DE2204853C2 - Schaltungsanordnung zum Zünden eines steuerbaren bidirektionalen Thyristors - Google Patents
Schaltungsanordnung zum Zünden eines steuerbaren bidirektionalen ThyristorsInfo
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- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 title claims description 10
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 claims description 11
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 11
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 10
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 claims description 6
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims description 3
- 238000005215 recombination Methods 0.000 claims description 2
- 230000006798 recombination Effects 0.000 claims description 2
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 description 35
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 28
- 238000001465 metallisation Methods 0.000 description 11
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 10
- 239000012535 impurity Substances 0.000 description 9
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 6
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 6
- 230000009471 action Effects 0.000 description 3
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 2
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 2
- 230000002146 bilateral effect Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000001808 coupling effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 238000002347 injection Methods 0.000 description 1
- 239000007924 injection Substances 0.000 description 1
- 230000000873 masking effect Effects 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 238000002161 passivation Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
- H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
- H01L27/04—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body
- H01L27/06—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration
- H01L27/07—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration the components having an active region in common
- H01L27/0744—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration the components having an active region in common without components of the field effect type
- H01L27/075—Bipolar transistors in combination with diodes, or capacitors, or resistors, e.g. lateral bipolar transistor, and vertical bipolar transistor and resistor
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/257—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/2573—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with control circuit
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- Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Zünden eines steuerbaren bidirektionalen
Thyristors gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Eine solche Schaltungsanordnung ist aus der Druckschrift Electronic Design. August 30. 1966. Seite 38 bis
42. insbesondere Seite 40 Fig. 5 in Verbindung mit Seite
39 Fig. 2b bekannt. Bei den im Oberbegriff des Anspruchs 1 aufgeführten Bauelementen handelt es sich
jedoch bei der bekannten Schaltungsanordnung um die
Elemente des Ersatzschaltbildes eines dort benutzten gategesteuerten zweiseitig leitenden Silizium-Schalters
(Silicon Bilateral Switch) SBS. Damit diese bekannte Schaltungsanordnung möglichst hysteresefrei arbeitet,
wird am Ende jeder Wechselspannungsperdiode der Kondensator der Zündspannungsquelle über das Gate
des SBS auf 0 Volt entladen. Zu diesem Zweck ist das Gete des SBS über eine zusätzliche Schaltungsanordnung
aus zwei Dioden und einem ohmschen Widerstand mit den beiden hauptstromführenden Anschlüssen des
bidirektionalen Thyristors verbunden. Die periodisch vorgenommene Kondensatorentladung führt jedoch bei
großen Zündwinkeln zu einer asymmetrischen Zündung des bidirektionalen Thyristors. Um diesen Nachteil zu
beseitigen, sind weitere Kompensationsmaßnahmen erforderlich.
Ein hysteresefreier Betrieb ohne die Benutzung des Gates des SBS ist aus der genannten Druckschrift nicht
bekannt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Schaltungsanordnung zum Zünden eines steuerbaren
bidirektionalen Thyristors der eingangs genannten Art unter Vermeidung von zusätzlichen Verbindungen zu
den hauptstromführenden Anschlüssen des bidirektionalen Thyristors bei minimaler Hysterese mit eine
verhältnismäßig geringen Anzahl von Bauelementen auszukommen und eine problemfreie Aussteuerung
über praktisch den gesamten Phasenwinkelbereich von 180" sicherzustellen. Diese Aufgabe wird durch die im
Anspruch I gekennzeichneten Merkmale gelöst.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bietet die Vorteile, daß ihre Herstellungskosten gering sind
und daß sie in einem verhältnismäßig kleinen Raum untergebracht werden kann. Es wird eine Phasenwinkelzündung
mit einem sehr geringen Hystereseprozentsatz erreicht, nämlich in der Größenordnung von 3% oder
weniger.
Ein bedeutender Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung besteht auch darin, daß sie in
äußerst einfacher Weise in Form eines monolithisch integrierten Halbleiterkörpers ausgebildet werden
kann. Zur Herstellung dieses monolithisch integrierten
Halbleiterkörpers sind lediglich zwei Verunreinigungsdiffusionsschritte erforderlich. Isolations- oder Trennungsdiffusionen
oder andere besondere Maßnahmen zum Trennen der in einem einzigen Halbleiterkörper
integrierten Schaltelemente sind nicht notwendig. Darüber hinaus kann die integrierte Halbleiteranordnung
derart ausgebildet werden, daß ohne großen Aufwand parasitäre Transistorwirkengen vermieden
werden, die durch die Injektion von Minorit?tsträgern
hervorgerufen werden könnten.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet
Die Erfindung wird nachstehend an Hand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele erläutert.
Die
F i g. 1 zeigt — teilweise in Form eines Blockschaltbilds — eine wechselstromgespeiste Steuerschaltung für
einen bidirektionalen Thyristor, bei der die erfindungsgemäße Lehre besonders gut anwendbar ist Die
Fig.2 zeigt den seitlichen Verlauf von Spannungen,
die beim Betrieb der in der Fig. 1 dargestellten Schaltung auftreten. Die
F i g. 3 ist eine der F i g. 2 ähnliche Darstellung, zeigt jedoch die Spannungsverläufe bei einem anderen
eingestellten Arbeitspunkt. Die
Fig.4 ist der Darstellung nach der l-'ig.2 ähnlich,
veranschaulicht jedoch die durch die Erfindung hervorgerufene unterschiedliche Arbeitsweise. Die
Fig.5 stellt eine der Fig. 1 ähnliche Schaltungsanordnung
dar, zeigt jedoch ein abgeändertes Ausfiihrungsbeispiel für eine bekannte wechselstromgespeiste
Steuerschaltung. Die
Fig.6 zeigt an Hand eines Schaltschemas ein
Ausführungsbeispiel einer nach der Erfindung ausgebildeten Schaltungsanordnung zum Zünden von Thyristoren.
Die
Fig. 7 stellt an Hznd eines Diagramms eine
Strom-Spannungs-Kennlinie dar, die zur Erläuterung der in der F i g. 6 gezeigten Schaltungsanordnung dient.
Die
Fig. 8 ist eine Draufsicht auf eine monolithisch integrierte Halbleueranordnung der in der Fig.6
dargestellten Schaltung nach der Erfindung. Die ^
Fig. 9 zeigt ein weiteres Schaltschema einer erfin-Jungsgemäßen
Schaltungsanordnung zum Zünden von Thyristoren. Die
Fig. 10 ist eine Draufsicht auf eine monolithisch integrierte Halbleiteranordnung der in der Fig.9
dargestellten Schaltung nach der Erfindung.
In der Fig. 1 ist ein Ausführungsbeispiel einer bekannten Steuerschaltung dargestellt, die mit Hilfe
eines bidirektionalen Thyristors die Leistung steuert, die ein ohmscher Verbrauche!" von einer Wechselspannungsquelle
aufnimmt. O'C in der Fig. 1 dargestellte Steuerschaltung weist Anschlußklemmen 2 und 4 auf,
die an eine nicht dargestellte Wechselspannungsquelle angeschlossen sind. Unter der Steuerung eines hauptstromführenden
Thyristors 8 wird einem mit dem Thyristor in Reihe geschalteten Verbraucher 6 Strom
von der Wechselspannungsquelle zugeführt Im vorliegenden Fall handelt es sich um einen bidirektionalen
Thyristor 8, der aufgrund von Zündimpulsen, die seinem Steueranschluß 12 von einer Zündschaltung 10 zugeführt
werden, in aufeinanderfolgenden Halbperioden der Wechselspannungsquelle den Verbraucherstrom
abwechselnd in beiden Richtungen führen kann. Dabei hängt der Zündwinkel des Thyristors 8 von der
Ladespannung eines Kondensators 14 ab, der über einen veränderbaren Widerstand 16 so lange aufgeladen wird,
bis das Potential an einem Anschlußpunkt 15 hinreichend hoch ist, um die Durchbruchschwellenspannung
der Zündschaltung 10 zu überwinden und dem Steueranschluß 12 des Thyristors 8 einen Zündimpuls
zuzuführen. Wenn der Thyristor während jeder einen Winkel von 180° umfassenden Halbperiode der
Wechselspannungsquelle nur für \trfiige Winkelgrad
leitend ist, nimmt der Verbraucher ein*, sehr geringe Leistung auf. Wenn hingegen der Thyristor über eine
längere Zeit leitend ist, was dadurch geschieht, da 8 der Thyristor in jeder Halbperiode früher gezündet wird, ist
der Strcmflußwinkel und damit die dem Verbraucher zugeführte Leistung größer.
Um die im Zusammenhang mit der Schaltung nach der F i g. 1 auftretende Hysterese besser erläutern zu
können, wird im folgenden auch auf die in den F i g. 2,3 und 4 dargestellten Signalverläufe Bezug genommen.
Wenn der Thyristor 8 ständig gesperrt bleibt, ändert sich die Spannung am Kondensator 14 sinusförmig, wie
es durch den Verlauf 20 in der F i g. 2 dargestellt ist. Wie .iian weiter sieht, eilt die durch den Verlauf 20
dargestellte Kondensatorspannung der durch den Verlauf 22 dargestellten Spannung der Wechselspannungsquelle
um einen Phasenwinkel von 90° nach. Das bedeutet, daß bei gesperrtem Thyristor 8 der Kondensator
14 während jeder Halbperiode der speisenden Wechselspannung zunächst von einem Maximalwert
entladen und dann mit umgekehrter Polarität auf einen Maximalwert aufgeladen wird, dessen Polarität mit
derjenigen der betrachteten Halbperiode d^r Netzwechselspannung
übereinstimmt. Wenn d^r Widerstand 16 auf einen hinreichend hohen Wert eingestellt ist,
reicht die Spannung am Kondensator 14 und damit das Potential am Anschlußpunkt !5 nicht aus, um den
Schwellenspannungswert der Zündschaltung 10 zu überwinden und den Thyristor 8 über den Steueranschluß
12 zu zünden. Wenn man jedoch den Widerstand 16 auf einen kleineren Wert einstellt, wird de.·
Kondensator 14 schneller auf eine höhere Spannung umgeladen, mit der Folge, daß an der in der Fig. 2
dargestellten Stelle 26 die Kondensatorspannung .den erforderlichen Schwellenspannungswert erreicht und
der Thyristor 8 über die Zündschaltung 10 in den leitenden Zustand geschaltet wird. Sobald der Thyristor
8 zündet, wird Her Kondensator 14 über den verhältnismäßig niedrigen Widerstand, der von der
Zündschaltung 10 und der damit in Reihe geschalteten Steueran-xhluß-Anodenanschluß-Strecke des Thyristors
dargestellt wird, schlagartig entladen. Dadurch fällt die Kondensatorspannung augenblicklich auf einen
Wert von nahezu OV ab, wie es in der Fig.2 an der
Stelle 28 angedeutet ist. Der Thyristor wird für eine kurze Zeitspanne in den leitenden Zustand geschaltet,
wie es an der Stelle 30 in der F i g. 2 angedeutet ist. Der Thyristor ist daher in dieser besonderen Halbperiode
der zugeführten Wechselspannung für einige wenige Winkelgrad leitend, so daß dem Verbraucher eine
gewünschte geringe Energiemenge zugeführt wird.
Während der nächsten Halbperiode der Netzwechselspannung beginnt die Umladung des Kondensators
14 nicht vom maximalen Spannungswert der entgegengesetzten Polarität, sondern vom Spannungswert 0, wie
es an der Stelle 28 in der F i g. 2 dargestellt ist. Dadurch lädt sich der Kondensator 14 zu einem wesentlich
früheren Zeitpunkt in der Halbperiode der Netzwechselspannung auf. so daß der Thyristor zu einem früheren
Zeitpunkt gezündet wird, wie es an der Stelle 32 in der F i g. 2 dargestellt ist. Im Gegensatz zu der vorangegangenen
Halbperiode wird der Thyristor für eine längere Zeitdauer innerhalb der betreffenden Halbperiode in
den leitenden Zustand geschaltet, wie es an der Stelle 34 dargestellt ist. Die damit verbundene Kondensatorentladung
ist durch den Kurvenabschnitt mit den Endpunkten 32 und 36 dargestellt. Die in den
nachfolgenden Halbperioden auftretende Kondensatorentladung infolge Zündung des Thyristors ist durch
entsprechende Kurvenabschnitte 38, 40 sowie 42, 44 dargestellt. Durch diese schlagartige Kondensatorentladung
wird auch in den nachfolgenden Halbperioden bewirkt, daß der Thyristor früher als in der allerersten
Halbperiode gezündet wird, so daß der Verbraucher eine größere als die gewünschte Leistung aufnimmt.
Wenn daher eine Zündschaltung für einen bidirektionalen Thyristor in der in der F i g. 2 dargestellten Weise
arbeitet tritt am Anfang der mit einem Wert von 0 beginnenden Leistungszufuhr zu dem Verbraucher ein
störender Leistungszunahmeschrit» auf. so daß die zugeführte Leistung wesentlich größer als die gewünschte
ist. Um die Verbraucherleistung auf das gewünschte niedrige Niveau herabzusetzen, ist daher
c 1 i:_l
chic zweite einteilung des Wiuci mumuS Io cFiöFuci i
Diese störende F.rscheinung wird Hysterese genannt und tritt nicht auf. wenn man die dem Verbraucher
zugeführte Leistung von einem höheren Wert ausgehend vermindert. Dies kann man beispielsweise an Hand *o
des in der F i g. 3 dargestellten Zustands erläutern. Bei einer Verminderung der zugeführten Leistung beginnt
nämlich der Ladevorgang des Kondensators stets mit dem Wert 0. da der Kondensator in der jeweils
vorangegangenen Halbperiode bereits sehr frühzeitig entladen worden ist. wie es in der Fig.3 für einen
Stromflußwinkel von nahezu 180' dargestellt ist.
Um die mit der Hysterese verbundenen Schwierigkeiten zu lösen, ist es bereits bekannt zwischen die
Zündschaltung IO und den Steueranschluß 12 des so Thyristors eine Zenerdiode 48 in Reihe zu schalten, wie
es in der Fig. 5 dargestellt ist. Die Zenerdiode wird derart gewählt, daß ihre Zenerspannung etwa mit
derjenigen Spannung übereinstimmt, um die der Kondensator 14 beim Zünden des Thyristors entladen
wird, also um den in der F i g. 2 zwischen den Punkten 26
und 28 dargestellten Spannungsabfall. Die Zenerdiode bewirkt daß sich der Kondensator bei der einen
Polarität auf eine hohe Schwellenspannung auflädt, wie es an der Stelle 50 in der Fig.4 gezeigt ist bevor der
Thyristor zündet. Diese höhere Schwellenspannung setzt sich zusammen aus der Schwellenspannung der
Zündschaltung 10 und der Durchbruchspannung der Zenerdiode 48. Die Folge davon ist daß der
Spannungsverlauf am Kondensator 14 von dem einen Entladungspunkt bis zum nächsten bei jeder Polarität
der gleiche ist. so daß. wie es in der F i g. 4 dargestellt ist die Verbraucherspannung beim Einschalten des Thyristors
keinen Sprung zu einem höheren als dem gewünschten Wert ausführt
In der F i g. 6 ist eine nach der Erfindung ausgebildete
Schaltungsanordnung dargestellt, die die störende Hystereseerscheinung in einem höheren Maße als die
bekannten Anordnungen gering hält bzw. vermeidet und insbesondere dazu geeignet ist, zwischen die
Anschlußklemmen 15 und 12 der in der Fig. 1 dargestellten Schaltung geschaltet zu werden. Die in der
Fig. 6 gezeigte Schaltungsanordnung enthält zwei NPN-Transistoren Q I und ζ)3, zwei PNP-Transistoren
Q2 und <?4, zwei Widerstände Ri und R2. die
vorzugsweise jeweils einen Wert von etwa 20 000 Ω haben, und drei Zenerdioden Di. D2 und D 3, deren
Zenerspannungen jeweils etwa 8 V betragen und die vorzugsweise einen monolithisch integrierten Aufbau
bilden.
Wenn beim Betrieb der in der Fig.6 dargestellten
Schaltungsanordnung die Spannung am Anschlußpunkt 15, der den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand
16 und dem Kondensator 14 darstellt, in bezug auf den Anschlußpunkt 12 zunehmend positiv wird, befindet
sich die dargestellte Zündschaltung anfangs in einem nichtleitenden Zustand. Das bedeutet, daß zwischen den
Anschlußpunkten 15 und 12 ein hoher Widerstand liegt, der verhindert, daß zum Steueranschluß des Thyristors 8
ein Zbiidstrom fließt. Wenn die Spannung am
Anschlußpunkt 15 auf einen Pegel angewachsen ist, der gleich der Summe der Durchbruchspannung der
Zenerdiode D1 und der vorwärtsgerichteten Vorspannung
der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q2 ist,
beginnt durch diesen Zweig der Schaltungsanordnung ein Strom von der Anschlußklemme 15 zur Anschlußklemme
12 zu fließen. Infolge dieses vom Emitter zur Basis des Transistors Q2 fließenden Stroms wird der
leitend, und es beginnt ein Strom vom Kollektor zum Emitter des Transistors zu fließen. Der Kollektorstrom
des Transistors Q2 fließt zu einem Widerstand R 1 und zur Basis des Transistors Q 1. Infolge des Basisstroms
des Transistors Q1 beginnt aufgrund der normalen
Transistorwirkung ein Strom vom Kollektor zum Emitter des Transistors Q 1 zu fließen. Der Kollektorstrom
des Transistors Q 1 bildet für den Transistor Q 2 einen zusätzlichen Basisstrom.
Bei einem Strompegel, der durch die Verstärkung der Transistoren Qi und Q 2 sowie durch den Wert des
Widerstands R 1 bestimmt ist geht die Kombination aus den Transistoren Qi und ζ>2 entsprechen^ der
bekannten PNPN-Wirkungsweise in einen hochleitenden Zustand über, so daß jetzt der Widerstand zwischen
dem Emitter des Transistors Q 2 bzw. dem Anschlußpunkt 15 und dem Emitter des Transistors Q 1 bzw. dem
Anschlußpunkt 12 äußerst gering ist Über diesen äußerst niederohmigen Strompfad zwischen den Klemmen
15 und 12 kann sich jetzt der Kondensator 14 über den Zündanschluß des Thyristors 8 entladen, so daß der
Thyristor gezündet wird. Die Strom-Spannungs-Kennlinien einer derartigen Zündung sind in der F i g. 7
grafisch dargestellt Dabei ist der Zündstrom, der von der Anschlußklemme 15 zur Anschlußklemme 12 fließt
längs der Ordinate und die Spannung zwischen den Klemmen 15 und 12 längs der Abszisse dargestellt Wie
es aus der Fig.7 hervorgeht, nimmt die Spannung
zwischen den Klemmen 15 und 12 zu, wenn der Kondensator 14 aufgeladen wird, und zv/ar solange, bis
der Schwellenwert der Zündspannung erreicht ist wie es an der Stelle 62 in der F i g. 7 dargestellt ist In diesem
Zustand ist die Spannung gleich der Durchbruchspannung der Zenerdiode DI plus der vorwärtsgerichteten
Vorspannung an der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Ql. Bei diesem Spannungszustand beginnt die
vorstehend beschriebene Rückkopplungswirkung, während der der Widerstand zwischen den Klemmen 15 und
12 von einem sehr hohen Wert auf einen äußerst geringen Wert sehr schnell abfällt.
Im folgenden wird die Arbeitsweise der in der F i g. 6
dargestellten Schaltungsanordnung bei umgekehrter Polarität beschrieben. Es wird daher im folgenden
angenommen, daß der Anschlußnunkt 12 gegenüber dem Anschlußpunkt 15 zunehmend positiver wird. In
diesem Fall beginnt sich also der Kondensator 14 mit negativ werdender Anschlußklemme 15 zu laden. Wenn
aufgrund der Kondensatorladespannung die Spannung zwischen den Klemmen 15 und 12 den Schwellenwert
für die Zündspannung erreicht, der sich aus der Durchbruchspannung der Zenerdiode D 2 sowie der
Zenerdiode £>3 und der vorwärtsgerichteten Vorspannung
an der Basis-Emitter-Strecke des Transistors <?4 zusammensetzt und in der Fig. 7 an der Stelle 64
dargestellt ist. beginnt durch diesen Zweig der Schaltungsanordnung Strom von der Anschlußklemme
12 zur Anschlußklemme 15 zu fließen. Der Strom durch die Emitter-Basis-Strecke des Transistors (?4 veranlaßt,
daß aufgrund der normalen Transistorwirkung auch ein Strom vom Emitter zum Kollektor des Transistors Q4
fließt. Der Kollektorstrom des Transistors Q4 fließt
zum Widerstand R2 und zur Basis des Transistors Q3. Infolge des Basisstroms des Transistors ζ>3 fließt auch
aufgrund der normalen Transistorwirkung ein Strom vom Kollektor zum Emitter des Transistors Q3. Der
Kollektorstrom des Transistors Q3 stellt einen zusätzlichen Basis-Emitter-Strom für den Transistor Q4 dar.
Bei einem Strompegel, der durch die Verstärkung der T ransisiörert Q3 und ζ/4 sowie ueti Wert des
Widerstands /?2 bestimmt ist, zeigt die aus den Transistoren Q3 und Q4 aufgebaute Kombination die
bekannte PNPN-Rückkopplungswirkung, so daß diese Transistoren in einen vollkommen leitenden Zustand
übergehen und zwischen den Klemmen 12 und 14 einen Strompfad mit einem äußerst geringen Widerstand zur
Verfügung stellen. In diesem Fall entlädt sich der Kondensator 14 jedoch nicht auf eine geringere als die
Durchbruchspannung der Zenerdiode D 3. wie es an der Stelle 66 in der F i g. 7 gezeigt ist.
Die F i g. 8 ist eine Draufsicht auf einen plattenförmigen Halbleiterkörper, der eine monolithisch integrierte
Verkörperung der in der F i g. 6 gezeigten Schaltungsanordnung darstellt. Um den in der F i g. 8 dargestellten
Aufbau möglichst wirtschaftlich herzustellen, wird gemäß der Erfindung keine Trennungsdiffusion zwischen
den Transistoren vorgesehen. Obwohl zur Ausbildung der PN-Obergänge ein herkömmliches
fotolithografisches Verunreinigungsdiffusionsverfahren mit isolierenden Maskier- und Passivierungsschichten
verwendet wird, umfaßt das Verfahren zum Herstellen des erfindungsgemäßen Aufbaus lediglich zwei Diffusionsschritte.
Dadurch werden die Herstellungskosten so gering wie möglich gehalten. Obwohl alle Polaritäten
und Leitfähigkeitstypen im Rahmen der erfindungsgemäßen Lehre umgekehrt werden können, wird der an
Hand der Fig.8 beispielshalber erläuterte Aufbau lediglich für ein Haibleiiergrundsubstrat 7i vom
N-Leitungstyp beschrieben.
Das Substrat 71 bildet den Kollektor der Transistoren Qi und Q 3, bei denen es sich um senkrechte
NPN-Bauelemente handelt, und die Basis der Transistoren
Q 2 und QA, bei denen es sich um seitliche PNP-Bauelemente handelt. Eine Zone 72 wird durch
eine erste oder P-Typ-Diffusion gebildet. Diese Zone dient als Basis für den Transistor Q3 und als Kollektor
für den Transistor Q 4. Ein langgestreckter Abschnitt der Zone 72 bildet den Widerstand R2 und die Anode
der Zenerdiode D 2. Durch eine zweite oder N-Typ-Diffusion wird eine Zone 73 gebildet. Diese Zone dient als
ίο Emitter des Transistors <?3. Eine Kontaktmetallisierung
73a für den Emitter des Transistors Q 3 erstreckt sich an einer Stelle 73b zu dem der Basis des Transistors Q 3
entfernt liegenden Ende des Widerstands R 2. Durch die P-Typ-Diffusion wird eine Zone 74 gebildet. Diese Zone
dient als Emitter des sich seitwärts erstreckenden Transistors Q4. Eine Kontaktmetallschicht auf der
Oberfläche der Zone 74 dient als Anschlußklemme 12. Durch die N-Typ-Diffusion wird eine Zone 75 gebildet,
die in einem Bereich 75a die Zone 72 überlappt und als Katode der Zenerdiode D2 dient. Durch die P-Typ-Diffusion
wird eine Zone 76 gebildet. Diese Zone dient als Basis des senkrechten Transistors Q1 und als Kollektor
des seitlichen Transistors Q 2 und weist einen langgestreckten Abschnitt auf, der den Widerstand R 1
und die Anode der Zenerdiode D1 bildet. Durch die
N-Typ-Diffusion wird eine Zone 77 gebildet. Diese Zone überlappt im Bereich 77a geringfügig die Zone 76 und
dient als Katode der Zenerdiode DI. Bei der N-Typ-Diffusion wird eine weitere Zone 78 gebildet.
Diese dient als Emitter des Transistors Q1. Eine
Kontaktmetallisierung 78a für den Emitter des Transistors Q 1 erstreckt sich an der Stelle 78t zu dem der
Basis des Transistors Q1 abgewandten Ende des
Widerstands R 1. Weiterhin erstreckt sich die Kontaktmetallisierung
an der Stelle 78czu der Anschlußklemme 12. Durch die P-Typ-Diffusion wird eine Zone 79
gebildet. Diese Zone dient als Emitter des seittichen Transistors ζ) 2 und als Anode der Zenerdiode D3. Eine
Kontaktmetallisierung auf der Oberfläche der Zone 79 bildet die Anschlußklemme 15. Bei der N-Typ-Diffusion
entsteht eine weitere Zone 80, die als Katode für die Zenerdiode D 3 dient.
Ein besonderer Vorteil der in den Fig.6 und 8
dargestellten Schaltung besteht darin, daß sie bei minimalen Herstellungskosten mit nur zwei Verunreinigungsdiffusionsschritten
hergestellt werden kann und keine Diffusionsisolation oder andere besondere Maßnahmen
zur Trennung bzw. Isolation zwischen den Bauelementen erforderlich sind. Darüber hinaus verhindem
die Anordnung und Verbindung der Diode 3, deren Kato.ie direkt mit dem Widerstand R 2 und deren
Anode direkt mit dem Emitter des Transistors Q 2 verbunden ist eine parasitäre Transistor- oder PNPN-Wirkung
zwischen der N-Typ-Katode der Zenerdiode
5* D 3, der P-Typ-Anode der Zenerdiode D 3, des
N-Typ-Substrats 71 und des P-Typ-Emitters des Transistors Q 2.
In der Fig.9 ist das Schaltschema einer weiteren
Ausführungsform der Erfindung dargestellt Auch dieses Ausführungsbeispiel ist geeignet, um mit den Anschlußklemmen
15 und 12 der in der F i g. 1 dargestellten Schaltung verbunden zu werden. Die in der Fig.9
gezeigte Schaltungsanordnung enthält zwei NPN-Transistoren Qi und Q 3, zwei PNP-Transistoren Q 2 und
Q 4, zwei Widerstände Ri und R 2, die vorzugsweise
jeweils 20 000 Ω haben, und vier Zenerdioden Dl, DZ
D 3 und D 4, deren Zenerspannungen etwa 8 V betragen. Die genannten Bauelemente sind in der
gezeigten Weise verbunden und bilden vorzugsweise einen monolithisch integrierten Aufbau, der noch im
einzelnen beschrieben wird. Für den Fall, daß beim Betrieb der in der Fig.9 dargestellten Schaltungsanordnung
die Anschlußklemme 15 gegenüber der Anschlußklemme 12 zunehmend positiv wird, geht die
anfangs nicht leitende Zündschaltung in den leitenden Zustand über, sobald die Spannung zwischen den
Klemmen 15 und 12 die Summenspannung aus der Durchbruchspannung der Zenerdiode D1 und der
vorwärtsgerichteten Vorspannung der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q2 erreicht. Sobald dies
geschieht, tritt in der aus den Transistoren Q\ und Q2
gebildeten Kombination eine Rückkopplung auf, die als PNPN-Wirkung bekannt ist und bereits im Zusammenhang
mit der Schaltungsanordnung nach der Fig. 6 beschrieben wurde. Infolge dieser Rückkopplungswirküng
entsteht ein MicdcrohiTiigcr Strompfad zwischen
dem Emitter des Transistors Q2 bzw. der Anschlußklemme 15 und dem Emitter des Transistors Q 1 bzw.
der Anschlußklemme 12. Aufgrund des niederohmigen Strompfads entlädt sich der Kondensator 14 über den
Steueranschluß des Thyristors 8, so daß der Thyristor zündet, wie es an der Stelle 62 in der F i g. 7 dargestellt
ist.
Beim Betrieb der Schaltungsanordnung nach der Fig.9 mit umgekehrter Polarität wird die Anschlußklemme
12 bezüglich der Anschlußklemme 15 zunehmend positiv. Bei dieser Polarität wird der Leitvorgang
über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q4 und die Durchbruchstrecke der Zenerdioden D2 und D3
eingeleitet. Eine PNP-Rückkopplungswirkung tritt jedoch erst auf. wenn das Potential an der Anschlußklemme
12 dasjenige an der Anschlußklemme 15 um einen Betrag überschreitet, der gleich der Summe aus
der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des Transistors Q4. der Durchbruchspannung der Zenerdiode D4
und der vorwärtsgerichleten Vorspannung der Basis-Emitter-Strecke
des Transistors Q3 ist. Wenn diese Bedingung erfüllt ist, tritt die die Transistoren Q3 und
<?4 umfassende PNPN-iuickkopplungswirkungein. und
die Spannung zwischen den Klemmen 12 und 15 fällt auf einen Pegel ab. der nicht unterhalb der Zenerspannung
der Diode D 4 liegt, wie es an der Stelle 66 in der F i g. 7 gezeigt ist. Auf diese Weise wird eine unsymmetrische
Spannungs-Strom-Kennlinie der Zündschaltwirkung aufrechterhalten, um die störende Hysterese so gering
wie möglich zu halten.
Die Fig. 10 zeigt eine Draufsicht auf einen plattenförmigen
Halbleiterkörper, der eine monolithisch integrierte Verkörperung der in der Fig.9 gezeigten
Schaltungsanordnung darstellt. Wie der Aufbau nach der F i g. 8 ist auch der Aufbau nach der F i g. 10 gemäß
der Erfindung ohne irgendeine Trennungsdiffusion ausgeführt und es werden zur Herstellung lediglich zwei
Verunreinigungsdiffusionsschritte benutzt. Wie bei dem
Aufbau nach der F i g. 8 so können auch bei dem Aufbau nach der Fig. 10 alle Polaritäten und Leitungstypen
umgekehrt werden. Bei dem in der F i g. 10 dargestellten
Aufbau bildet die Zone 91 eine Epitaxialschicht vom N-Leitungstyp, unter der sich ein Substrat 91a vom
N-Leitungstyp befindet. Das Substrat 91a weist eine verhältnismäßig hohe Verunreinigungskonzentration
von beispielsweise 8 · 1018 Verunreinigungsatome/cm3
auf und hat einen spezifischen Widerstand von etwa 0,01 Ω cm. Das Substrat 91a kann eine Stärke von etwa
0,13 mrr. (5 mils) haben. Die Epitaxialschicht 91 ist vorzugsweise etwa 20 .um stark und hat einen
spezifischen Widerstand von etwa 2,4 Ω cm mit einer Verunreinigungskonzentration von etwa IO20 Verunreinigungsatome/cmJ.
Die Epitaxialschicht 91 dient als Kollektor der senkrechten Transistoren Qi und Q3
sowie als Basis der seitlichen Transistoren Q 2 und Q 4. Mit einer ersten oder P-Typ-Diffusion wird eine Zone
92 gebildet, die als Basis des Transistors Q 1 und als Kollektor des Transistors Q2 dient. Die Zone 92 weist
einen langgestreckten Abschnitt auf, der den Widerstand R 1 und die Anode der Zenerdiode D 1 bildet. Bei
einer zweiten oder N-Typ-Diffusion wird eine Zone 93 gebildet. Diese Zone dient als Emitter des Transistors
Q 1. Eine Kontaktmetallisierung 93a für den Emitter des Transistors Q 1 erstreckt sich an der Stelle 936 zu dem
der Basis des Transistors Q 1 gegenüberliegenden Ende
des Widerstands Ri. Durch die P-Typ-Diffusion wird eine weitere Zone 94 gebildet, die als Emitter des
Oberfläche der Zone 94 dient als Anschlußklemme 15.
Bei der N-Typ-Diffusion wird eine weitere Zone 95 gebildet, die im Bereich 95a die Zone 92 geringfügig
überlappt und als Katode der Diode D 1 dient. Eine weitere durch die P-Typ-Diffusion gebildete Zone 96
dient als Kollektor für den Transistor Q 4. Ferner wird durch die P-Typ-Diffusion eine Zone 97 gebildet, die als
Emitter für den Transistor ζ>4 dient. Eine Kontaktmetallisierung
auf der Oberfläche der Zone 97 dient als Anschlußklemme 12 und erstreckt sich an der Stelle 97a
zur Metallisierung 93a. Eine durch die P-Typ-Diffusion gebildete Zone 98 dient als Anode für die Zenerdiode
D3. Bei der N-Typ-Diffusion wird eine weitere Zone 99 gebildet, die als Katode für die Zenerdiode D3 dient.
Eine bei der P-Typ-Diffusion gebildete Zone 100 dient als Anode der Zenerdiode D 2. Ferner wird bei der
y> N-Typ-Diffusion eine Zone 10! gebildet, die in einem
Bereich 100a die Zone 100 geringfügig überlappt und als Katode der Zenerdiode D2 dient. Eine durch die
P-Typ-Diffusion gebildete Zone 102 dient als Basis des Transistors Q3. Ein langgestreckter Bereich der Zone
102 stellt den Transistor R 2 dar und bilde1 die Anode
der Zenerdiode D 4. Weiterhin wird durch die N-Typ-Diffusion eine Zone 103 gebildet, die als Emitter
des Transistors Q3 dient. Eine Kontaktmetallisierung 103a für den Emitter des Transistors Q3 erstreckt sich
an der Stelle 1036 zu dem von der Basis des Transistors Q3 entfernt liegenden Ende des Widerstands R2 und
erstreckt sich außerdem an der Stelle 103czu der Anode der Zenerdiode D 3. Darüber hinaus erstreckt sich die
Kontaktmetallisierung 103a an der Stelle 103rf zur Anschlußklemme 15. Eine durch die N-Typ-Diffusion
gebildete Zone 104 dient als Katode für die Zenerdiode D 4. Eine Kontaktmetallisierung 104a auf der Oberfläche
der Zone 104 erstreckt sich an der Stelle 1046 zu einem Kontakt 96a auf der Oberfläche der Zone 96. Eine
Kontaktmetallisierung 99a auf der Oberfläche der Zone 99 erstreckt sich an der Stelle 100a zu der Oberfläche
der Zone 100.
Die in den Fig.9 und 10 dargestellte Schaltungsanordnung
hat gegenüber derjenigen, die in den F i g. 6 und 8 gezeigt ist, den Vorteil, daß keine der Zenerdioden
den gesamten Entladungsstrom des Kondensators 14 zu führen braucht So fließt der Kondensatorentladestrom
durch die aus den Transistoren Qi und Q 2 gebildete
PNPN-Rückkopplungsanordnung oder teilt sich in
einen Strom durch die Zenerdiode D 4 und den Kollektorstrom des Transistors Q 3 auf. wenn die aus
den Transistoren Q3 und ζ>4 gebildete PNPN-Rückwirkungsanordnung
leitend isj. Im letzteren Fall
übernimmt der Transistor Q3 den größten Teil des
Stroms, da das Beta des vertikalen Transistors Qi wesentlich größer ist als das Beta des seitlichen
Transistors Q4. Bei der Schaltungsanordnung nach den
F i g. 9 und 10 können daher die Zenerdioden leistungsschwächer
sein, also in der monolithisch integrierten Verkörperung eine kleinere Fläche einnehmen. Dadurch
werden Kosten gespart, und die Herstellung ist mit einer höheren Ausbeute möglich. Außerdem
übertragen diese Zenerdioden infolge des geringeren inneren Leistungsverlustes eine größere Energie vom
Kondensator zum Steueranschluß des Thyristors.
Ein weiterer Vorteil der in den Fig.9 und 10 dargestellten Schaltungsanordnung besteht darin, daß
unerwünschte parasitäre PNPN-Rückkopplungswirküngen wirksam unterdrückt werden, ohne daß dazu
eine Isolationsdiffusion oder andere besondere Trennnngsmaßnahmen
zwischen den Bauelementen notwendig wären. Diej ist auf die Getter- oder Rekombinationswirkung
zurückzuführen, die durch das verhältnismäßig niederohmige Substrat auf die Minoritätsträger
in der sehr dünnen Epitaxialschicht ausgeübt wird. Dadurch wird die Diffusionsstrecke der parasitär
injizierten Minoritätsträger zu gering wie möglich gehalten, ohne daß dadurch der Minoritätsträgerstrom
in den Transistoren selbst beeinträchtigt wird, insbesondere in den seltichen Transistoren Q 2 und Q 4. Dadurch
wird beispielsweise eine parasitäre Transistor- oder PNPN-Wirkung zwischen dem P-Emitter des Transistors
ζ)4 und der P-Basis des Transistors Q3 über die
N-Epitaxialschicht91 vermieden. Dies hätte niumich zur
Folge, daß die Zenerdiode DA kurzgeschlossen und dadurch die in der F i g. 7 dargestellte asymmetrische
Strom-Spannungs-Kennlinie aufgehoben wird. Sofern gewünscht, kann man parasitäre Wirkungen ferner
ίο dadurch unterdrücken, daß während der N-Typ-Diffusion
eine N-Sperrzone 120 zwischen den Transistoren Q3 und QA vorgesehen wird, wie es in der Fig. 10
dargestellt ist.
Nach der Erfindung wird also eine preisgünstige Steuerschaltung zum Zünden von bidirektionalen
Thyristoren mit minimaler Hysterese geschaffen. Die beschriebene und dargestellte Schaltungsanordnung
zeichnet sich durch den besonderen Vorteil aus, daß sie in monolithisch integrierter Halbleitertechnik mit nur
zwei Verunr^inigungsdiffusionsschritten ohne großen Aufwand hergestellt werden kann und parasitäre
Wirkungen von sich aus unterdrückt, ohne daß hierzu Diffusionsisolationen oder andere besondere Trennmaßnahmen
zwischen den integrierten Bauelementen notwendig sind.
Hierzu 4 Blatt Zeichnungen
Claims (6)
1. Schaltungsanordnung zum Zünden eines steuerbaren bidirektionalen Thyristors (S) mit einer an den
Steueranschluß des Thyristors angeschlossenen ersten Klemme (12) und einer an eine Zündspannungsquelle
(16, 14) angeschlossenen zweiten Klemme (15), mit einem ersten und einem zweiten
Transistor (Ql; Q2) die ein erstes Transistorpaar
mit rückgekoppeltem PNPN-Schaltverhalten zwischen
ihren Emittern bilden, wobei die Emitter der beiden Transistoren (QU Q 2) mit jeweils einer
anderen der beiden Anschlußklemmen (12, 15) verbunden sind und die Basis von jedem der beiden
Transistoren (QU Q2) mit dem Kollektor des anderen Transistors verbunden ist, mit einem dritten
und einem vierten Transistor (Q3; QA), die ein
zweites Transistorpaar mit rückgekoppeltem PNPN-Sehaltverhalten zwischen ihren Emittern
bilden, wobei der Emitter des vierten Transistors (Q 4) mit der ersten Anschlußklemme (12) und die
Basis des vierten Transistors (Q 4) mit dem Kollektor des dritten Transistors (Q 3) verbunden ist
und wobei der Kollektor des ersten Transistors (Q 1) an den Kollektor des dritten Transistors (Q 3) und
die Basis des vierten Transistors (Q 4) angeschlossen ist, mit einem zwischen den Emitter und die Basis des
ersten Transistors (Q 1) geschalteten ersten Widerstand (R 1), mit einem zwischen den Emitter und die
Basis des dritten Transistors (ζ) 3) geschalteten
zweiten Widerstand (R 2), mit mindestens einer, zwischen den Emitter und den Kollektor des ersten
Transistors (Q 1) geschaheten J7.enerdiode (D 1), die
eine solche Polung hat, daß sie Jer PNPN-Umschaltung
des ersten Transistorpaares (Qi, Q 2) in den leitenden Zustand entgegenwirkt, und mit mindestens
einer weiteren, zwischen den Emitter und den Kollektor des dritten Transistors (Q 3) geschalteten
Zenerdiode (D2 in Fig.6: D2, D3 in Fig.9). die
eine solche Polung hat, daß sie der PNPN-Umschaltung
des zweiten Transistorpaares (Q3, Q4) in d*n
leitenden Zustand entgegenwirkt, dadurch gekennzeichnet, daß eine zusätzliche Zenerdiode
(D3 in Fig.6: D4 in Fig.9) in Reihe mit dem
zweiten Widerstand (R 2} zwischen den Kollektor des vierten Transistors (Q4) und den Emitter des
zweiten Transistors (Q2) geschaltet ist. so daß nach dem Umschalten des zweiten Transistorpaares (Q3,
QA) in den leitenden Zustand die zwischen den beiden Anschlußklemmen (12, 15) auftretende
Spannung nicht unter die Durchbruchspannung der zusätzlichen Zenerdiode (D3, in Fig.6; D4 in
F ig. 9) abfällt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch !.dadurch
gekennzeichnet, daß die zusätzliche Zenerdiode (D3
in Fig.6) zwischen den zweiten Widerstand (R2)
und den Emitter des zweiten Transistors (Q 2) geschaltet ist (F i g. 6).
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die zusätzliche Zenerdiode (D 4
in Fig.9) zwischen den zweiten Widerstand (R2)
und den Kollektor des vierten Transistors (Q4) geschaltet ist (F ig. 9).
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche I bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die
Zenerspannung der zusätzlichen Zenerdiode (D 3 in F i g. 6; D4 in F i g. 9) etwa gleich dem Spannungsabfall
zwischen den Anschlußklemmen (12, 15) ist.
wenn das erste Transistorpaar (QU Q2) vom gesperrten in den leitenden Zustand umschaltet.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß alle
Transistoren (QUQX Q3, <?4) Widerstände (R 1,
R2) und Zenerdioden (DU D2, D3, D4) in einem
einzigen monolithischen Halbleiterkörper angeordnet sind, daß der monolithische Halbleiterkörper aus
einem Substrat (71 in F i g. 8; 91,91a in F i g. 10) vom einen Leitungstyp, einer Gruppe von eingesetzten
ersten Zonen (72, 74, 76, 79 in F i g. 8; 92, 94, 96, 97, 98, 100, 102 in Fig. 10) vom entgegengesetzten
Leitungstyp und einer Gruppe von zweiten Zonen (73,75,77,78,80 in F i g. 8; 93,95,99,101,103,104 in
F i g. 10) vom einen Leitungstyp besteht, die zum Teil
in einige der ersten Zonen eingesetzt sind.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Substrat eine verhältnismäßig
dünne Epitaxialschicht (91) mit einem verhältnismäßig hohen spezifischen Widerstand aufweist, die
auf einer verhältnismäßig dünnen Substratschicht (913,J mit einem verhältnismäßig niedrigen spezifischen
Widerstand angeordnet ist um für in das Substrat injizierte parasitäre Minoritätsträger Rekombinationszentren
vorzusehen.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US114934A US3660687A (en) | 1971-02-12 | 1971-02-12 | Hysteresis-free bidirectional thyristor trigger |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DE2204853A1 DE2204853A1 (de) | 1972-09-07 |
| DE2204853C2 true DE2204853C2 (de) | 1983-12-22 |
Family
ID=22358348
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DE2204853A Expired DE2204853C2 (de) | 1971-02-12 | 1972-02-02 | Schaltungsanordnung zum Zünden eines steuerbaren bidirektionalen Thyristors |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US3660687A (de) |
| JP (1) | JPS4717957A (de) |
| AU (1) | AU458560B2 (de) |
| BE (1) | BE779088A (de) |
| DE (1) | DE2204853C2 (de) |
| FR (1) | FR2126881A5 (de) |
| GB (1) | GB1361098A (de) |
| IT (1) | IT946999B (de) |
| NL (1) | NL172199C (de) |
| SE (1) | SE372859B (de) |
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| DE2204853A1 (de) | 1972-09-07 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| OD | Request for examination | ||
| 8120 | Willingness to grant licences paragraph 23 | ||
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| 8364 | No opposition during term of opposition | ||
| 8328 | Change in the person/name/address of the agent |
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