DE2160863B2

DE2160863B2 - Schaltungsanordnung zum Erzeugen von Sinusschwingungen durch Summieren mehrerer gleichfrequenter Rechteckschwingungen

Info

Publication number: DE2160863B2
Application number: DE19712160863
Authority: DE
Inventors: Karl Heinz Mueller
Original assignee: Honeywell GmbH
Current assignee: Honeywell GmbH
Priority date: 1971-12-08
Filing date: 1971-12-08
Publication date: 1975-11-27
Also published as: DE2160863A1

Description

IO

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsan- ,₅ Ordnung zum Erzeugen von Sinusschwingungen durch Summieren von gleichfrequenten Rechteckschwingungen, die in ihrer Phasenlage zueinander derart verschoben und in ihrer Amplitude derart gestaffelt »nd, daß die zu den Oberwellen der zu erzeugenden Sinusschwingung beitragenden Teilschwingungen der Rechteckschwingungen sich gegenseitig aufheben, die tür Grundwelle der Sinusschwingung beitragenden Teilschwingungen sich hingegen addieren.

Will man aus einer Gleichspannungsquelle, beiipielsweise aus der Batterie eines Bordnetzes, Sinusichwingungen kleinerer Leistung, etwa bis 200W, erzeugen, so kann man hierfür im Gegentakt-B-Betrieb arbeitende Verstärker verwenden. Bei höheren Leistungen bereitet jedoch die Abfuhr der Verlustwärme in zunehmendem Maße Schwierigkeiten. Der zur Kühlung des Wechselrichters erforderliche Aufwand hängt in erster Linie vom Wirkungsgrad des Wechselrichters ab. Da Halbleiter wegen ihrer niedrigen Verlustleistung zur Erzeugung höherer Ausgangsleistungen möglichst ausschließlich im Schalterbetrieb arbeiten sollen und somit rechteckförmige Schwingungen liefern, ist zur Erzeugung der gewünschten Sinusschwingung ein Filter vorzusehen, welches den hohen Oberwellenanteil der erzeugten Rechteckschwingung von etwa 40% auf etwa 3% herabsetzt. Hierbei bereitet die Aussiebung der der Grund welle benachbarten Oberwellen, also insbesondere der dritten und fünften Harmonischen wegen des hohen Energieanteils und des geringen Frequenzabstands zur Grundwelle, die meisten Schwierigkeiten. Man benötigt hierfür aufwendige, viel Platz beanspruchende und auch schwere Reaktanz-Filter. Um diese Schwierigkeiten bei der Erzeugung von Sinusschwingungen zu beseitigen, beschreibt die DT-OS 15 63 203 eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art, bei welcher die einzelnen gleichfrequenten, in ihrer Phasenlage untereinander um einen konstanten Betrag verschobenen Rechteckschwingungen vor der Summierung durch in ihrem übersetzungsverhältnis entsprechend bemessene Ausgangstransformatoren dem betrag nach so abgestuft werden, daß sich die optimale Annäherung der aus einer Mehrzahl von Rechteckschwingungen zusammengesetzten Ausgangssinusschwingungen an die ideale Sinusform ergibt. In einem Phasenschiebergenerator werden mehrere, beispielsweise sechs, gegeneinander um jeweils 30 phasenverschobene, Rechteckschwingungen erzeugt, welche für die Bereitstellung der gewünschten Leistung je einen Leistungsverstärker in Form eines Wechselrichters steuern. An jeden dieser Wechselrichter ist ein Ausgangstransformator angeschlossen, der primürseitig vom zugehörigen Wechselrichter gespeist wird, während die Sekundärwicklungen aller Ausgangstransformatoren zwecks Summierung der einzelnen Rechteckschwingungen in Reihe geschaltet sind. Die Winaungszahlen der den einzelnen gegeneinander phasen verschobenen Rechteckschwingungen zugeordneien Sekundärwicklungen sind derart bemessen, daß die einzelnen Rechteckschwingungen mit teilweise unterschiedlicher Amplitude in die Summenbüdung eingehen. Die Amplituden der einzelnen Rechteckschwingungen ergeben sich dabei auf Grund der Fourier-Analyse, wie dies in der DT-OS 15 63 203 an Hand mehrer Beispiele beschrieben ist.

Während die bekannte Anordnung in erster Linie auf die Erzeugung von Sinusschwingungen großer Leistung ausgerichtet ist und dafür die Bewertung der einzelnen Rechteckschwingungen mittels Transformatoren entsprechenden Übersetzungsverhältnisses vorsieht, liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, solche Transformatoren, wie sie bei der Schaltungsanordnung gemäß der DT-OS 15 63 203 nicht nur zur Summierung und Bewertung der einzelnen Rechteckschwingungen verwendet, sondern auch im Phasenschiebergenerator eingesetzt werden, gerade zu vermeiden, um zu einer Schaltungsanordnung zu kommen, die in möglichst gedrängter Bauweise, vorzugsweise in integrierter Schaltungstechnik, aufgebaut werden kann.

Die Lösung der gestellten Aufgabe besteht erfindungsgemäß darin, daß ein rückgekoppeltes Schieberegister mit einer der Anzahl η der zu erzeugenden Rechteckschwingungen entsprechenden Zahl von Stufen eingangsseitig an einen Taktgeber anschließbar ist, dessen Frequenz gleich dem der Anzahl der Schicberegisterstufen entsprechenden Vielfachen /1 der Frequenz der zu erzeugenden Sinusschwingung ist, und daß die Ausgänge einzelner Stufen über Bewertungswiderstände an einen Summierpunkt angeschlossen sind, von welchem die Sinusschwingung abgegriffen wird.

A.n Stelleeines Phasenschiebergenerators mit mehreren aus jeweils einem Oszillator mit nachgeschaltetem Wechselrichter dienenden Stufen, wird bei der Erfindung ein Schieberegister verwendet, welches sich leicht in integrierter Schaltungstechnik aufbauen läßt. Es sind keinerlei Induktivitäten oder Transformatoren erforderlich. Für die Bewertung der einzelnen Rechleckschwingungen werden an Stelle von Transformatoren Widerstände eingesetzt. Die Erfindung eignet sich besonders für die Erzeugung von Sinusschwingungen sehr niedriger Frequenz. Während nämlich die Erzeugung von Sinusschwingungen mit konventionellen RC- und LC-Oszillatoren im Nieder- und Hochfrequenzbereich keine Schwierigkeiten bereitet, müssen für die Erzeugung sehr niedriger Frequenzen, etwa unterhalb 1 Hz, großvolumigc Induktivitäten und reststrombehaftete Elektrolytkondensator! eingesetzt werden.

Hier bietet die erfindungsgemäße digitale Synthese von Sinusschwingungen aus mehreren Rechteckschwingungen erhebliche Vorteile, denn logische GaI-ier. wie sie in einem Schieberegister verwendet werden, lassen sich zusammen mit den Bewcrtungswidcrständen auf kleinstem Raum unterbringen, gegebenenfalls in Form einer integrierten Schaltung. Darüber hinaus läßt sich mit einem solchen Schieberegister eine wesentlich bessere Phasenkonstanz erreichen als mit einem analog arbeitenden Phasenschiebergenerator. Außerdem bietet aber auch die Erfindung die Möglich-

21 60 363

keit, mehrere gegeneinander um bestimmte Winkel phasenversetzte Sinusschwingungen bzw. Cosinusschwingungen simultan zu erzeugen. Solche in einem starren Phasenverhältnis zueinander stehende Sinus- und Cosinusschwingungen werden beispielsweise für Drehmeldersysteme und für den Antrieb von Kreiselmotoren benötigt.

Die einzelnen Stufen des Schieberegisters sind vorzugsweise durch je einen sogenannten Auffang-Flip-Flop gebildet. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, welche im folgenden an Hand der Zeichnungen im einzelnen erläutert wird, besteht jede Stufe des Schieberegisters aus vier NAND-Gattern, von denen je zwei in Reihe geschaltet sind, wobei der als Takteingang des Flip-Flops dienende eine Eingang der beiden ersten Gatter an den Taktgeber, der als Setzeingang dienende andere Eingang jedes der beiden ersten Gatter an einen Ausgang der vorangehenden Stufe und der nicht an den Ausgang des vorgeschalteten Gatters angeschlossene andere Eingang der beiden zweiten Gatter jeweils an den Ausgang des in der anderen Reihe liegenden Gatters angeschlossen ist. Je nach dem zulässigen maximalen Oberwellenrestgehalt wird das Schieberegister zweckmäßig sechs- oder zwölfstufig ausgebildet.

Die Schieberegisterstufen können nicht nur mit NAND-Gattern, sondern auch mit anderen Gattern, beispielsweise UND- und N OR-Gattern, aufgebaut werden. Solche Auffang-Flip-Flops sind beispielsweise aus der Broschüre »Digitaltechnik mit integrierten Schaltungen«, Januar 1971, der Firma Valvo GmbH, bekannt und dort auf den Seiten 82 und 83 beschrieben. Bei dieser Art von Auffang-Flip-Flops sind zwei Reihenschaltungen von je einem UND-Gatter und einem NOR-Gatter vorgesehen, wobei für die Verwendung in einem Schieberegister gemäß der Erfindung der als Takteingang des Flip-Flops dienende eine Eingang der beiden UND-Gatter an den Taktgeber, der als Setzeingang dienende andere Eingang jedes UND-Gatters an einen Ausgang der vorangehenden Stufe und der nicht an den Ausgang des vorgeschalteten UND-Gatters angeschlossene andere Eingang der beiden NOR-Gatter jeweils an den Ausgang des in der anderen Reihe liegenden NOR-Gatters angeschlossen ist. Zur Unterdrückung der verbleibenden Oberwellen höherer Ordnung reicht meistens ein vom Summierpunkt nach Bezugspotential geschalteter Kondensator aus.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. Die Erfindung wird im folgenden an Hand der Zeichnungen erläutert. Dabei zeigt

F i g. 1 schematisch die Summierung mehrerer gegeneinander um jeweils 30° phasenverschobener Rechteckschwingungen zu einer Sinusschwingung und F i g. 2 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung mit einem sechsstufigen Schieberegister zur simultanen Erzeugung einer Sinusschwingung und einer zugeordneten Cosinusschwingung.
Summiert man zwei von getrennten Generatoren

ίο gelieferte Rechteckschwingungen mit den Amplituden A und B, die, wie in Fig. 1 der DT-OS 15 63 203 dargestellt, um einen Phasenwinkel von 60° gegeneinander verschoben sind, so ergibt sich eine Addition der Grundwellen, jedoch eine Subtraktion der dritten,

neunten und fünfzehnten Harmonischen. Ein zur Beseitigung der Oberwellen dienendes Filter braucht dann hinsichtlich seines Dämpfungsverlaufes, also seiner Flankensteilheit, und damit der Zahl seiner verlust- und gewichtbehafteten Reaktanzelemente nur

noch für die Aussiebung der fünften, siebten und höheren Harmonischen ausgelegt zu werden. Dabei ist von Vorteil, daß die beiden Generatoren mit hohem Wirkungsgrad im Schalterbetrieb arbeiten und jeweils nur die Hälfte der Leistung aufzubringen brauchen.

Wie in der DT-OS 15 63 203 erläutert, ist dieses Verfahren nicht auf die Kompensation der dritten Harmonischen beschränkt, sondern läßt sich simultan auf die Kompensation der dritten, fünften, siebten und je nach schaltungstechnischem Aufwand auch

Harmonischen höherer Ordnung ausdehnen. Der frequenzmäßige Abstand zwischen der Grundwelle und dem ersten nicht kompensierten Oberwellenpaar wird um so größer, je mehr Rechteckschwingungen einander überlagert werden. Die optimale Kompensa-

tion der Harmonischen hängt sowohl von den Amplituden der Rechteckschwingungen als auch von deren gegenseitiger Phasenverschiebung ab und folgt einer Gesetzmäßigkeit, die sich aus der Fourier-Analyse herleiten läßt. Unter Bezugnahme auf F i g. 1 wird

dieses Verfahren im folgenden erläutert:

Es werden fünf Rechteckschwingungen mit einei Phasenverschiebung von 7 = 30° und den Amplituden Q₂, Q₃. Q₄. Qf, und Q_b einander überlagert. Füi die einzelne symmetrische Rechteckschwingung gill

dann die Fourier-Reihe

sin K,„t

s = 1.3.5..

wobei w die Grund-Kreisfrequenz. / die Zeit und k du Ordnungszahl der Harmonischen bedeutet.
Für die Summenschwingung gilt sinngemäß

U =

ι . , ι · c 1

sin ωΐ r- sin 3«>f + —- sin 5wf... >

-=^- { sin {ott +φ) r- sin (3»-ιί + 3?) ... ■

.-rl i J

-^- I sin («if - ψ) r- sin (3^f - 3?) ...

4Q-, ( 1 I

—^^ < sin (mi +2?) sin (3οιί + 6?) ... J

.-rl 3 J

-^" |sin(f.i/ - 2r/) r-sin(3f.</ - 67)..

Die Schwingung mit der Amplitude Q₁ ist dabei nur fur die Synthese einer Cosinusschwingung von Interesse. Nach Anwendung des Additionstheorems

sin («if + q) = sin ml · cos q + cos mi · sin q erhält man mit q = 30' das Spektrum der Summenschwingung zu

3Γ7

{Qa + (Qi + Qs) cos 30° + (Q₂ + QJ cos 60°} φ 0
IQ₄ - (Q₂ + Ge» = 0

[Qa - (Q₃ + Qs) cos 30° + (Q₂ + Q₆) cos 60°} = 0

"ι ι „> — ~

-T-(Q₄- (Ö3 + Qs) cos 30° + (Q₂ + Q₆) cos 60°} = 0

{Ö4 + (O₃ + Ös) cos 30" + (Q₂ + Q₆) cos 60°} Φ 0
IÖ4 + (G₃ + Gs)^{cos 3}°^c + (Qi + Qt) cos 60°} φ 0.

Π.τ 4

(4)
(5)
(6)
(7)
(8)
(9)
(10)

Die Gleichungen (4) bis (6) dienen zur Bestimmung der Amplituden der Teilrechteckschwingungen. Wegen der Identität der Gleichungen (5) und (6) mit (8) und (7) erstreckt sich die Kompensation der Oberwellen bis zur ι eunten Harmonischen. Der prozentuale Anteil der noch verbleibenden elften und dreizehnten Harmonischen beträgt:

1
¹³ ~ Tf '

Infolge der Periodizität der Gleichungen (4) bis (9) werden die höheren Harmonischen wieder kompensiert. Erst die dreiundzwanzigste und fünfundzwanzigste Harmonische treten, allerdings mit sehr kleiner Amplitude, wieder in Erscheinung.

X₂₅ =

1_ ~2T

Ί2Τ

(5) und (6):

Q₄ = 0.262 ä_a

Q₃ = Q₅ = 0,227 Γ/,,

Q₂ = Q₁₁ =0,131 ίι_ω

Q₁ = ο.

50

Man erhält schließlich aus den Gleichungen (4),

55

(H)

In Fig. 2 ist als Ausfuhrungsbcispicl eine Schaltungsanordnung dargestellt, welche zur simultanen Erzeugung einer Sinus- und einer Cosinusschwingung ein sechsstufiges rückgekoppeltes Schieberegister 10 verwendet. Jede der sechs Stufen 1 bis 6 des Schieberegisters besteht aus vier NAND-Gattern, beispielsweise die zweite Stufe aus den Gattern 211, 212, 221 und 222. Die Gatter aller Stufen sind derart bezeichnet, daß jeweils die erste Ziffer die Nummer der Stufe, die zweite Ziffer die Reihe, in welcher das Gatter liegt, und die dritte Ziffer die Nummer des Gatters in der Reihe angibt. Das Gatter 421 ist also in der vierten Stufe das erste Gatter in der zweiten, nämlich der unteren Reihe. Wie man sieht, liegen beispielsweise in der zweiten Stufe in der ersten Reihe die Gatter 211 und 212 und in der zweiten Reihe die Gatter 221 und 222 in Reihe. Der als Takteingang der Stufe 2 dienende eine Eingang 21 der beiden ersten Gatter 211 und 221 ist über die Leitung 72 an den Taktgeber 70 angeschlossen. Der als Setzeingang dienende andere Eingang 213 bzw. 223 jedes der beiden ersten Gatter 211 und 22 i steht mit einem Ausgang O₁ bzw. O₁ der voiangehenden Stufe 1 in Verbindung. Der nicht an den Ausgang des vorgeschalteten Gatters 211 bzw. 221 angeschlossene andere Eigang 214 bzw. 224 der beiden zweiten Gatter 212 bzw. 222 ist jeweils an den Ausgang des in der anderen Reihe liegenden Gatters 222 bzw. 212 angeschlossen. Alle übrigen Auffang-Flip-Flops sind in der gleichen Weise jeweils aus vier NAND-Gattern aufgebaut.

Der Taktgeber 70 liefert aus seinen beiden Ausgangsleitungen 71 und 72 zwei zueinander symmetrische Taktimpulsfolgen. Hierzu weist entweder der Taktgeber 70 selbst zwei symmetrische Ausgänge auf. oder die zweite Taktimpulsfolge wird mittels eines Inverters aus der ersten Taktimpulsfolge abgeleitet. Die eine Taktimpulsfolge wird über die Leitung 71 an die Takteingänge II. 31 und 51 des ersten Gattcrpaarcslil, 121; 311. 321; 511, 521 der ungeradzahligen Schieberegisterstufen 1, 3 und 5 gerührt, während die andere Taktimpulsfolge über die Leitung 72 an die Takteingänge 21.41 und 61 des ersten Gatterpaares 211. 221: 411. 421: 611, 621 der geradzahligen Schicbercgistcrstufen 2. 4 und 6 angeschlossen isl. Ein Auffang-Flip-Flop der dargestellten Art hat die

Eigenschaft, daß das an seinen Setzeingängen stehende Signal zum Ausgang übertragen wird, aber bis zum Auftreffen des nächsten Taktimpulses irgendwelche Änderungen des Potentials an den Setzeingängen keinen Einfluß auf das Ausgangssignal haben. Erst beim nächsten Taktimpuls wird der Ausgang des Flip-Flops entsprechend dem neuen Eingangssignal an seinen Setzeingängen umgeschaltet.

Der Summierpunkt 73 für die Sinusschwingung ist über je einen Bewertungswiderstand R_2s, R_3s, R_4s, R_5s, R₆^ jeweils an den invertierenden Ausgang O₂, Oi, O₄, O₅,0₆ aller der ersten Stufe 1 nachgeschalteten Stufen 2 bis 6 angeschlossen. Die an den Ausgängen der Flip-Flops stehenden Rechteckspannungen haben alle die gleiche Amplitude von beispielsweise 5 V. Damit eine optimale Kompensation der Oberwellen erreicht wird, muß eine Bewertung der einzelnen Rechteckspannungen, d. h. eine Abstufung ihrer Amplituden entsprechend der Fourier-Analyse, erfolgen. Dies geschieht mit den genannten Bewertungswiderständen, welche zwischen die Ausgänge der einzelnen Schieberegisterstufen und dem Summierpunkt 73 eingeschaltet sind. Gemäß Gleichung (11) verhalten sich bei dem dargestellten sechsstufigen Schieberegister die Widerstände zueinander wie

0,131 ' 0,227 ' 0,262

(12)

Der Widerstand R₁ hat also den Wert oo, d. h.,der Summieφunkt 73 ist an die erste Stufe überhaupt nicht angeschlossen. Der Summierpunkt 74 für die Cosinusschwingung, d. h., eine Schwingung, welche gegenüber der an dem Summierpunkt 73 stehenden Sinusschwingung um 90° phasenverschoben ist, steht über Widerstände R_{1 c} bis R_ic mit den invertierenden Ausgängen der ersten, zweiten und dritten Stufe sowie über Widerstände R_5c und R₆,. mit den nichtinvertierenden Ausgängen der fünften und sechsten Stufe in Verbindung. Die nichtinvertierenden Ausgänge der einzelnen Stufen sind jeweils mit O und die invertierenden Ausgänge jeweils mit O bezeichnet. Für die Erzeugung der Cosinusschwingung verhalten sich die Bewertungswiderstände wie

R₁: R

2.6 ^:

0,262 ' 0,227 " 0,131

(13)

Hier ist also die vierte Stufe nicht an den Summierpunkt 74 angeschlossen.

Um zu vermeiden, daß Ungleichmäßigkeiten im Anfangszustand der einzelnen Flip-Flops bei Einschaltung des Gerätes oder Störimpulse, welche während des Betriebes auftreten und ein Umkippen einzelner Flip-Flops bewirken, sich über mehrere Perioden der erzeugten Sinusschwingung hinweg bemerkbar machen, ist eine Fehlerkorrekturschaltung in den Rückkopplungszweig eingeschaltet. Zwischen dem nichtinvertierenden Ausgang O₆ der letzten Stufe 6 und

ίο

dem invertierenden Setzeingang 123 der ersten Stufe liegt die Reihenschaltung eines NAND-Gatters 416 mit einem Inverter 246, wobei der nicht mit dem genannten Ausgang der letzten Stufe verbundene andere Eingang des NAND-Gattcrs an den nichtinvertierenden Ausgang O₄ der vierten Stufe angeschlossen ist. An Stelle der Reihenschaltung eines NAND-Gatters mit einem Inverter könnte auch ein UND-Gatter verwendet werden. Die im Ausführungsbeispiel vorgesehene Schaltung hat den Vorteil, daß nur zwei Arten von Gattern, nämlich NAND-Gatter und Inverter, überhaupt benötigt werden. In die andere Rückkopplungsleitung zwischen dem invertierenden Ausgang O₆ der letzten Stufe 6 und dem nichtinvertierenden Setzeingang 113 der ersten Stufe 1 ist dementsprechend die Reihenschaltung eines NAND-Gatters 56 mit einem Inverter 156 eingeschaltet. Der nicht mit dem genannten Ausgang der letzten Stufe verbundene andere Eingang des NAND-Gatters 56 steht mit dem invertierenden Ausgang O₅ der fünften Stufe 5 in Verbindung. Diese beiden Fehlerkorrekturschaltungen gewährleisten die Einhaltung der Rückkopplungsbedingungen

= S₅ ■ S₆ und S,,-, = Sa- S₁

Wie F i g. 1 zeigt, sind die Signale S₁ bis S₆ an den nichtinvertierenden Ausgängen der ersten bis sechsten Stufe untereinander um jeweils 30° phasenversetzt.

Das Signal am invertierenden Ausgang O_x ist gegenüber demjenigen am nichtinvertierenden Ausgang O₁ um 180° phasen versetzt. Folglich schließen sich in der Reihe der SignaleS₁ bisJJ₆ entsprechend Fig. 1 an das Signal S₆ die SJgMIeS₁ bis S₆ in der gleichen

Reihenfolge an. Vergleicht man nunmehr die Schaltungsanordnung gemäß F i g. 2 mit dem Impulsdiagramm gemäß Fig. 1, so zeigt sich, daß zur Erzeugung der Sinusschwingung die Signale von fünf aufeinanderfolgenden invertierenden Ausgängen, näm-

lieh den Ausgängen O₂ bis O₆, abgegriffen werden, während zur Erzeugung der Cosinusschwingung ebenfalls die Signale von fünf aufeinanderfolgenden Ausgängen, nämlich den nichtinvertierenden Ausgängen O₅ jind O₆ und den invertierenden Ausgängen O₁

bis O₃, herangezogen werden. Beide Gruppen von Signalen sind gegeneinander um 90°_phasenversetzt, beispielsweise S₂ gegenüber S₅ und S₃ gegenüber S₆ usw.

1st in Sonderfällen eine noch feinstufigere Quantisierung erwünscht, dann kann man zu einem zwölfstufigen Schieberegister übergehen. Dabei ist !ediglich zu beachten, daß die Rückkopplungsgleichungen

55

"113 — S₉ · S₁₁ · S₁₂ ^123 = S₈ · S₁₀ ■ S₁₂

erfüllt sind. Die Phasenverschiebung zwischen den einzelnen Rechteckschwingungen "beträgt dann 7 = 15°, und die Bewertungswiderstände verhalten sich zueinander wie:

₁: K_2-12 ^: K_{3 n} : R_4-1O^: K_5-9: R₆₈ : R₇ —

0,03393 · 0,06550 ' 0,09250 "

ÖJ2643 ^: Öj31ÖÖ

Zur Ausfilterung von Oberwellen höherer Ordnung dient je ein zwischen den Summierpunkt 73 bzw. 74 und Bezugspotential eingeschalteter Kondensator C geringer Kapazität.

Zusammenfassend läßt sich sagen, daß die digitale Synthese von Sinus- und Cosinusschwincuncen in bestimmten Anwendungsbereichen der Elektronik Vorteile gegenüber konventionellen Sinus-Oszillatorcr

11 12

hat. Die Sinusfunktion kann dabei in Abhängigkeit von bis siebzehnten, dreiundzwanzigsten bis siebenundder Stufenzahl des Schieberegisters beliebig genau zwanzigsten, dreiunddreißigsten bis siebenunddreißigangenähert werden. Die logischen Gatter lassen sich sten usw. Oberwelle. Mit einem fünfstufigen Schiebezusammen mit den Bewertungswiderständen inte- register lassen sich die dritte bis neunte, die fünfzehnte grieren und auf kleinstem Räume unterbringen. Die 5 bis einundzwanzigste, die siebenundzwanzigste bis Ansteuerung erfolgt mit symmetrischen Rechteck- dreiunddreißigste usw. Oberwelle völlig kompensieschwingungen, die entweder mit astabilen Multivibra- ren. Trägt man das verbleibende Oberwellenspektrum loren oder durch Frequenzteilung aus quarzstabili- in Abhängigkeit von der Anzahl der Schieberegistersierten Taktgebern erzeugt werden. Da die Rechteck- stufen auf, so zeigt sich, daß mit zunehmender Anzahl schwingungen in einem Schieberegister erzeugt wer- ι ο der Schieberegisterstufen der Frequenzabstand zwiden, dessen einzelne Stufen durch Flip-Flops gebildet sehen der Grundwelle und dem ersten verbleibenden sind, erhält man mit einem sechsstufigen Schiebe- Oberwellenpaar immer größer wird. Wie erwähnt, register — wie oben an Hand von F i g. 1 er- wird bei einem zweistufigen Schieberegister nur die läutert — insgesamt zwölf symmetrische, jeweils dritte Oberwelle, bei einem dreistufigen die dritte und um 30° gegeneinander phasen verschobene Rechteck- 15 fünfte, bei einem vierstufigen die dritte bis siebte, bei schwingungen, nämlich von den invertierenden und einem fünfstufigen die dritte bis neunte und bei einem den nichtinvertierenden Ausgängen der Flip-Flops sechsstufigen die dritte bis elfte Oberwelle bei entspreje sechs. Bei einem erprobten Ausführungsbeispiel chender Bemessung der Bewertungswiderstände völlig war das Schieberegister aus sieben je vier NAND- kompensiert, ehe das erste nichtkompensierte Ober-Gatter enthaltenden Halbleiterbaugruppen aufgebaut, 20 wellenpaar auftritt. Es hängt also in erster Linie vom wobei die Gatter einer dieser Baugruppen die beiden gewünschten Grad der Oberwellenkompensation ab, Rückkopplungszweige bildeten. Die Bewertungswider- d. h. von der gewünschten Annäherung der erzeugten stände hatten dabei folgende Widerstandswerte: Summenschwingung an die Idealkurve einer Sinus-Ei D invr\u~. schwingung, wieviel Schieberegisterstufen verwendet

25 werden müssen. Je hoher die Stufenzahl des Schiebest = Ris = «5s = Kör = ll,54kOhm; registers ist, um so besser ist die Annäherung der

ρ _ η _ r, _p _ -in unh Ausgangsschwingung an die Sinusform.

«25 - Kic - «se - K_6s - M kunm. _{Die zuvor an Han(J ejnes sechsstu}fi_{gen und e}ines

Diese den Gleichungen (12) und (13) folgende Bemes- zwölfstufigen Schieberegisters errechneten Bewert ungs-

sung der Widerstände führt zu einer vollständigen 30 widerstände müssen für jedes Schieberegister mit einer

Kompensation der dritten bis elften, der siebzehnten anderen Anzahl von Stufen entsprechend berechnet

bis fünfundzwanzigsten, der einunddreißigsten bis werden, wenn eine optimale Oberwellenunterdrückung

neununddreißigslen und der fünfundvierzigsten bis erzielt werden soll. Die Erfindung erstreckt sich also

dreiundfünfzigsten Oberwelle usw. Weichen die ein- nicht nur auf sechs- und zwölfstufige Schieberegister,

zelnen Widerstandswerte von diesen Optimalwerten ?5 sondern auch auf Schaltungsanordnungen mit weniger

ab, so erscheinen die erwähnten Oberwellen, wenn und mehr als sechs sowie auch mehr als zwölf

auch mit stark verringerter Amplitude, im Aus- Schieberegisterstufen,

gangssignal. Darüber hinaus ist von Bedeutung, daß nicht nur

Wie bereits an Hand von F i g. 1 der DT-OS gegeneinander um 90' versetzte Sinusschwingungen.

15 63 203 erläutert, führt die Verwendung eines zwei- 40 also eine Sinus- und eine Cosinusschwingung, erzeugt

stufigen Schieberegisters, d. h. die überlagerung von werden können, sondern, beispielsweise bei einem

zwei symmetrischen gleichfrequenten, gegeneinander sechsstufigen Schieberegister, eine Vielzahl von Sinus-

phasenverschobenen Rechteckschwingungen, zu einer schwingungen, die gegeneinander um 30~ oder ein

Kompensation der dritten, neunten, fünfzehnten, ein- Vielfaches hiervon, phasenversetzt sind. Bei einem

undzwanzigsten usw. Oberwelle. Erweitert man das 45 zwölfstufigen Schieberegister beträgt der minimale

Schieberegister um eine weitere Stufe, so werden die Phasenversatz 15°. Entsprechend lassen sich bc

dritte und fünfte, elfte und dreizehnte, neunzehnte Wahl einer anderen Anzahl π der Schieberegisterstufer

und einundzwanzigste, siebenundzwanzigste und neun- andere Phasenschritte zwischen den einzelnen Sinus-

undzwanzigste usw. Oberwelle bei entsprechender schwingungen erzielen. Je größer die Anzahl dei

Bemessung der Bewertungswiderstände völlig korn- 50 Schieberegisterstufen ist. um so geringer ist dei

pensiert. Ein vierstufiges Schieberegister führt zu einer minimale Phasenabstand zwischen den einzelnen er

Kompensation der dritten bis siebten, dreizehnten zeugbaren Sinusschwingungen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen von Sinusschwingungen durch Summieren von gleichfrequenten Rechteckschwingungen, die in ihrer Phasenlage zueinander derart verschoben und in ihrer Amplitude derart gestaffelt sind, daß die zu den Oberwellen der zu erzeugenden Sinusschwingung beitragenden Teilschwingungen der Recht- ι ο eckschwingungen sich gegenseitig aufheben, die zur Grundwelle der Sinusschwingung beitragenden Teilschwingungen sich hingegen addieren, dadurch gekennzeichnet, daß ein rückgekoppeltes Schieberegister (10) mit einer der Auzahl η der zu erzeugenden Rechteckschwingungen entsprechenden Zahl von Stufen (1 bis 6) eingangsseitig an einen Taktgeber (70) anschließbar ist, dessen Frequenz gleich dem der Anzahl der Schieberegisterstufen entsprechenden Vielfachen η der Frequenz der zu erzeugenden Sinusschwingung ist, und daß die Ausgänge (O₁ bis O₆, O bis O₆) einzelner Stufen (1 bis 6) über Bewertungswiderstände an einen Summierpunkt (73 oder 74) angeschlossen sind, von welchem die Sinusschwingung abgegriffen wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stufen (1 bis 6) des Schieberegisters (10) durch je ein Auffang-Flip-Flop gebildet sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe (z. B. 2) des Schieberegisters (10) aus vier NAND-Gattern besteht, von denen je zwei (211, 212; 221, 222) in Reihe geschaltet sind, wobei der als Takteingang des Flip-Flops dienende eine Eingang (21) der beiden ersten Gatter (211, 221) an den Taktgeber (70), der als Setzeingang dienende andere Eingang (213, 223) jedes der beiden ersten Gatter an einen Ausgang (O₁,0₁) der vorangehenden Stufe (1) und der nicht an den Ausgang des vorgeschalteten Gatters angeschlossene andere Eingang (214, 224) der beiden zweiten Gatter (2Ϊ2, 222) jeweils an den Ausgang des in der anderen Reihe liegenden Gatters (222, 212) angeschlossen ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 zur Ansteuerung durch zwei zueinander symmetrische Taktimpulsfolgen, dadurch gekennzeichnet, daß die eine Taktimpulsfolge einer an die Takteingänge (11, 31, 51) des ersten Gatterpaares der ungeradzahligen Schieberegisterstufen (1, 3, 5) angeschlossenen Leitung (71) und die hierzu symmetrische andere Taktimpulsfolge einer an die Takteingänge (21, 41, 61) des ersten Gatterpaares der geradzahligen Schieberegisterstufen (2, 4, 6) angeschlossenen Leitung (72) zugeführt ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Summierpunkt (73) für die Sinusschwingung über je einen Bewertungswiderstand (R_2s bis R₆J jeweils an den invertierenden Ausgang (O₂ bis O₆) angeschlossen ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 mit einem secbsstufigen Schieberegister, gekennzeichnet durch eine solche Bemessung der Bewertungswiderstände (R_{1 s} bis R_6s) zwischen den Ausgängen der einzelnen Stufen (1 bis 6) und dem Summierpunkt (73), daß sich ihre Widerstandswerte zueinander verhalten wie

.0 O

■ R₂.6 ■ «3.5

₀₁₃₁ · o,227 · 0,262

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 mit einem zwölfstufigen Schieberegister, gekennzeichnet durch eine solche Bemessung der Bewertungswiderstände zwischen den Ausgängen der einzelnen Stufen und dem Summierpunkt, daß sich ihre Widerstandswerte zueinander verhalten wie

R₁ : R₂₁₂:

J_

O ^: 0,03393 ^; 0,06550 " 0,09250 " 0,11330 " 0,12643 " 0,13100

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 6 mit einem sechsstufigen Schieberegister, dadurch gekennzeichnet, daß in die Rückkopplungsleitung zwischen den nichtinvertierenden Ausgang (O₆) der letzten Schieberegisterstufe (6) und den invertierenden Setzeingang (123) der ersten Stufe (1) ein UND-Gatter oder die Reihenschaltung eines NAN D-Gatters (46) mit einem Inverter (246) eingeschaltet und der nicht mit dem genannten Ausgang der letzten Stufe verbundene andere Eingang des UND- bzw. l^AND-Gatters an den nichtinvertierenden Ausgang (O₄) der vierten Stufe (4) angeschlossen ist und daß in die Rückkopplungsleitung zwischen den invertierenden Ausgang (O₆) der letzten Schieberegisterstule (6) und den nichtinvertierenden Setzeingang (113) der ersten Stufe (1) ein UND-Gatter oder die Reihenschaltung eines NAND-Gatters (56) mit einem Inverter (156) eingeschaltet und der nicht mit dem genannten Ausgang der letzten Stufe verbundene andere Eingang des UND- bzw. NAND-Gatters an den invertierenden Ausgang (O₅) der fünften Stufe (5) angeschlossen ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch Gekennzeichnet, daß der Summierpunkt

(74) für eine zugeordnete Cosinusschwingung über je einen Bewertungswiderstand (R_lc bis_R_6c)jeweils an den invertierenden Ausgang (O₁, O₂, O3) der ersten drei Stufen (1 bis 3) und an den nichtinvertierenden Ausgang (O₅, O₆) der der vierten Stufe nachgeschalteten Stufen (5, 6) angeschlossen ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eine solche Bemessung der Bewertungswiderstände (R₁₁. bis R₆,.) zwischen den Ausgängen (O₁, O₂, D"₃, O₅, O₆) der einzelnen Stufen (1 bis 6) und dem Summierpunkt (74), daß sich ihre Widerstandswerte zueinander verhalten wie

ö^62 · Ö227 " ÖJ3T

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe des Schieberegisters aus zwei Reihenschaltungen von je einem UND-Gatter und einem NOR-Gatter besteht, wobei der als Takteingang des Flip-Flops dienende eine Eingang der beiden UND-Gatter an den Taktgeber, der als Setzeingang dienende andere Eingang jedes UND-Gatters an einen Ausgang der vorangehenden Stufe und der nicht an den Ausgang

des vorgeschalteten UND-Gatters angeschlossene andere Eingang der beiden NOR-Gatter jeweils an den Ausgang des in der anderen Reihe liegenden NOR-Gatters angeschlossen ist.

12. Schaltungsanordnung nach einem der An-Sprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß zur Aussiebung der verbleibenden Ooerwellen höherer Ordnung vom Summierpunkt (73,74) ein Kondensator (C) nach Bezugspotential geschaltet ist.