden kann.

Die Figur 11 stellt ein. Filter mit konstanter Phasendrehung 42.0 dar, welches ein aktives Filter ist, das in dem Navigationserapfa'nger der vorliegenden Erfindung Anwendung finden kann. Der Schaltkreis 420 konstanter Phasendrehung enthält einen integrierten Festko'rpervei-stärker 421; die Eingangsklemine 425 des Schaltkreises 422 ist ober einen Reihenwiderstand 425 an dem nicht invertierenden Eingang 423 des Verstärkers 421 angeschlossen. Ein Kondensator 428 ist an den Ausgang 424 des Verstärkers 42I₁ der die Ausgangsklemme des Schaltkreises darstellt, angeschlossen. Ein Messswiderstand 429 führt vom Kondensator 428 nach Masse. Ein Gleichstromstabilisaticcsrü'ckkopplungskreis mit einem Widerstand 434 ist an den Ausgang 424 und den invertierenden Eingang 422 das Verstärkers 421 angeschlossen.

Desweit er η ist ein WechselspannungerCfakkopplungsbegreriZungskreis im Schaltkreiß 420 vorgesehen, welcher aus einem StroirJoreis 430 ) ersteht, der dea Verb in du η rap unkt 431 des Kon de .·<εα tors 4?Λ! und d?s Messwiderstandes 429 mit dem invertierenden Eingang 422des Verstärkers 421 verbindet. Der Ruckkoppluacskreis 430 enthält ein i",i;ir

3 0 9 8 3 a / 0 7 0 1 BAD ORtGINAi

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gegensinnicj gepolter, parallel geschalteter Dioden 432 und 433; die Parallelschaltung der Dioden liegt in Reihe mit dem Begrenzungsrückkopplungskreis 430. Ein Widerstand 438 führt vorn Eingang 422 nach Masse. Die Dioden 432 und 433 stellen einen Schwellwert für den Betrieb des Schaltkreises beim Begrenzen der Drehung des Ausgangssignals dar, wie es weiter unten beschrieben wird.

Figur 12 zeigt eine Reihe von Eingangs- und Ausgangssignalformen, welche der Erklärung des Betriebes des Stromkreises 420 konstanter Phasendrehung der Figur 11 dienen. In jedem Fall ist das Eingangssignal als kontinuierliche Linie dargestellt, während das Ausgangssignal gestrichelt ist. Das erste Eingangssignal in der Figur 11 ist eine positive Sprungfunktion 451. Das Signal 451 erzeugt, wenn es am Eingang 425 des Schaltkreises 420 anliegt, ein verstärktes Ausgangssignal gleicher Polarität am Ausgang 424 des Kreises.Die positive Sprungfunktion, die so am Ausgang 424 erzeugt wird, beginnt den Kondensator 428 über den kleinen Messwiderstand 429 zu laden. Der Spannungsabfall am Messwiderstand 429 ist eine. Funktion des Ladestromes des Kondensators 428; dieser Spannungsabfall wird dem invertierenden Eingang 422 des Verstärkers 421 über den Wechselspannungsrückkopplungskreis 430 zugeführt. Es kann bewiesen . werden, dass die Ausgangsspannung des Verstärkers derart sein wird, dass der Spannungsabfall am Messwiderstand 429 proportional der Anderungsgeschwindigkeit des Eingangssignals ist«

Mit einem konstanten Spannungsabfall an dem Messwiderstand 429, welcher in Reihe zum Kondensator 428 liegt, ist die Ladegeschwindigkeit des Kondensators 428 eine lineare Funktion. D.h. die Ladegeschwindigkeit des Kondensators hat eine konstante Steigung oder Drehung. Die Drehung durch den Schaltkreis 420 wird durch die Impedanz des Kondensators 428 und des Messwiderstandes 429 und die Amplitude des Eingangssignals-451 bestimmt. Die Richtung des Drehens hängt von der Polarität des Eingangssignals ab. Das Ausgangssignal des Schaltkreises 420 als Funktion der Stufenfunktion 451 am Eingang ist durch die gestrichelte Linie 451A (Figur 12) dargestellt. Eine Abnahme der Impedanz des Widerstandes 429 kann dazu benutzt werden, die Steigung so zu ändern, wie es durch die gestrichelte Linie 451B angedeutet ist, während eine Vergrösserung

i;

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der Impedanz des Messwiderstandes die Steigung der Ausgangssparmunc; in entgegengesetzter Richtung auf die Kurve 451C hin verändert. Entsprechende Änderungen der Steigung oder Drehung des Stromkreis&s kann durch Änderung der Werte des Kondensators 428 erreicht werden.

Mit einer negativen Sprungfunktion am Eingang des Schaltkreises 422 (z.B. des Signals 452 der Figur 12) funktioniert der Schaltkreis wie oben beschrieben worden ist. Das resultierende Ausgangssignal 452 ist wieder ein Signal konstanter linearer Steigung. Wie vorhin bewirkt eine Verringerung der Impedanz des Widerstandes 429 eine grö'ssere Steigung des Ausgangssignals, dargestellt durch das Signal 452B. Eine Vergrösserung des Messwiderstandes 429 hat die entgegengesetzte Wirkung.

Die Drehung des Schaltkreises 420 ha'ngt von der Amplitude des Eingangssignals ab. So erzeugt eine positive Sprungfunktion 453 (Figur 12) ein Ausgangesigrial 453A mit grösserer Steilheit (stSrkere Drehung) als das Ausgangssignal 451A,welches von dem Eingangssignal 451A ähnlicher Form, jedoch kleinerer Amplitude erzeugt worden ist. Dies kann durch eine geeignete Steuerung der Eingangsamplitude, wie etwa durch die Begrenzerverstärker 36, 46, der Figur 1, gesteuert werden.

Wenn ein positiver, rechteckförraiger Impuls an den Eingang 425 des Schaltkreises 420 (Figur 11) angelegt wird, dargestellt durch das Signal 454 (Figur 12), so ist das vom Schaltkreis erzeugte Ausgangssignal ein dreieckförmiger Impuls 454A. Die Steigung des nach positiven Werten verlaufenden Teiles des dreieckfö'rmigen Ausgangssignals ist die gleiche wie die Steigung des nach negativen Werten verlaufenden Teiles, mit der Ausnahme, dass eine Phasenverschiebung von 180 vorliegt, d.h. der Winkel A ist der gleiche wie der Winkel B. Mit anderen Worten, die Drehung durch den Schaltkreis bleibt konstant, unabhängig davon ob das Ausgang3signal nach positiven oder negativen Werten verläuft.

Ein Rechteckwellensignal gegebener Frequenz, wie etwa das Sieral 454 (Figur 12), erzeugt, wenn es am Eingang 425 des Schaltkreises 420 auftritt, ein Ausgangssignal 455A von DreieckweTLenform. Die Steigungen der nach negativen und nach positiven Worten verlaufen-

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den Teilen des dreieckwellenförmigen Signals 455 sind gleich, wie im Falle eines einzigen Impulses. Zwischen dem Aus gangs signal 4557* und dem Eingangssignal besteht eine starre Phasenverschiebung, nämlich eine Phasennacheilung von 90 .

Ein Eingangssignal 456 von Rechteckwellenform mit der gleichen Amplitude, aber mit der doppelten Frequenz des Signals 455, kann dem Schaltkreis 420 zugeführt werden und wieder" erscheint als Ausgangssignal 456A eine Dreieckwellenform. Die Drehung für das Signal 456A, entsprechend den Steigungen der nach positiven und nach negativen Werten des Signals, ist die gleiche wie für das Signal 455A. Jedoch ist die Amplitude des Ausgangssignals 456A nicht so gross wie diejenige des Signals 455A, weil die Zeit, welche zur Verfügung für jede Signalpolaritätsänderung steht, nur die Hälfte der vorhin zur Verfügung stehenden Zeit ist. Wie vorhin ,zeigt das Signal 456Ä des Schaltkreises 420 eine Phasennacheilung bezüglich des Eingangssignals 456A von 90 .

Die bis jetzt gegebene Funktionsdarstellung berücksichtigt die Dioden 432 und 433 nicht. Die Dioden 432 und 433 stellen einen Schwellwert für den Rückkopplungskreis 430 dar; langsam veränderliche Signale, welche diesen Schwellwert nie überschreiten (Spannungsabfall an der Diode in Durchlasslichtung) werden vom Stromschaltkreis 420 ohne wesentliche Veränderung der Wellenform verstärkt.

Somit wird vom Schaltkreis 420 ein sich langsam sinusförmig änderndes Eingangssignal 458 (Figur 13), grundsätzlich ein Signal niedriger Frequenz und kleiner Amplitude, als eine ähnliche Sinuswelle 458 kleiner Amplitude und niedriger Frequenz wiedergegeben; es tritt keine Phasenverschiebung auf. In ähnlicher Weise wird ein Signal 459 von Dreieckwellenform, kleiner Amplitude und niedriger Frequenz, vom Schaltkreis 420 ohne wesentliche A'nderung der Wellenform oder Phase übertragen, was zu dem Ausgangssignal 459A fuhrt. Dies führt also nicht zur Erzeugung einer wahren Niederfrequenzbegrensung im Schaltkreis 420; eine Niederfrequenz des Eingangssignals, we3.che eine grosse Ämplitudena'nderiuigsgeschwindigkeit hat, erzeugt ein Signal, welches begrenzt ist_;. So erzeugt ein niederfrequentes, rechteckförmiges Eingangssignal 461 ein dreieckwellen-

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förmiges Ausgangssignal 463A. Die Dioden 432 und 433 führen eine kleine Veränderung in der begrenzten Rechteckwellenform am Ausgang durch die Spannungsabfä'lle an den Dioden in Durchlassrichtung, so wie es in übertriebener Form bei 462 in der Figur 13 dargestellt ist, ein. Diese Veränderung kann in einigen Änwendungsfällen ohne Schwierigkeiten hingenommen werden; in anderen Folien ist eine Kompensation erforderlich. Insbesondere ruft bei hohen Frequenzen die kleine Rechteckwellenkomp'oriente, welche im Ausgangssignal durch den Diodenspannungsabfall 462 eingeführt wird, Schwierigkeiten hervor. Ein wirksamer Kompensationsschaltkreis wird weiter unten in Verbindung mit Figur 17 beschrieben.

Figur 14 zeigt einen anderen Schaltkreis 440 zur Begrenzung von Signalen, welcher in Übereinstimmung mit einer anderen Ausführungsform der Erfindung gebaut ist. Der Schaltkreis 440 entha'lt einen integrierten Festkörperverstä'rker 421 mit einem invertierenden Eingang 422, einem nicht invertierendem Eingang 423 und einem Ausgang 424, welcher die Ausgangsklemme des gesamten Schaltkreises bildet. Die Eingangsklemme 433 des Schaltkreises 440 ist über einen Reihenwiderstand 436 an den invertierenden Eingang 422 des Versta'rkers 421 angeschlossen. Der nicht invertierende Eingang 423 des Verstärkers 421 ist in dieser Ausführungsform über einen Widerstand 437 an Masse gelegt.

Im Schaltkreis 440 ist ein Kondensator 423 zwischen den Ausgang 424 und einen an Masse liegenden Widerstand 429 angeschlossen. Der Verbindungspunkt 431 des Kondensators 428 und des Widerstandes ist an einen ersten Rückkopplungskreis 43OB, welcher sich vom Verbindungspunkt 431 zum invertierenden Eingang 422 des Verstärkers 421 erstreckt, verbunden. Dies ist ein Wechselstrombegrerizerrückkopplungskreis, v/elcher in Reihenschaltung die Parallelschaltung von zwei gegensinning gepolten Dioden 432 und 433 enthalt. Desweitern entha'lt der Schaltkreis 440 einen zweiten Rückkopplungskreis, welcher auf einem Widerstand 434 besteht, der vom Ausgang 424 zum Eingang 422 führt, wodurch ein Gleichspannungsstabilisierungsgegenkopplungskreis und Verstarkungseinsteilung des Verstärkers 421 bereitgestellt v/ird.

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Der Betrieb des Schaltkreises 440 (Figur 14) ist im allgemeinen ähnlich dem Betrieb des Schaltkreises 420. Ein nach positiyen Vierten hin verlaufendes Eingangssignal an der Eingangsklemme 435 erzeugt ein nach negativen Werten hin verlaufendes Ausgangssignal an der Ausgangsklemme 424. Die Ausgangsspannung fängt an den Kondensator 428 aufzuladen, wodurch ein Spannungsabfall am Messwiderstand 429 entsteht, welcher eine Funktion des Ladestromes ist. Das Signal am Widerstand 429 wird dem invertierenden Eingang 422 des Verstärkers 421 über den Wechselspannungsriickkopplungskreis 430B zugeführt. Wie im Schaltkreis 420 muss die Spannung am Widerstand 429 den Spannungsabfall in Durchlassrichtung an den Dioden 432 und 433 übersteigen bevor eine wirksame Begrenzung der A'nderung des Ausgangssignals eintritt. Sobald der Spannungsabfall am Widerstand 429 diesen Schwellwert übersteigt, wird die Verstärkung des Schaltkreises, derart, dass der Spannungsabfall am Widerstand 429 genau mit dem Spannungsabfall an der Diode übereinstimmt. Somit ist die Ladegeschwindigkeit des Kondensators 428 eine gradlinige Funktion und der Stromkreis 440 erzeugt ein Ausgangssignal mit konstanter, begrenzter Steigung, oder Drehung.

Im Schaltkreis 440, ebenso wie im Schaltkreis 420, wird die Steigung oder Drehung von den Impedanzwerten des Kondensators 420 und des Widerstandes 429 bestimmt. Jedoch ist, abweichend vom Schaltkreis 420, die Begrenzerwirkung des Schaltkreises 440 im wesentlichen unabhängig von der Amplitude des Eingangssignals. Andererseits und unter Zulassung der Signalinversion im Schaltkreis 440, arbeiten die beiden Schaltkreise im wesentlichen in der₍ gleichen Weise.

Beim Betrieb des Schaltkreises 440, ebenso wie beim Schaltkreis 420f besteht kein Begrenzerrückkopplungssignal vom Messkreis, bestehend aus dem Kondensator 428 und dem Widerstand 429, bis der Spannungsabfall am Widerstand 429 den Spannungsabfall in Durchlassrichtung an einer der Dioden 432 und 433 überschreitet. Folglich wird ein Signal, welches eine kleine Änderungsgeschwindigkeit hat, bezüglich seiner Wellenform nicht verändert; für langsam ändernde Eingangssignale stellt der Stromsohaltkreis 440 einen einfachen Verstärker dar·. Wenn also ein niederfrequentes Signal kleiner Amplitude dem Schaltkreis 440 zugeführt wird, so wird das re-

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sultierende Ausgangesignal eine treue, verstärkte Wiedergabe des Eingangissignalssein, was jedoch einer Phasenverschiebung von 180 bezüglich des Eingangssignals aufweist. Somit sind die Wellenformen der Figur 13 auf dem Schaltkreis 440 (Figur 14) ebenso gut anwendbar wie auf dem Schaltkreis 420 (Figur 11), mit der Ausnahme, dass die Ausgangssignale vom Schaltkreis 440 bezüglich des Eingangssignals um 180 phasenverschoben sind.

Der Schaltkreis 420 (Figur 11) ist ein Integrator, aber der Schaltkreis 440 ist ein nicht integrierender Schaltkreis. Das Ausgangssignal am Schaltkreis 420 zeigt für Wechselspannungssignale hoher Änderungsgeschwindigkeit, eine Phasennacheilung von 9O auf, während die Ausgangssignale des Schaltkreises 440 eine Voreilung von 90° bezüglich des Eingangssignals aufweisen. Aber beide Schaltkreisarten liefern eine wirksame und starre Begrenzerwirkung, welche: über einen beträchtlichen Frequenzbereich konstant bleibt und im wesentlichen unabhängig ist vom Altern der Bauteile.

Um ein ausführliches Beispiel für die Schaltkreise 420 und 440 der Figuren 11 und 14 zu bringen, werden hiernach die spezifischen Schaltkreisparameter gegebai.Diese dienen nur der besseren Darstellung und sind nicht gedacht das Patentbegehren irgendwie zu bes ehr ä'nken.

Widerstände 426, 436, 437, 438 10 Kondensator 428 1 Mikrofarad

Widerstand 429 680 0hm(veränder

lich) Widerstand 434 330

Verstärker 421 uA741 Fairchild

Dioden 432, 433 1N914

Mit diesen Schaltkreisparametern und mit dem Widerstand 429 auf 220 0hm eingestellt, ist die Begrenzungsfrequenz der Schaltkreise als Tiefpassfilter gleich 60 Hz.

Aus praktischen Gründen entsprechen die Ansprecheigenschaften der Schaltkreise 420 und 440 denen eines Servosystems, denen: die maximale Drehung oder Phasenverschiebung durch die Höchstgeschwindigkeit des Servomotors vorgegeben wird, mit einem wichtigen Unterschied jedoch, dass die Schaltkreise keine Masseneffekte zeigen.

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Die /malogie wird durch die Anwendung von Schwellwertdioden 432 und 433 in den Rückkopplungskreisen der Schaltkreise 420 und 44o verbessert; die Dioden verhindern die Einführung von einer Ver zö' ge rungszeit und bewirken einen festen, bekannten Schwellwert für die Begrenzerwirkung, welcher das Ausgangssignal ausgesetzt ist.

Die Dämpfungseigenschaften für jeden der beschriebenen Kreise entsprechen denen von Tiefpassfiltern mit einem Dä'mpfung von 6 db pro Oktave. Die Phaseneigenschaften dieser Eigen-schäften insbesondere der Schaltkreise 420 und 440 sind besonders geeignet, für Anwendungen, wie etwa VHF-Drehfunkfeuerempfänger, in welchen eine absolute Phasentreue wesentlich ist. Es kann gezeigt v/erden, dass für beide Schaltkreise die Phasenverschiebung unterhalb einer gegebenen Eck- oder Begrenzerfrequenz, welche durch die Impedanzwerte des Kondensators 428 und des Widerstandes 429 bestimmt ist. Null ist. oberhalb dieser Eckfrequenz, ist die Phasenverschiebung genau 90 , wobei die Richtung der Phasenverschiebung davon abhängt, welcher der beiden Schaltkreise 420 und 440 benutzt wird.

Im Gegensatz dazu, zeigt ein herkömmliches RC-Filter eine sich stetig ändernde Phasenverschiebung nichtlinearer Art mit sich ändernder Eingangsfrequenz, sowohl oberhalb als auch unterhalb der Begrenzer- oder Eckfrequenz des Filters. Sogar für ein RC-Filter hoher Güte besteht eine wesentliche Phasenverschiebung, welche sogar bei einer Dekade unterhalb der Eckfrequenz in der Grössenordnung von 1 sein kann und welche Veränderungen unterworfen ist, die von sogar sehr kleinen Frequenzänderungen herrühren.

Phasenveränderungen dieser Art können nicht in Präzisionsnavigationsgeraten, wie etwa VHF-Drehfunkfeuerempfängern, geduldet werden. Die Dämpfungseigenschaften der Filter konstanter Drehung und der herkömmlichen RC-Filter zeigen dieselben Unterschiede. Die Dämpfung wie durch ein herkömmliches, passives RC-Filter kann sich dem Wert Null nur nähern und erzeugt immer wenigstens eine kleine Phasena'nderung. Desweitern zeigt ein passives RC-Filter immer wenigstens eine kleine Phasenverschiebung, unabhängig von den Schaltkreisparametern, welche sich mit den absoluten Werten der Schaltelementen und den Umgebungsbedingungen ändert. Diese Phasenver-

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_ OO _

Schiebungen werden in den Schaltkreisen konstanter Drehung der Erfindung vermieden.

Figur 15 zeigt eine andere Ausführungsform eines Schaltkreises konstanter Drehung, v/elcher in einem Navigationsempfänger nach der Erfindung benutzt werden kann. Der Schaltkreis 550 ist grundsätzlich in vielen Hinsichten dem Schaltkreis 440 der Figur 14 ähnlich. Er besteht aus einem integrierten Festkprperverstärker 421 mit einem invertierenden Eingang 422, einem nicht invertierenden Eingang 423 und einem Ausgang 424, welcher die Ausgangsklemirie des Gesamtkreises darstellt. Die Eingangsklemme 435 das Schaltkreise 550 ist über einen Reihenwiderstand ah den invertierenden Eingang 422 des Verstärkers angeschlossen. Wie vorhin ist ein Gleichstromstabilisierungsgegenkopplungskreis vorgesehen, welcher einen Widerstand 434 umfasst, der zwischen den Ausgang 424 und den invertierenden Eingang 422 des Verstärkers 421 geschaltet ist. Der Ausgang des Hauptverstä'rkers 421 ist an einen Kondensator 428 angeschlossen. Anstelle des kleinen Messwiderstandes in den vorhin beschriebenen Stromkreisen wird jedoch im vorliegenden Schaltkreis 550 ein zweiter integrierter Festkörperversta'rker 551 benutzt, welcher einen invertierenden Eingang 552 hat, der über die Klemme 554 an den Kondensator 428 angeschlossen ist. Der Verstärker 551 hat einen nichtinvertierenden Eingang 423 des Hauptverstä'rkers 421 über einen Wechsels pannungsbegrenzungsrückkopplungskreis angeschlossen, welcher in Reihenschaltung die Parallelschaltung von zwei gegen-. sinnig gepolten Dioden 432 und 433 umfasst. Der nicht invertierende Eingang 423 des Hauptverstärkers 421 ist auch über einen Widerstand 556 an Masse gelegt. Ein veränderbarer Widerstand 557 ist zwischen die Klemme 554 und die Klemme 555 als ein Teil des Begrenzungsrückkopplungskreises angeschlossen.

Die grundsätzliche Betriebsweise des Schaltkreises 555 ist im allgemeinen ähnlich derjenigen der vorhin beschriebenen Begrerizuncjsschaltkreise, insbesondere das Schaltkreises 440 der Figur 14. Ein an der Klemme 435 des Schaltkreises 550 (Figur 15) auftretendes Eingangssignal wird vom Verstärker 423. verstärkt und beginnt den Kondensator 428 zu laden. Der Ladestrom des Kondensators 42C er ■-zeugt eine Ausgangsnpannung an der Ausgc ncjcklenrne 555des Verstä:·:-

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kers 551, welche eine Funktion der Geschwindigkeitsänderung des Eingangssignals des Schaltkreises ist. Jedoch erscheint der Kondensator 428 als an Masse liegend, weil die Klemme 553 an Masse angeschlossen ist; somit liegt das Änderungsgeschwindigkeitssignal nicht in Reihe mit der Ausgangsspamung des gesamten Schaltkreises. Nicht destoweniger ist die Gesamtbetriebsweise im wesentlichen die gleiche wie für die vorhin beschriebenen Schaltkreise. Der Schaltkreis 550 kann jedoch genauer und präziser im Hinblick auf die Phasendrehung des Kreises durch Verändern des Widerstandes 557 eingestellt werden.

Die Schaltkreise 420, 440 und 450 sind alle wohl geeignet um in VHE-Drelfunkfeuerempfä'ngern der vorliegenden Erfindung eingesetzt zu werden; jeder stellt ein wirksames aktives Filter dar, welches sehr gut für diese Anwendung geeignet ist. Zurückkommend auf Figur 1 können zwei Schaltkreise konstanter Phasendrehung anstelle der Integratoren 37 und 38 im Kanal 32 ersetzen. Diese neuen Filter bringen eine hohe Leistung, ohne dass man sich um .das Altern der Bauelemente oder um andere Quellen von Phasenverschiebungen zu sorgen braucht. Ihre Ansprechgeschwindigkeit kann grosser gemacht werden, als bei herkömmlichen Integratoren, während sie trotzdem noch die geforderte Filterfunktion erfüllen. Diese Schaltkreise sind die wirksamsten und leistungsfähigsten aktiven Filter, welche augenblicklich für die Navigationsempfänger erhältlich sind.

Figur 16 stellt einen Differentiator oder ein Hochpassfilter 560 dar, welches einen Schaltkreis konstanter Phasendrehung benutzt; dieser Schaltkreis kann als Filter 33 oder 133 in den Figuren 1 und 5 eingesetzt werden. Der Schaltkreis konstanter Phasendrehung, welcher in den Differentiator 560 eingebaut ist, ist der Schaltkreis 420 der Figur 11 und braucht deshalb nicht näher beschrieben zu werden. Zusätzlich zum Schaltkreis 420 enthält der Differentiator 560 einen zusätzlichen integrierten Festkörpervex*stärker 561 mit einem invertierenden Eingang 562, einem nicht invertierenden Ein*· gang 563 und einem Ausgang 564. Die Eingangsklemme 565 des Differentiators 560 ist über einen Reihenwider&tand 566 an den nicht invertierenden Eingang 563 des Verstärkers 561 angeschlossen. Der nicht invertierende Eingang 562 des Verstärkers 561 ist über einen

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V7iderstand 567 an Masse gelegt. Der Ausgang 564 des Verstärkern 561, welcher auch der Ausgang des vollständigen Differentiators

560 ist, ist an den Eingang 435 des Schaltkreises 420 angeschlossen, während der Ausgang 424 des Schaltkreises 420 mit dem invertierenden Eingang 562 des Verstärkers 561 verbunden ist.

Aus Figur 16 geht hervor, dass der Schaltkreis 420 als Integrator funktioniert, welcher in einem Gegenkopplungskreis des Verstä'rkers

561 eingebaut ist, wodurch also ein differenzierender Kreis bereitgestellt wird, der ein Hochpassfilter darstellt. Es seitemerkt, dass ähnliche differenzierende Schaltkreise mit den anderen oben beschriebenen Schaltkreisen konstanter Phasendrehung aufgebaut werden können; wenn man also den Schaltkreis 440 anstelle des Schaltkreises 420 in der Figur 16 einsetzte, brauchte man nur die Rückführung vom Ausgang des Verstä'rkers 420 des Schaltkreises 440 an den nicht invertierenden Eingang 563 des Verstä'rkers 561 anzuschliessen, anstatt an den invertierenden Eingang 562.

Figur 17 stellt einen Schaltkreis 600 konstanter Phasendrehung dar, welcher auf dem Schaltkreis 440 (Figur 14) aufbaut, aber den Spannungsabfall an den Dioden des Rückkopplungskreises kompensiert. Die Eingangsstufe 440 des Schaltkreises 600 enthä'lt somit einen integrierten Festkörperverstärker 421 mit einem invertierenden Eingang 422, der über einen Widerstand 436 an die Eingangsklemme 435 des gesamten Schatlkreises angeschlossen ist. Der nicht invertierende Eingang 423 des Verstä'rkers 421 ist über einen Widerstand 437 an Masse angeschlossen.

Der Ausgang 424 des Verstärkers 421 ist an einen Kondensator 428 angeschlossen, welcher über einen Messwiderstand 429 an Masse eingeschlossen ist. Ein Begrenzungsrückkopplungskreis 43OB verbindet den Verbindungspunkt 431 des Kondensators 428 und des Widerstandes 429 mit dem invertierenden Eingang 422 des Verstä'rkers 421» Ein Gleichspannungsstabilisierungsröckkopplungskreis, bestehend aus einem Widerstand 434, der die Ausgangsklemme 424 des Verstärkers mit dem invertierenden Eingang 422 des Verstä'rkers 421 verbindet, ist vorgesehen.

Der Schaltkreis 600 enthä'lt desweitern eine zweite oder Kompenya-

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tionsstufe 610, welche einen integrierten Festkörperschaltkreis mit einem invertierenden Eingang 602, einem nicht invertierenden

Eingang 603 und einem Ausgang 604 umfasst, wobei der Ausgang 604 die Ausgangsklemme des gesamten Schaltkreises darstellt. Die AusgangsHemme 424 der Eingangsstufe 440 ist über einen Widerstand 605 an den invertierenden Eingang 602 des Verstärkers 601 angeschlossen. Der nicht invertierende Eingang 603 des Verstärkers 6ol ist an die Mittelpunktklemme einesSpannungsteilers, bestehend aus zv/ei Widerständen 606 und 607, angeschlossen; der Widerstand 606 ist an die Klemme 431 der Stufe 440 und der Widerstand 607 ist an Masse angeschlossen. Eine Rückkopplungsverbindung führt vom Mittelpunkt 604 Über einen Widerstand 608 an den invertierenden Eingang 603 des VerstSrkers 601.

Der Betrieb der Eingangsstufe 440 des Schaltkreises 600 ist weiter oben beschrieben worden. Für langsam veränderliche Eingangssignale (kleine A'nderungsgeschwindigkeiten) kann der Spannungsabfall am Widerstand 429, welcher "proportional der A'nderungsgeschwindigkeit ist, kleiner als die Spannung sein, welche notwendig ist, um eine der Dioden 432 und 433 zu entsperren.Für solche Signale ist der Rückkopplungskreis 43OB wirksam gesperrt und der Verstärker 421 arbeitet als invertierender Verstärker mit der Verstärkung 1. Diese langsam veränderlichen Signale werden der zweiten Verstärkerstufe 601 ohne Betragsbegrenzung zugeführt, wobei ihre Ursprungsform erhalten bleibt.

Für Signale mit höheren Änderungsgeschwindigkeiten, erreicht der Spannungsabfall eines Widerstands 429 den. Wert des Spannungsabfalls in Durchlassrichtung an den Dioden und die Dioden 432 und 433 führen ein Rückkopplungssignal zum Eingang zurück. Die Verstärkung des Verstärkers 421 ist gesteuert, sodass der Spannungsabfall am Widerstand 429 genau dem Spannungsabfall an den Dioden entspricht, wodurch ein begrenztes Ausgangssignal mit konstanter Phasendrehung erzeugt wird. Die Gleichstromverstärkung des Schaltkreises ist gleich 1 und der Betrieb ist extrem stabil. Jedoch, wie weiter oben beschrieben worden ist, führt der Spannungsabfall an den Dioden 432 und 433 ein kleines Problem hinsichtlich der Hochfrequenzunterdrückung ein; bei hohen Frequenzen sind die kleinen F,.eclißo]i.wellen-·

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komponente, welche durch den Spannungsabfall an den Dioden erzeugt werden, besser feststellbar als bei niedrigen Frequenzen. Desweitern fällt die Dämpfungskurve auf einen konstarten Wert ab und erreicht den Wert Null nicht genau.

Beim Analysieren des Betriebs der zweiten Stufe 610 des Schaltkreises 600 soll daran erinnert werden, dass bei einem Rechenverstärker der Spannungsunterschied an den Eingangsklemmen im wesentlichen Null ist, und dass ein vernachlässigbar kleiner Eingangsstrom fliesst. Da der nicht invertierende Eingang 603 des Verstärkers 601 an Masse liegt, liegt der invertierende Eingang 602 auch an Masse. Somit erscheint der Spannungsabfall 432 und 433 an der anderen Klemme 431 der Dioden bezüglich Masse. Der durch den Diodenspannungsabfall hervorgerufenenRechteckwellenanteil liegt in Phase mit dem Ausgangssignal des Verstärkers 421 und muss von dem Signal abgezogen werden, um eine saubere Rechteckwelle mit konstanter Steigung am Ausgang zu erzeugen.

Der zweite Verstärker 601 des Schaltkreises 600 ist als 1:1 Umkehrverstärker in der Stufe 610 geschaltet. Der Diodenspannungsabfall wird dem nicht invertierenden Eingang 603 des Verstärkers 601 zugeführt und folglich vom Ausgangssignal, das dem invertierenden Eingang 602 zugeführt wird, abgezogen. Die Widerstände 607 und 606 sind von gleichem Wert und stellen somit einen Spannungsteiler 2:1 dar. Dies ist notwendig, weil die Verstärkung des Verstärkers 601 für die Signale am nicht invertierenden Eingang gleich zwei ist. Es ist somit ersichtlich, dass der Rechteckwellendiodenspannungsabfall wirklich vom Ausgangssignal der ersten Stufe 440 des Schaltkreises 600 in der zweiten Stufe 610 abgezogen wird, wodurch ein sauberes Ausgangssignal konstanter Steigung an der Ausgangsklemme 604 erscheint. Somit ist die kleine Verzerrung, welche durch die Dioden im Rückkopplungskreis eingeführt wurde, vollständig durch den Schaltkreis 600 beseitigt.

Um ein ausführliches Beispiel eines Schaltkreises 600 zu zeigen, werden hiernach die Schaltkreisdaten zum Betrieb unterhalb von 30 Hz gegeben. Diese Information wird nur zur besseren Darstellung und nicht im Hinblick auf eine Beschränkung der Erfindung gegeben.

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Widerstände 434, 436,437, 605 bis 608 10 kil

Widerstand 429 470 ohm

Kondensator 428 1 Mikrofarad,

Verstärker 421, 601 UÄ741 Fairchild

Dioden 432, 433 1N914

Eine Kompensationsstufe kann dem Schaltkreis 420 der Figur 11 nachgeschaltet werden, um die Wirkung des Spannungsabfalles in Durchlassrichtung an den Dioden im Rückkopplungskreis zu beseitigen, wie das in der Figur 17 mit dem Schaltkreis 440 geschehen ist. Andere Änderungen in den beiden Rückkopplungskreisen können vorgenommen werden, solange der Grundaufbau der Schaltkreise konstanter Phasendrehung erhalten bleibt.

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Claims

- 38 ~ PATEtITAKS PRUCIIR

1.) Navigationserapfangsgerä't für Flugzeuge, von der

Art, beiweichem zwei von einer Navigationsfunksteile ausgestrahlte Datensignale miteinander verglichen werden um die Lage des Flugzeuges bezüglich eines Bezugspunktes zu bestimmen, gekennzeichnet durch einen ersten Kanal (31, 131) zum Umformen des ersten Datensignals in eine Form, welche zum Vergleich mit dem zweiten Datensignal geeignet ist, wobei der erste Kanal aktive Filtervorrichtungen (36, 37, 38; 36, 137, 138) zum wirksamen Beseitigen ohne wesentliche Verzerrungen das ersten Datensignals, der das erste Datensignal begleitenden Störsignale enthält, einen zweiten Kanal (32, 132) zum Umformen des zweiten Datensignals in eine Form, welche zum Vergleich mit dem ersten Datensignal geeignet ist, wobei der zweite Kanal aktive Filtervorrichtungen (46, 47, 48; 46, 147, 148) zum wirksamen Beseitigen ohne wesentliche Verzerrung des zweiten Datensignals, der das zweite Datensignal begleitenden Störsignale, entha'lt, und eine Auswertvorrichtung (63; 163) mit an die beiden Kanäle angeschlossenen Vergleichskreisen zum Vergleichen der ersten und zweiten umgeformten Datensignale zum Bestimmen der Lage des Flugzeuges.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das aktive Filter in mindestens einem Kanal eine Reihenschaltung aus einem Begrenzerverstärker (36 oder 46) und zwei Integratorkreisen (37, 38; 137, 138 oder 47, 48; 147, 148) umfasst.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Integratorkreis aus einem Festkörperrechenversta'rker (40, 43; 50, 53) besteht, an dessen Eingang ein Reihenwiderstand (39, 42; 49, 52) und an dessen Ausgang ein Parallel zum Verstärker zwischen Eingang und Ausgang des Verstärkers angeschlossener Kondensator (41; 44; 51; 54) angeschlossen ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die aktiven Filter mindestens in einem Kanal einen Begrenzerverstärker (36; 46) umfassen, dem die Reihenschaltung von zwei Konstantstromverstärkern (137; 138; 147; 148) mit je einem Eingang und einem Ausgang nachgeschaltet sind, und dass ein Konden-

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sator (199) an den Ausgang des Verstärkers zum Bereitstellen einer Bezugsspannungsquelle angeschlossen ist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekehnzeich-Betj dass die aktiven Filter in mindestens einem Kanal einen Begrenzerverstärker (36) zum Erzeugen einer Rechteckwelle, einen Dif ferentialverstä'rker (204), der mit einem Eingang an den Begrenzerverstärker (36) angeschlossen ist, und einen veränderbaren Resonanzkreis (205) umfasst, welcherursprünglich-auf die Datensignal frequenz abgestimmt ist, welcher an den Ausgang des Differentialverstärkers (203) angeschlossen ist, und dessen Resonanzfrequenz durch das Ausgangesignal des Differentialverstärkers (203) verändert wird, wobei der Schwingkeis an den zweiten Eingang des Differentialverstärkers (203) rückgekoppelt ist (Fig. 9).

6. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die aktiven Filter in mindestens einem Kanal einen Schaltkreis konstanter Phasendrehung enthalten, welcher beim Anlegen einer Sprungfunktion ein Ausgangssignal konstanter Steigung erzeugt.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltkreis konstanter Phasendrehung einen integrierten Festkörperschaltkreis (421) mit einem invertierenden Ein- , gang (422), einem nicht invertierenden Eingang (423) und einem Ausgang (424) umfasst, sowie dass ein · erster Rückkopplungskreis bestehend aus einem an den Ausgang des Verstärkers angeschlossenen Kondensator (428) und einem diesem nachgeschalteten an einer Bezugsspannungsquelle liegenden Messwiderstand (429) besteht, und dass ein Wechselspannungs-begrenzungsrückkopplungskreis (430) vor-

gesehen ist, welcher vom Verbindungspunkt des Kondensators (428) und des Messwiderstandes (429) zu einem Eingang des Verstärkers

(421) zurückführt, und dass ein Gleichspannungstabilisierungsgegenkopplungskreis (434) zwischen den Ausgang (424) des Verstärkers

(421) und einem Eingang desselben vorgesehen ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselspannungsbegrenzungsrückkopplungskreis (430) eine, einen Schwellwert erzeugende Vorrichtung (432_ff 433) enthält' welche den Rückköpplungskreis so lange sperrt,, bis der Spannungs-

abfall am Messwiderstand (429) einen vorgegebenen Minimalwert, übersteigt, wobei diese einen Schwellwert erzeugende Vorrichtung aus einer Parallelschaltung von gegensinnig gepolten Dioden (432, 433) besteht, welche in den Rückkopplungskreis (430) in Reihe eingefügt ist, und dass die minimale Schwellwertspannung gleich dem Spannungsabfall in Durchlassrichtung der Dioden entspricht.

9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, mit einem Empfänger, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Kanal (31, 131) der Bezugssignalkanal ist und in seiner Eingangsstufe ein Hochpassfilter (33; 133; 33A) enthält, und dass ein Diskriminator (35) zwischen das Hochpassfilter (31; 133) und die aktiven Filter (37; 137) eingeschaltet ist, und dass der zweite Kanal (32; 132) der Kanal des veränderlichen Signals ist, der ein Tiefpassfilter (47; 145, 145A) in seiner Eingangsstufe vor dem aktiven Filter enthält.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Diskriminator einen Gegentaktdifferentialversta'rker (115) mit zwei Eingängen (116, 117) enthält, denen das Datensignal gegehphasig zugeführt wird, wobei die zwei Stufen des Verstärkers (115) jeweils in abwechselnden Halbzyklen des ersten Datensignal« im Sättigungsbereich betrieben werden und dadurch, dass das Sa*- tensignal mit einer Phasenverschiebung von 90 einer gemeinsamen Eingangsklemme (118) beiden Stufen des Gegentaktdifferentiälver« stärkers (115) zugeführt wird, um beide Stufen des Differential-Verstärkers (115) in abwechselnden Halbperioden abzuschalten.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromkreis zum Liefern des 90 phasenverschobenen Signals an beide Stufen des Gegentaktverstärker (115) aus der Reihenschaltung eines Folgeverstärkers (123),eines reihengetriebcnen Schwingkreises (123), von dessen Verbindungspunkt (127) von Spule (124) und Kondensator (125) ein Ausgangssignal abgeleitet wird, und eines zusätzlichen Folgeverstärkers (128) zum Verbinden des Ausgangs des RC-Schwingkreises (123) mit dem gemeinsamen Eingang (llü) des Gegentaktclifferentialverstärkers (115) besteht.

12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 1.1, cU;-·

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durch gekennzeichnet, dass die Vergleichsvorrichtung einen Gegentaktdifferentialverstärker (164) mit zwei getrennten Eingängen (165, 166) mit Mitteln (168, 169) zum Zuführen des ersten Datensignals vom ersten Kanal (131) in Gegenphase zu den beiden Eingängen (165, 166) umfasst,wobei jede Stufe des Verstärkers (164) in abwechselnden Hauptperioden im Sättigungsbereieh betrieben wird, und mit einem dritten gerneinsamen Eingang (167) för beide Stufen, des Gegentaktdifferentialverstärkers (164) mit Mitteln (171, 172) zum Zufühen des zweiten Signals vom zweiten Kanal (132) zum dritten Eingang (167) um beide Stufen in abwechselnden Halbperioden abzuschalten.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, gekennzeichnet, durch eine Phaseneinstellvorrichtung (171) für eines dem Gegentaktverstärker (164) zugeführten Datensignal, wobei die Phaseneinsteil-, Vorrichtung einen Drehfunktionsmelder mit zwei stationären Wicklungen (172, 173),-d_enen das eine Datensignal zugeführt wird und einer drehbaren Ausgangswicklung (177) im magnetischen Feld der stationären Wicklungen (172, 173) enthält, und dass Mittel (178) zum Einstellen der Winkellage der Ausgangswicklung (177) vorgesehen sind, um die relative Phase des einen Datensignal vor der Zuführung zum Gegentaktdifferentialverstärker (164) zu verändern.

14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 13, bei der Anwendung von VHF-Drehfunkfeuersignalen, gekennzeichnet dadurch dass die Hoch- (33) und Tiefpassfilter (45) RC-Filter sind, deren Betriebskennlinieh sich ungefähr beim logarithmischen Mittel von 30 Hz und 9960 Hz?'Schneiden.

15. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9-13, dadurch gekennzeichnet, dass das Hochpassfilter (133, 133A) einen Konstantstromdifferentialschaltkreis und das Tiefpassfilter (145, 145) ein Konstantstromintegrationsschaltkreis sind.

16. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9-13, dadurch gekennzeichnet,. dass das Hochpass filter einen HauptverstSrker (4-21) mit einem einen konstanten Phasendrehkreis enthaltenden Gegenkopp lungskreis enthält, wobei der konstante Phasendrehkreis einen integrierten Fee tko'rperhaupt verstärker (551) mit einem invertieren-

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den Eingang (552), einem nicht invertierenden Eingang (553) und einem Ausgang (555) einen ersten Röckkopplungskreis bestehend aus einem an den Ausgang des Verstä'rkers angeschlossenen Kondensator (428), einem an den Kondensator (428) und ein Bezugspotenticil angeschlossenen Messwiderstand (429) und einem Wechselspannunrj;3ra*ck~ kopplungskreis (433) zwischen dem Verbindungspunkt des Kondensators (428) und dem Messwiderstand (429) und einem Eingang (423) des Hauptverstä'rkers (421) und einen zweiten Rückkopplungskreis bestehend aus einem Gleichspannungstabilisierungsgegenkopplungslcreis (434), welcher zwischen den Ausgang (424) des Hauptverstärkers (421) und einen der Eingänge (422) des Hauptverstä'rkers (421) geschaltet ist, enthält.

17. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, gekennzeichnet durch einen automatischen Schwundausgleichskrei3 in den Empfängerstufen vor den beiden Signalkanälen, welcher aus einem Verstärker (235) mit konstantem Verstärkungsfaktor, mehreren in Reihe geschalteten rein reaktiven Spannungsteilern (126, 229, 233) welche an den Eingang des Verstärkers (235) angesdiLossen sind, und einem Gleichstromrückkopplungskreis (238, 239, 241, 242) vom Ausgang des Verstärkers zu jedem Spannungsteilerkreis zur A'nderung der Reaktanz in einem Zweig der Spannungsteilerkreise besteht.

18. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Zweig in jedem Spannungsteiler, welcher die Reaktanz verändert, einen spannungsabhängigen veränderlichen Kondensator enthält.

19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1-18, gekennzeichnet, durch einen im Empfänger vor alle Filter des ersten oder zweiten Signalkanals (31, 131; 32, 132) geschalteten gemeinsamen Begrenzerkreis (129), wodurch dem den ersten und zweiten Signalkanälen zugeführten ersten und zweiten Datensignale eine Rechteckwellenform gegeben wird.

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