DE2904306C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Metalldetektor nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Bei einem nach der US-PS 40 30 026 bekannten Metalldetek­ tor dieser Art ist die Dauer der Schaltimpulse klein gegenüber der Dauer der Periode des Sendesignals. Die Phasen­ schieberanordnung ist zwar justierbar, aber nicht einstell­ bar. Zwischen das Gatter und den Ausgang ist ein Tiefpaß­ filter geschaltet.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Metalldetektor nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 anzugeben, der eine besonders hohe Emfpindlichkeit und ein besonders hohes Signal-Rausch-Verhältnis aufweist.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegeben.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird im folgenden an einem Ausführungsbeispiel unter Hinweis auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines Metalldetektors.

Fig. 2 zeigt den Torkreis und den Schaltimpulsgenerator des Metalldetektors nach Fig. 1 in einem detaillierteren Schaltbild.

Fig. 3 zeigt den Signalverlauf an beiden Stellen der Schaltung nach Fig. 1 und Fig. 2.

Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung eines Metall- Detektors mit einem Oszillator 10, der mit einem audiofre­ quenten Sendesignal 66 eine Sendespule 12 speist. Das Sendesignal 66 ist vorzugsweise ein Sinussignal mit einer Frequenz von ungefähr 5000 Hertz; ein spezifisches Beispiel ist ein 5130 Hertz-Signal. In der Nähe der Sendespule 12 ist eine Empfangsspule 14 angeordnet. Beide Spulen 12, 14 sind in einem Suchkopf 16 untergebracht der ein wasserdicht verschlossenes Gehäuse aus synthetischem Kunststoff aufweist. Die Spulen 12, 14 sind derart angeordnet, daß ein äußeres elektromagnetisches Feld, das durch die Sendespule 12 er­ zeugt wird, in der Empfangsspule 14 ein Empfangssignal 58 (Fig. 3) induziert, das durch einen außerhalb des Such­ kopfes 16 gelagerten Metallgegenstand modifiziert wird. Die Sendespule 12 und die Empfangsspule 14 sind mit ihren Induktanzen derart zueinander abgeglichen und gegebenenfalls derart durch Nullabgleich-Stromkreise (nicht gezeigt) miteinander verbunden, daß im wesent­ lichen kein Emfpangssignal 58 (Fig. 3) in der Empfangs­ spule 14 durch die Sendespule 12 induziert wird, wenn sich der Suchkopf 16 in der Luft befindet und keine Metall­ gegenstände vorhanden sind.

Die Empfangsspule 14 ist mit einem Vorverstärker 18 ver­ bunden, dessen Ausgangsstufe einen NPN-Transistor 20 enthält, der über eine Phasenschieberanordnung 22 mit dem Eingang eines Torkreises 24 verbunden ist. Ein Schaltimpulsgene­ rator 26, dessen Eingang mit dem Ausgang des Oszillators 10 verbunden ist, erzeugt Schaltimpulse 64 an seinem Aus­ gang in Abhängigkeit vom Empfang des Sendesignals 66. Die Schaltimpulse 64 werden einer Torklemme 28 des Torkreises 24 zugeführt, um den Torkreis 24 während Zeitspannen leitend zu machen, die durch die Breite der Schaltimpulse 64 be­ stimmt sind. Die Wirkungsweise des Torkreises 24 wird später mit Bezug auf Fig. 2 näher beschrieben.

Der Ausgang 80 des Torkreises 24 ist mit dem Eingang eines Gleichstromverstärkers und Abstimmkreises 30 verbunden, dessen Ausgang 80 eine Gleichspannung 108 (Fig. 3) abgibt, die dem vom Torkreis 24 durchgelassenen Signalanteil 74 (Fig. 3) des empfangenen, durch den aufgespürten Metall­ gegenstand modifizierten und phasenverschobenen Empfangs­ signals 58′ (Fig. 3) entspricht. Der Ausgang des Gleich­ stromverstärkers und Abstimmkreises 30 ist mit dem Eingang eines Audiomodulators 32 verbunden, in dem die Gleich­ spannung 108 (Fig. 3) durch ein Audiosignal amplituden­ moduliert wird, das von einem mit dem Oszillator 10 verbun­ denen Frequenzteiler 34 abgegeben wird. Der Frequenzteiler teilt die Frequenz des Sendesignals 66 durch den Faktor 8. Das amplitudenmodulierte Signal wird über einen Audio­ verstärker 36 einem Anzeigegerät 38 zugeführt. Das Anzei­ gegerät 38 kann ein Lautsprecher oder ein Amperemeter sein, das das Vorhandensein eines aufgespürten Metallgegenstands durch ein Tonsignal oder Sichtsignal anzeigt.

Die Phasenschieberanordnung 22 enthält zwei veränderbare Widerstände 40 und 42 von ungefähr 30 Kiloohm, die mit ihren Eingangsklemmen mit dem Kollektor bzw. dem Emitter des Transistors 20 verbunden sind. Die Basis des Tran­ sistors 20 ist mit dem Ausgang des Vorverstärkers 18 ver­ bunden. Der Transistor 20 dient als Ausgangsstufe des Vorverstärkers 18. Sein Kollektor ist über einen Last­ widerstand 44 von ungefähr 2.2 Kiloohm mit dem positiven Pol einer Gleichstromquelle verbunden. Sein Emitter ist über einen Emitterwiderstand 46 der gleichen Größe geerdet. Die Ausgangsklemme des Widerstands 40 ist mit einer mit "DISC" bezeichneten Klemme 48 eines Zweistellungs- Wahlschalters verbunden, dessen andere, mit "GEB" bezeich­ nete Klemme 50 mit der Ausgangsklemme des Widerstands 42 verbunden ist. Ein beweglicher Kontaktarm 52 verbindet wahlweise die Klemme 48 oder die Klemme 50 mit dem Eingang des Torkreises 24.

Ein Kondensator 54 von 0.001 Mikrofarad ist zwischen die Eingangsklemme des Widerstands 40 und die Ausgangsklemme des Widerstands 42 geschaltet. Ein Kondensator 56 von 0.015 Mikrofarad ist zwischen die Eingangsklemme des Widerstands 42 und die Ausgangsklemme des Widerstands 40 geschaltet. Als Folge der verschiedenen Größen der Kondensatoren 54, 56 verschieben die veränderbaren Wider­ stände 40 und 42 die Phase des Empfangssignals 58 (Fig. 3) um verschiedene Beträge. In der GEB-Lage des Kontaktarms 52 verschiebt der Widerstand 42 die Phase des Empfangssig­ nals 58 relativ zu den von dem Schaltimpulsgenerator 26 erzeugten Schaltimpulsen 64 derart, daß das phasenver­ schobene Empfangssignal 58′ in bezug zu den Schaltim­ pulsen 64 an Stellen liegt, an denen der Mineralbodenanteil des Empfangssignals 58 eine minimale Amplitude hat. Dies wird durch das Anzeigegerät 38 dadurch angezeigt, daß es kein Tonsignal oder eine Nullanzeige liefert, wenn der Suchkopf 16 über von Metallgegenständen freiem Mineral­ boden gehalten wird. Wie in Fig. 3 gezeigt, besteht ein Empfangssignal 58, das durch einen aufgespürten Metall­ gegenstand erzeugt und von der Empfangsspule 14 zum Ausgang des Vorverstärkers 18 weitergeleitet wird, aus einem Wirk­ widerstandssignalanteil 60, mit "R" bezeichnet, und einem Blindwiderstandssignalanteil 62, mit "X" bezeichnet, das um 90° gegenüber dem Wirkwiderstandssignalanteil 60 phasenver­ schoben ist. Dieses Empfangssignal 58 wird um einen Winkel R durch den veranderbaren Widerstand 42 in der GEB- Stellung des Kontaktarms 52 verschoben, so daß ein phasen­ verschobenes Empfangssignal 58′ entsteht, das aus einem phasenverschobenen Wirkwiderstandssignalanteil 60′ und Blindwiderstandssignalanteil 62′ besteht. Der phasenver­ schobene Blindwiderstandssignalanteil 62′ eilt dabei dem nicht phasenverschobenen Blindwiderstandssignalanteil 62 um den Winkel R voraus. Dies veranlaßt einen Null­ durchgang des phasenverschobenen Blindwiderstandssignalan­ teils 62 bei einem Punkt 68 in der Mitte jedes der Schalt­ impulse 64, die entsprechend dem Empfang des Sendesignals 66 durch den Schaltimpulsgenerator 26 erzeugt werden. Es wurde gefunden, daß der Mineralbodenanteil des Empfangssignals 58 in Phase mit dem Blindwiderstandssignalanteil 62 liegt, so daß die Minimumamplitude des Mineralbodenanteils dem Nulldurchgangspunkt 68 des phasenverschobenen Blindwider­ standssignalanteils 62′ entspricht. Wie in Fig. 3 gezeigt, enthält der phasenverschobene Blindwiderstandssignalanteil 62′, der dem Mineralbodenanteil entspricht, einen positiven Signalanteil 70 und einen negativen Signalanteil 72 auf einander gegenüberliegenden Seiten des Nulldurchgangspunkts 68. Da diese positiven und negativen Signalanteile 70 und 72 der Amplitude nach gleich, aber der Polarität nach ent­ gegengesetzt sind, löschen sie einander und werden zu Null in dem Torkreis 24. Als Ergebnis wird der Mineralboden­ anteil des Empfangssignals 58 in der gemittelten Ausgangs­ spannung, die vom Torkreis 24 erzeugt wird, eliminiert. Der negative Signalanteil 74 (eine Halbperiode) des phasen­ verschobenen Wirkwiderstandssignalanteils 60′ wird durch den Torkreis 24 während der Schaltimpulse 64 durchgelassen und integriert oder gemittelt, um eine negative Gleich­ spannung 108 am Ausgang 80 des Torkreises 24 zu erzeugen, die dem Signalanteil des aufgespürten Metallgegenstandes entspricht. Es mag wünschenswert sein, die Schaltimpulse 64 um 180° gegenüber der in Fig. 3 gezeigten Lage zu verlegen, so daß der Signalanteil 74 positiv wird, wodurch sich eine positive mittlere Gleichspannung 108 ergibt.

Fig. 2 zeigt ein Schaltbild des Torkreises 24 und des Schalt­ impulsgenerators 26. Der Torkreis 24 enthält einen Tor­ schalt-Transistor 76, der ein PN-Feldeffekttransistor sein kann, dessen Schaltelektrode mit der Torklemme 28, dessen Quellenelektrode S mit dem Eingang 78 und dessen Abfluß­ elektrode D mit dem Ausgang 80 des Torkreises 24 verbunden ist. Der Schaltimpulsgenerator 26 enthält einen Schalt­ transistor 82, der normalerweise nichtleitend vorgespannt ist. Seine Basis ist über einem Koppelwiderstand 84 von unge­ fähr 100 Kiloohm mit dem Eingang 85 des Schaltimpulsgene­ rators 26 verbunden, der mit dem Ausgang des Oszillators 10 verbunden ist. Die Basis des Schalttransistors 82 ist außerdem über einen Vorspannungswiderstand 86 von ungefähr 75 Kilo­ ohm mit einer positiven Gleichspannungsquelle +V verbunden. Der Emitter des Schalttransistors 82 ist geerdet. Sein Kol­ lektor ist mit der Basis des Torschalt-Transistors 76 ver­ bunden. Ein Lastwiderstand 88 von etwa 100 Kiloohm ist zwischen den Kollektor des Schalttransistors 82 und die Quellenelektrode S des Torschalt-Transistors 76 geschaltet. Wenn das Sinuswellensendesignal 66, das der Basis des Schalttransistors 82 zugeführt wird, ins Positive geht und die Nullinie genügend überschreitet, um den Emitter mit 0.7 Volt in Durchlaßrichtung vorzuspannen, wird der Schalttransistor 82 aus seinem nichtleitenden in seinen leitenden Zustand versetzt, d. h. durchgeschaltet und erzeugt die Vorderflanke eines Schaltimpulses 64. Der Schalttransitor 82 wird gesperrt, wenn das Sendesignal 66 über die Nullinie ins Negative zurückgeht und erzeugt so die nachlaufende Rückflanke des Schaltimpulses 64. Der Schaltimpuls 64 erhält daher eine Breite von etwa einer halben Periode des Sendesignals 66. Die Spannung der ins Positive gehenden Schaltimpulse 64 wächst von Null bis zu einer Spannung, die höher als diejenige normalerweise bei 1 bis 4 Volt liegende Spannung des Torschalt-Transistors 76 ist, die zur Durchschaltung des Torschalt-Transistors 76 ge­ braucht wird. Die Schaltimpulse 64 haben also eine aus­ reichende Amplitude zur Durchschaltung des Torschalt- Transistors 76 und bewirken daher, daß ein ausgetasteter Anteil des phasenverschobenen Empfangssignals 58′ von der Quellenelektrode S zur Abflußelektrode D durch den Torschalt-Transistor 76 während einer Zeitspanne durch­ gelassen wird, die der Breite des Schaltimpulses 64 ent­ spricht.

Der Torkreis 24 enthält einen integrierenden oder mitteln­ den, rauschmindernden Stromkreis mit einem ersten Arbeits­ verstärker 90, dessen invertierender Eingang über einen Koppelwiderstand 92 mit R2/2 etwa 510 Kiloohm mit der Ab­ flußelektrode D des Torschalt-Transistors 76 verbunden ist. Ein Ladewiderstand 94 von R2=1 Megohm ist zwischen den Aus­ gang 80 und den invertierenden Eingang des Arbeitsverstär­ kers 90 geschaltet. Der nicht invertierende Eingang des Arbeitsverstärkers 90 ist mit einer Quelle für eine posi­ tive Bezugsgleichspannung V_REF verbunden. Ein Glättungs­ (Mittelungs-) Kondensator 96 von 0.0047 Mikrofarad ist parallel zum Ladewiderstand 94 geschaltet und wirkt in­ tegrierend oder mittelnd auf die durchgeschalteten Signal­ anteile 70, 72, 74 des phasenverschobenen Empfangssignals 58′, die dem Arbeitsverstärker 90 durch den Torschalt- Transistor 76 zugeführt werden. Die RC-Zeitkonstante für die Ladung des Kondensators 96 durch den Ladewiderstand 94 liegt bei etwa 0.0047 Sekunden, wohingegen die Impuls­ breite der Schaltimpulse 64 etwa 0.000097 Sekunden beträgt, wenn das Sendesignal 66 eine Frequenz von 5130 Hertz hat. Somit ist die RC-Zeitkonstante zur Ladung des Kondensators 96 ungefähr 50mal so groß wie die Breite eines Schalt­ impulses 64, wodurch die Mittelung der ausgetasteten Signalanteile 70, 72, 74 möglich wird. Da das Verhältnis des Ladewiderstands 94 zum Koppelwiderstand 92 annähernd 2 : 1 ist, ist der Verstärkungsfaktor des Arbeitsverstärkers 90 etwa -2 für die Signalanteile 70, 72, 74, die durch den Koppelwiderstand 92 fließen.

Ein zweiter Arbeitsverstärker 98 im Torkreis 24 ist mit seinem Ausgang mit der Quellenelektrode S des Torschalt­ Transistors 76 und mit seinem invertierenden Eingang über einen Koppelwiderstand 100 von R1=100 Kiloohm und einen Kondensator 102 von 0.01 Mikrofarad mit dem Eingang 78 des Torkreises 24 verbunden. Ein Gegenkoppelwiderstand 104 von R1=100 Kiloohm ist zwischen den Ausgang und den inver­ tierenden Eingang des Arbeitsverstärkers 98 geschaltet. Da dieser Gegenkoppelwiderstand 104 dem Koppelwiderstand 100 widerstandsgleich ist, ist der Verstärkungsgrad des Arbeits­ verstärkers 98 gleich -1. Somit wird der durchgeschaltete Anteil des phasenverschobenen Empfangssignals 58′ durch den Arbeitsverstärker 98, den Torschalt-Transistor 76 und den Arbeitsverstärker 92 mit einem Verstärkungsgrad von -1 mal -2, also +2, verstärkt.

Der Eingang 78 ist außerdem über einen Überbrückungswider­ stand 106 von R2=1 Megohm unter Umgehung des Arbeitsver­ stärkers 98 und des Torschalt-Transistors 76 mit dem inver­ tierenden Eingang des Arbeitsverstärkers 90 verbunden. Da der Überbrückungswiderstand 106 widerstandsgleich mit dem Ladewiderstand 94 ist, hat der Arbeitsverstärker 90 einen Verstärkungsgrad von -1 für denjenigen Anteil des phasen­ verschobenen Empfangssignals 58′, der durch den Über­ brückungswiderstand 106 fließt. Dieser Anteil des phasen­ verschobenen Empfangssignals 58 wird zu dem Anteil des phasenverschobenen Empfangssignal 58′, der über den Ar­ beitsverstärker 98 und den Torschalt-Transistor 76 zum invertierenden Eingang des Arbeitsverstärkers 90 gelangt, addiert. Als Ergebnis hiervon wird das endgültige Aus­ gangssignal des Verstärkers 90 bei durchgeschaltetem Schalt­ transistor 76 gleich der Summe eines Signalanteils mit einem Verstärkungsgrad von -1 und eines Signalanteils mit einem Verstärkungsgrad von +2. Somit ergibt sich am Ausgang 80 ein Gesamtverstärkungsgrad von +2-1=+1. Wegen dieses Gesamtverstärkungsgrads von +1 während der Durchschaltung sind die positiven und negativen Signal­ anteile 70 und 72 des durchgeschalteten Blindwiderstands­ signalanteils 62′ am Ausgang 80 vor der Mittelung von der gleichen Polarität wie der phasenverschobene Blindwiderstands­ signalanteil 62′, wie in Fig. 3 gezeigt. In gleicher Weise ist der durchgeschaltete Signalanteil 74 des Wirkwider­ standssignalanteils 60′ von der gleichen Polarität wir der phasenverschobene Wirkwiderstandssignalanteil 60′.

Wenn jedoch der Torschalttransistor 76 gesperrt ist, gelangt das phasenverschobene Empfangssignal 58′ allein über den Überbrückungswiderstand 106 und den Arbeitsverstärker 90 zum Ausgang 80 mit einem Verstärkungsgrad -1. Daher sind der negative Signalanteil 72 und der positive Signalan­ teil 70 der Halbperiode des phasenverschobenen Blindwider­ standssignalanteils 62′, das zwischen den Schaltimpulsen 64 auftritt, invertiert und erscheinen als positiver Sig­ nalanteil 72′ und negativer Signalanteil 70′, wie in Fig. 3 mit gestrichelten Linien gezeigt. Da die invertierten positiven und negativen Signalanteile 70′ und 72′ von gleicher Amplitude aber entgegengesetzter Polarität sind, löschen sie sich gegenseitig in dem mittelnden Kondensator 96 aus. Somit ist der Mittelwert der Spannung aus dem durch­ geschalteten Blindwiderstandssignalanteil 62′ und dem Wirk­ widerstandssignalanteil 60′ des phasenverschobenen Empfangs­ signal 58′, das durch den Überbrückungswiderstand 106 fließt, wenn der Torschalttransistor 76 gesperrt ist, gleich Null und erbringt keine Änderung der Ausgangsgleichspannung 108 am mittelnden Kondensator 96. Wenn der phasenverschobene Wirkwiderstandssignalanteil 60′ positiver Polarität, der zwischen den Schaltimpulsen 64 auftritt, durch den Überbrückungswiderstand 106 und den Arbeitsverstärker 90 einen Verstärkungsgrad von -1 erhält, wird er invertiert zu einem negativen Wirkwiderstandssignalanteil 107, wie in Fig. 3 in gestrichelten Linien gezeigt. Der Mittelwert der Spannung dieses negativen Wirkwiderstands­ signalanteils 107 wird zum Mittelwert der Spannung des durchgeschalteten, nichtinvertierten Signalanteils 74 addiert, um eine Gleichspannung 108 am Ausgang 80 des Tor­ kreises 24 zu erhalten, die ungefähr 0.636 der Spitzen­ spannung der Halbperioden-Sinuswellen der Signalanteile 74 und 107 beträgt. Diese Gleichspannung 108 ist um etwa 6 Dezibel größer als der Mittelwert des durchgeschalteten Signalanteils 74 allein. Als Ergebnis dieser Erhöhung der Gleichspannung 108 weist der Metalldetektor eine besonders große Empfindlichkeit und ein besonders großes Signal- zu-Rausch-Verhältnis auf.

Das beschriebene Ausführungsbeispiel stellt einen abge­ glichenen Demodulator dar, der das Empfangssignal 58 zum Ausgang 80 des Torschaltkreises 24 während beider Halb­ perioden des Empfangssignals 58 weiterleitet. Jedoch ist auch ein durch Weglassen des Überbrückungswiderstands 106 entstehender, nichtabgeglichener Halbperiodendemodulator brauchbar, in dem die Signalanteile 72′, 70′ und 107 nicht gemittelt werden und daher einen Teil der Ausgangs-Gleich­ spannung 108 bilden. Allerdings beträgt der Wert der Aus­ gangs-Gleichspannung 108 eines derartigen unabgeglichenen Demodulators nur etwa die Hälfte des Werts eines abgegli­ chenen Demodulators.

Durch die Verwendung von Schaltimpulsen 64 mit einer Breite von mehr als 1/3-Periode - und bevorzugt gleich 1/2-Periode - des Sendesignals 66 wird das Rauschen des Metalldetektors stark vermindert. Das Grundrauschen hoher Frequenz wird zu Null gemittelt, weil ein solches Grund­ rauschen von viel höherer Frequenz ist als die Frequenz des Sendesignals 66. So hat das Grundrauschen, das in Metalldetektoren von Belang ist, meist eine Periode von 0.1 bis 1.0 Mikrosekunden, so daß viele Perioden solchen Grundrauschens während der breiten Schaltimpulse 64 auf­ treten. Wenn auch die größte Verringerung des Grund­ rauschens mit unendlich langen Schaltimpulsen 64 erreicht wird, so wurde doch gefunden, daß der größte Teil der Verringerung bereits bei Breiten der Schaltimpulse 64 von 1/3 Perioden des Sendesignals 66 erreicht wird. Außerdem wird ein harmonisches Rauschen, das eine Harmonische einer äußeren Sig­ nalquelle ist, - beispielsweise ein 60 Hertz-Signal, das durch Versorgungsleitungen in der Nähe des Suchortes ausgestrahlt wird und nahe der Frequenz des Sendesignals 66 oder einer Harmonischen davon liegt - weitgehend verringert. Harmo­ nisches Rauschen nahe der zweiten und dritten Harmonischen des Sendesignals 66 ist das größte Problem. Hat das Sende­ signal 66 beispielsweise eine Audiofrequenz von 5125 Hertz, so beträgt die zweite Harmonische dieser Frequenz 10250 Hertz. Diese liegt nahe der 171sten Harmonischen des 60-Herz­ signals der Versorgungsleitungen mit einer Frequenz von 10260 Hertz. Rauschen der zweiten und aller geradzahligen Harmonischen wird völlig eliminiert, wenn man Schaltimpulse 64 mit einer Impulsbreite von 1/2 Periode des Sendesignals 66 verwendet. Beispielsweise ist die Harmonische von 60 Hertz, die der dritten Harmonischen des Sendesignals 66 von 15375 Hertz am nächsten kommt, die 256ste Harmonische der 60 Hertz- Frequenz von 15360 Hertz. Diese dritte Harmonische wird völlig eliminiert, wenn man die Breiten der Schaltimpulse 64 gleich 1/3 Periode des Sendesignals 66 macht; jedoch wird sie nur teilweise eliminiert bei Breiten der Schaltimpulse 64 von einer Halbperiode. Dabei verringert die Halbperiode die dritte Harmonische um einen Betrag von 9.6 Dezibel oder 33% ihrer ursprünglichen Amplitude. Wenn auch die zweite und dritte Harmonische des Sendesignals 66 das größte Rauschen mit sich bringt, ist doch die zweite Harmonische die störendste, da diese eine viel größere Amplitude auf­ weist, die in manchen Fällen über zehnmal so hoch wie die der dritten Harmonischen ist. Aus diesem Grund ist es in den meisten Fällen vorzuziehen, die Breiten der Schaltim­ pulse 64 nahezu gleich der Halbperiode des Sendesignals 66 zu machen. Es können jedoch auch andere Quellen harmonischen Rauschens als 60 Hertz-Versorgungsleitungen, wie beispiels­ weise elektromotorisch angetriebene Werkzeugmaschinen, auf­ treten. Daher können die Breiten der Schaltimpulse 64 um einiges breiter oder schmaler als die Halbperiode sein.

Jedenfalls ist eine Breite der Schaltimpulse 64 von mindestens einer Drittelperiode des Sendesignals 66 zur Erreichung des besten Ergebnisses bei der Rauschverringerung am günstigsten.

Der Überbrückungswiderstand 106, der den Torkreis 24 zu einem abgeglichenen Demodulator macht, bildet zusammen mit dem mit­ telwertbildenden Kondensator 96 und dem Ladewiderstand 94 ein Tiefpaßfilter, das niederfrequentes, subharmonisches, unter­ halb der Frequenz des Sendesignals 66 liegendes Rauschen der Ausgangsgleichspannung 108 verringert.

Die Wirkungsweise des Metalldetektors nach dem Unterscheidungs­ modus ist ähnlich der Wirkungsweise nach dem GEB-Modus. Je­ doch wird der Hintergrundsignalanteil, der durch unerwün­ schte Metallgegenstände erzeugt wird, durch das Durchschalten meist stärker als die Mineralbodenkomponente verringert. Bei dem Unterscheidungsmodus entspricht die Signalkomponente des Hintergrundsignalanteils unerwünschten Metallgegenständen, wie Metallstreifen, Flaschenkapseln oder Kaugummihüllungen. Der durchgeschaltete Hintergrundsignalanteil, der uner­ wünschten Metallgegenständen entspricht und von dem Torschalt- Transistor 76 durchgelassen wird, hat positive und negative Anteile gleicher Amplitude und entgegengesetzter Polarität, die auf verschiedenen Seiten des Nulldurchgangspunkts 68 auf der Nullinie liegen, ebenso wie die Signalanteile 70 und 72 in Fig. 3. Aus diesem Grund heben sich die positiven und ne­ gativen Anteile des durchgeschalteten Hintergrundsignals auf, werden im Kondensator 96 zu Null gemittelt und eliminieren dadurch den Hintergrundsignalanteil aus der am Ausgang 80 erzeugten Gleichspannung 108.

Da der Metalldetektor nicht gleichzeitig sowohl den Mineral­ bodensignalanteil als auch den Hintergrundsignalanteil eines unerwünschten Gegenstandes eliminieren kann, sind die Wider­ stände 40, 42 der Phasenschieberanordnung 22 wahlweise durch den Schalter 50 zu verschiedenen Zeiten mit dem Torkreis 24 verbindbar.

Claims (12)

1. Metalldetektor mit einer Sendespule (12) und einer Empfangsspule (14) in einem Suchkopf (16), mit einem Oszillator (10) zur Erzeugung eines kontinuierlichen, periodischen Sendesignals (66) durch kontinuierliche, periodische Erregung der Sendespule (12), mit einer Empfangsspule (14), in der das Sendesignal (66) ein Empfangssignal (58) induziert, mit einem Schalt­ impulsgenerator (26) zur Erzeugung von zum Sende­ signal (66) periodisch zeitbezogenen Schaltimpulsen (64), mit einem von diesen Schaltimpulsen (64) gesteuerten Gatter (76), das einen an die Empfangs­ spule (14) gekoppelten Eingang (78) und einen ein gegattertes Ausgangssignal (70, 72, 74) an eine Auswerteschaltung (30, 32, 36, 38) gebenden Ausgang (80) aufweist, und mit einer Phasenschieberanordnung (22) zur Verschiebung der Phase des Empfangssignals (58) relativ zur Phase des Ausgangssignals (70, 72, 74), dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltimpuls­ generator (26) Schaltimpulse (64) abgibt, die eine Dauer von mindestens einer Drittelperiode des Sende­ signals (66) haben, daß die Phasenschieberanordnung (22) einstellbar ist und daß zwischen das Gatter (76) und den Ausgang (80) ein Integrator (90, 92, 94, 96) geschaltet ist.

2. Metalldetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (10) ein Sinuswellen-Audiofrequenz- Oszillator ist.

3. Metalldetektor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltimpulse (64) eine Dauer von wenigstens annähernd einer Halbperiode des Sendesignals (66) haben.

4. Metalldetektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltimpulsgenerator (26) eine kürzere Einschwingzeit hat als der Oszillator (10).

5. Metalldetektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrator (90, 92, 94, 96) einen Kondensator (96) enthält, der mit dem Ausgang (80) und einem Ladewiderstand (94) verbunden ist, wobei das Produkt der Werte des Ladewiderstands (94) und des Kon­ densators (96) vielfach größer ist als die Dauer eines Schaltimpulses (64).

6. Metalldetektor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (96) als Gegenkopplungskondensator eines ersten Aibeitsverstärkers (90) geschaltet ist, der einen mit einem Ausgangsanschluß (D) des Gatters (76) über einen ersten Koppelwiderstand (92) verbundenen invertierenden Eingang aufweist.

7. Metalldetektor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang (78) mit dem Gatter (76) über einen zweiten Ar­ beitsverstärker (98) verbunden ist, daß ein Überbrückungs- Widerstand (106) zwischen den Eingang des zweiten Arbeits­ verstärkers (98) und den Eingang des ersten Arbeitsver­ stärkers (90) geschaltet ist und daß der Ladewiderstand (94) einen Widerstandswert aufweist, der wenigstens annähernd gleich dem Widerstandswert des Überbrückungs-Widerstands (106) ist.

8 Metalldetektor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert des ersten Koppelwiderstands (92) etwa halb so groß ist wie der Widerstandswert des Ladewiderstands (94).

9. Metalldetektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter (76) durch einen Feld­ effekttransistor gebildet ist, dessen Eingangsanschluß (S) mit dem Eingang (78), dessen Ausgangsanschluß (D) mit dem Ausgang (80) und dessen Schaltanschluß (28) mit dem Schaltimpuls­ generator (26) verbunden ist.

10. Metalldetektor nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Eingang (78) und einem in­ vertierenden Eingang des zweiten Arbeitsverstärkers (98) ein zweiter Koppelwiderstand (100) liegt und daß ein Gegen­ kopplungswiderstand (104) zwischen dem Ausgang und dem in­ vertierenden Eingang des zweiten Arbeitsverstärkers (98) liegt, wobei beide Widerstände (100, 104) gleiche Widerstandswerte aufweisen.

11. Metalldetektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschieberanordnung (22) zwei parallel zueinander geschaltete, manuell einstell­ bare Phasenschieber (40, 54; 42, 56) und einen Schalter (50) zum wahlweisen Anschalten des einen Phasenschiebers (40, 54) oder des anderen Phasenschiebers (42, 56) aufweist.

12. Metalldetektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche dadurch gekennzeichnet, daß ein Nulldurchgang des Oszillator­ signals (86) in der einen Richtung einen Schaltimpuls (64) begin­ nen läßt und daß ein Nulldurchgang des Oszillatorsignals (66) in der anderen Richtung den Schaltimpuls (64) enden läßt.