DE1279093B - Multistabiles Schaltelement und Vorrichtung zu seiner Ansteuerung und Anregung - Google Patents
Multistabiles Schaltelement und Vorrichtung zu seiner Ansteuerung und AnregungInfo
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Description
DEUTSCHES
PATENTAMT
Int. CL:
GlIc
Deutsche Kl.: 21 al - 37/42
Nummer: 1 279 093
Aktenzeichen: P 12 79 093.1-53 (J 15111)
Anmeldetag: 14. Juli 1958
Auslegetag: 3. Oktober 1968
Die Erfindung betrifft ein im Hauptpatent 1 181 456 beschriebenes multistabiles Schaltelement zur Durchführung
von Schaltfunktionen, indem ein zu subharmonischen Schwingungen anregbarer Schaltkreis
verwendet wird, bei dem die Phasenlage der aus einer Grundschwingung jeweils erzeugten subharmonischen
Schwingung durch Zufuhr von Steuerenergie festgelegt wird und die dabei auftretende Phasenlage der
subharmonischen Schwingung in bezug auf die Grundschwingung als Kriterium für den jeweiligen Schaltzustand
des multistabilen Schaltelements dient, in Verwendung zur Durchführung von logischen Operationen,
indem bei der Vielfachschaltung der Ausgänge mehrerer multistabiler Schaltelemente durch
die Mehrheit bestimmter Steuerenergie-Eingangsphasenlagen des multistabilen Schaltelements dessen
Ausgangsphasenlage bestimmt wird.
Zur Erläuterung und zum besseren Verständnis der Erfindung soll zunächst auf das Prinzip der
Phasensteuerung näher eingegangen werden. Ein Resonanzkreis, der aus mindestens einer nichtlinearen
Reaktanz besteht, wobei unter nichtlinearer Reaktanz eine solche verstanden wird, deren Wert sich in Abhängigkeit
von der angelegten Energie — Strom bzw. Spannung — ändert, wird bekanntlich durch eine
Anregungsenergie mit einer Grundfrequenzschwingung zu subharmonischer Schwingung angestoßen.
Der Einfachheit halber sei in dieser Erläuterung nur der Fall der zweiten Subharmonischen mit /0 = V2/1
betrachtet, wobei /0 die Frequenz der subharmonischen
Schwingung und j\ die Frequenz der Anregungsenergie bzw. der Grundfrequenzschwingung
darstellen. Die subharmonischen Schwingungen setzen erst bei einer bestimmten Amplitude der Anregungsenergie ein und sind bis zu einem gewissen Maße in
ihrer Amplitude von der Amplitude der Anregungsenergie abhängig. Die Phasenlage der einsetzenden
zweiten Subharmonischen ist an sich bekanntlich zweifach mehrdeutig, d. h., sie kann mit der absoluten
Phasenlage 0 oder der Phasenlage .τ. gemessen bei der Frequenz,f„, einsetzen. Die tatsächlich eingenommene
Phasenlage ist praktisch von irgendwelchen zufälligen Ereignissen, wie Rauschimpulsen, abhängig und kann,
solange die Anregungsenergie in der erforderlichen Höhe einwirkt, die über einem bestimmten kritischen
Wert der Anregungsenergie liegen muß. nicht mehr geändert werden.
Durch Zuführen einer geringen Steuerenergie, die nur höher sein muß als der Rauschpegel, zu einem
Zeitpunkt, zu dem beim Anwachsen die Anregungsamplitude der Grundfrequenzschwingung entsprechend
unterhalb des genannten kritischen Wertes Multistabiles Schaltelement und Vorrichtung zu
seiner Ansteuerung und Anregung
seiner Ansteuerung und Anregung
Zusatz zum Patent: 1 181 456
Anmelder:
IBM Deutschland Internationale Büro-Maschinen Gesellschaft m. b. H.,
7032 Sindelfingen, Tübinger Allee 49
Als Erfinder benannt:
Kenneth Eugene Schreiner,
Harrington Park, N. Y. (V. St. A.)
Kenneth Eugene Schreiner,
Harrington Park, N. Y. (V. St. A.)
Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 15. Juli 1957 (671 862)
liegt, wird die Phasenlage der einsetzenden Subharmonischen beim darauffolgenden überschreiten
des kritischen Wertes festgelegt.
Die als Signalschwingung bezeichnete Subharmonische besitzt eine wesentlich höhere Amplitude
als die Steuerschwingung und eine Phasenlage, die von dieser abhängig ist, d.h.,die Anordnung besitzt
Verstärkerwirkung und stellt somit in der erfindungsgemäßen Verwendung ein aktives Schaltelement dar.
Außerdem bleibt die eingenommene Phasenlage eines multistabilen Schaltelementes so lange erhalten, selbst
nach Unterbrechung in der Zufuhr der Steuerenergie, wie die Anregungsenergie in ihrer Amplitude oberhalb
des genannten kritischen Wertes bleibt; d. h., das multistabile Schaltelement wirkt als Speicher. Diese
Tatsache bringt zusätzliche Vorteile für die Wirkungsweise der multistabilen Schaltelemente in der erfindungsgemäßen
Verwendung.
Werden mehrere solcher multistabilen Schaltelemente so hintereinandergeschaltet, daß jeweils das
vorhergehende das unmittelbar nachfolgende durch seine abgegebene Signalschwingung steuert, die dann
als Steuerenergie wirkt, dann muß dafür Sorge getragen werden, daß einmal die Anregungsenergie des
ersten multistabilen Schaltelements nicht in ihrer Amplitude unterhalb des kritischen Wertes absinkt,
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bevor das zweite multistabile Schaltelement in der Subharmonischen angeschwungen ist, und zum anderen,
daß die Anregungsenergie für das zweite multistabile Schaltelement in seiner Amplitudenänderung
zeitlich so liegt, daß die Phasenlage des zweiten multistabilen Schaltelements durch die abgegebene Signalschwingung
des ersten multistabilen Schaltelements festgelegt werden kann.
Bei drei oder mehr hintereinandergeschalteten multistabilen Schaltelementen wird dabei die Amplitude
der Anregungsenergie so getastet, daß die Anregungsenergieimpulse in der Größenordnung von tausend
Perioden der Frequenz Z1 der Grundschwingung umfassen.
Die einzelnen multistabilen Schaltelemente werden nun in der Weise zeitlich nacheinander angeregt, daß
das jeweils nachfolgende multistabile Schaltelement gegenüber einem vorhergehenden mit einer Ver-■
zögerung um ein Drittel der Tastperiode angeregt wird, wobei eine ausreichende Überlappung der einzelnen
Tastperioden gewährleistet wird.
Im Normalfall werden also alle hintereinandergeschalteten . multistabilen Schaltelemente nacheinander
zu subharmonischen Schwingungen bestimmter Phasenlage angeregt. Eine Anregung des unmittelbar
vorhergehenden multistabilen Schaltelementes durch das nachfolgende ist ausgeschlossen, da die entsprechende
Anregungsenergieamplitude zum Zeitpunkt des genannten kritischen Wertes nicht vorhanden
ist.
Das oben Gesagte gilt entsprechend, wenn an Stelle der zweiten Subharmonischen eine Subharmonische
höherer Ordnung angewendet werden soll.
Bisher ist das multistabile Schaltelement nur in seiner Eigenschaft als Verstärker- und Speicherelement
betrachtet worden. In einfacher Weise läßt sich aber auch das multistabile Schaltelement, wie
bereits ebenfalls an anderer Stelle vorgeschlagen, zum Aufbau von logischen Verknüpfungsgliedern verwenden.
Eine wichtige logische Operation, die in den meisten Rechenschaltungen erforderlich ist, ist die
NEGATION. Dank der Phasensteuerung ist diese logische Operation ohne besonderen Aufwand an
zusätzlichen Schaltelementen auf einfachste Weise durchzuführen, indem nämlich in die Steuerenergie-Zuführungsleitung
zu einem multistabilen Schaltelement eine die Phase um den Betrag π drehende
Vorrichtung eingebaut wird. Bei hinreichend hohen Frequenzen als Betriebsfrequenz, was ohne weiteres
bei der erfindungsgemäßen Anordnung möglich ist, wird dann die Zuführungsleitung in ihrer Länge und
den Parametern entsprechend eingestellt bzw. ausgelegt, so daß eine Phasenverschiebung um π stattfinden
kann. In Analogie zu Amp'litudenverfahren seien solche NEGATIONS-Glieder nachstehend als
Inverter bezeichnet.
Eine zweite grundlegende logische Operation ist die MAJORITÄT, bei der durch die Mehrheit aller
Eingangsphasenlagen die Ausgangsphasenlage bestimmt wird. Mit Hilfe eines solchen MAJORITÄT-Verknüpfungsgliedes
können, gegebenenfalls unter Verwendung eines NEGATI ONS-Gliedes, alle weiteren
bekannten logischen Verknüpfungen in irgendeiner Form abgeleitet werden. Wie im Hauptpatent
1 181 456 vorgeschlagen, liegt in jeder Eingangsleitung eines entsprechenden multistabilen Schaltelements
je ein weiteres multistabiles Schaltelement als Eingangsschaltelement, dessen Ausgänge über eine
gemeinsame Leitung ein weiteres multistabiles Schaltelement ansteuern. Zwei gegeneinander um π verschobene
Steuersignale am Ausgangsschaltelement bleiben ohne Wirkung, da die entsprechenden Wellenzüge
sich gegenseitig löschen. Ein dann zusätzlich zugeführtes Steuersignal bestimmt mit seiner Phase
die Phasenlage der subharmonischen Schwingung des Ausgangsschaltelementes. Bei einer geraden Anzahl
von Eingängen zum multistabilen Schaltelement, wird zweckmäßigerweise ein zusätzlicher Eingang
vorgesehen, der mit einer festen Phasenlage gespeist wird, um zu vermeiden, daß wie bei Anregung von
ungesteuerten nichtlinearen Resonanzkreisen eine Undefinierte, rein zufällige Phasenlage am Ausgang entstehen
kann.
Aus einem oben beschriebenen MAJORITÄTS-Verknüpfungsglied läßt sich nun in einfacher Weise
ein ODER-Verknüpfungsglied herstellen, wenn neben den Signaleingängen, für die die ODER-Bedingungen
gelten, Eingänge für Steuersignale fester Phasenlage 'vorgesehen werden. Die Anzahl der festen Signaleingänge
muß dabei um eins geringer sein als die Anzahl der Eingangsvariablen.
Das UND-Verknüpfungsglied ist dem oben beschriebenen
ähnlich im Aufbau, nur werden hier die festen Signaleingange, deren Anzahl ebenfalls um eins
geringer sein muß als die der Eingänge der Schaltvariablen, je über einen Inverter mit dem Ausgangsschaltelement
verbunden.
Die multistabilen Schaltelemente können an sich von beliebiger Bauart sein, wenn nur die obengenannten
Bedingungen in bezug auf die Nichtlinearität erfüllt werden. Es kann so eine Magnetkernwicklung
mit einem Kondensator zusammenwirken, wobei infolge der Wirkung des Magnetkerns die
Induktivität nichtlinear mit dem Strom ist, oder ein Kondensator mit einem Dielektrikum, das sich durch
die ausgelegte Spannung in seiner Polarisation ändert, ist einer linearen Induktivität parallel geschaltet. Es
können aber auch beide Reaktanzen in ihrem Verhalten nichtlinear sein.
Um hohe Arbeitsgeschwindigkeiten zu erzielen, ist es aber vorteilhaft, Kristalldioden als nichtlineare
Reaktanzen zu verwenden, wie es im Hauptpatent 1 181 456 beschrieben ist.
Die Aufgabe der Erfindung besteht nun darin, logische Verknüpfungsglieder zu schaffen, die bei
geringerem Aufwand als bisher eine größere Vielseitigkeit in ihrer Anwendung gestatten, indem gegenüber
bisher die Anzahl der erforderlichen multistabilen Schaltelemente, die Anzahl der Inverter, die
Anzahl der Signalquellen fester Phasenlage herabgesetzt und schließlich weitere Möglichkeiten zur
Durchführung logischer Verknüpfungsarten unter geringstem Aufwand bereitgestellt werden, wobei eine
wirkungsvolle Entkopplung zwischen hintereinandergeschalteten multistabilen Schaltelementen gewährleistet
ist. Das gilt für die Verwendung in binären Zahlensystemen ebensogut wie bei Anwendung von
■Subharmonischen höherer Ordnung in ternären, quaternären usw. Zahlensystemen.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe für ein oben beschriebenes multistabiles Schaltelement gemäß
Hauptpatent 1181 456 dadurch gelöst, daß den den einzelnen Eingangsphasenlagen jeweils zugeordneten
Steuerenergieeingängen des multistabilen Schaltelements je ein Schaltkreiswiderstand zugeordnet ist
und daß der Wert höchstens eines Schaltkreiswiderstandes ein Bruchteil des Wertes aller anderen Widerstände
beträgt, deren Werte ihrerseits gleich gemessen sind.
Neben der durch Verwendung dieser Schaltkreiswiderstände gegebenen wirksamen Entkopplung zwischen
zwei zusammengeschalteten multistabilen Schaltelementen ergibt sich auch der Vorteil, daß die Signalamplitude bei einem Schaltkreiswiderstand, der in
seinem Wert nur halb so groß ist wie der aller übrigen, doppelt so hoch ist wie die der anderen Eingänge — bei
anderen Wertverhältnissen gilt entsprechendes —, so daß zum Auslöschen, d. h. Unwirksamwerden, einer
solchen Signalamplitude zwei Eingangsphasenlagen umgekehrter Richtung auftreten müssen, oder, anders
ausgedrückt, um ein Signal doppelter Amplitude auszulöschen, müssen gleichzeitig an zwei weiteren Signaleingängen
Signale entsprechender Gegenphase anliegen. Durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen
lassen sich nun in vorteilhafter Weise Verknüpfungsglieder aufbauen.
Wie oben erwähnt, richtet sich die Anzahl der zusätzlichen Eingänge fester Phasenlage bei einem in
einem ODER-Verknüpfungsglied verwendeten multistabilen Schaltelement nach der Anzahl der zu verknüpfenden
Eingangsvariablen, und zwar muß dort die Anzahl der festen Signaleingänge um eins geringer
sein als die der variablen.
Mit Hilfe der erfindungsgemäßen Maßnahme bleibt die Anzahl der festen Signaleingänge dank der Bemessung
des Schaltkreiswiderstandes in der Zuführungsleitung des festen Signals immer gleich Eins.
So ist z. B. bei einem multistabilen Schaltelement mit drei Eingängen zur Zufuhr von Schaltvariablen nur
ein Eingang eines Signals fester Phasenlage erforderlieh, da der diesem Eingang vorgeschaltete Schaltkreiswiderstand
nur halb so groß bemessen wird wie der Wert der übrigen unter sich gleichbemessenen Schaltkreiswiderstände.
In diesem Falle ist die Wirkung zwar die gleiche wie bei dem bereits vorgeschlagenen
ODER-Verknüpfungsglied, in dem nämlich das Signal fester Phasenlage mit doppelter Amplitude auftritt,
was einer überlagerung zweier einfacher Amplituden aus zwei verschiedenen Eingängen entspricht, aber
die Schaltmaßnahmen sind vereinfacht.
Dies wirkt sich aber noch vorteilhafter aus, wenn — wie bei einem UND-Verknüpfungsglied — zusätzlich
in den Zuführungsleitungen der Signale fester Phasenlage Inverter vorgesehen sind. In diesem
Falle ist aber gemäß der Erfindung statt zweier oder mehrerer Inverter nur mehr ein gemeinsamer Inverter
erforderlich.
Ein weiterer Vorteil ergibt sich noch aus der Tatsache, daß weitere logische Verknüpfungsarten mit
dem multistabilen Schaltelement gemäß der Erfindung durchführbar werden, indem nämlich durch entsprechende
Reduzierung des zugeordneten Schaltkreiswiderstandswerts einer Schaltvariäblen ein mehrfaches
Gewicht beigemessen werden kann.
So läßt sich jetzt ein logisches Verknüpfungsglied z. B. mit drei Eingangsvariablen und einer zusätzlichen
vierten Eingangsvariablen aufbauen, die z. B. über einen Inverter und einen Schaltkreiswiderstand mit
halbem Wert gegenüber dem aller anderen zugeführt wird. Ein solches Verknüpfungsglied liefert nur dann
einen Ausgang, wenn die vierte Eingangsvariable nicht anliegt und mindestens eine der anderen Eingangsvariablen
auftritt oder wenn alle Eingangsvariablen anliegen. Ein solches Verknüpfungsglied soll nachstehend
mit UND-ODER-Verknüpfungsglied bezeichnet werden.
Mit Hilfe der erfindungsgemäß aufgebauten Verknüpfungsglieder läßt sich in einfacher und vorteilhafter
Weise ein binärer Volläddierer aufbauen, der gegenüber der im Patent 1164129 des gleichen
Erfinders gezeigten binären Volladdierschaltung weniger multistabile Schaltelemente und Inverter benötigt,
nämlich sechs multistabile Schaltelemente und zwei Inverter gegenüber den dort gezeigten acht multistabilen
Schaltelementen und sechs Invertern.
Unter Anwendung des UND-ODER-Verknüpfungsgliedes gemäß der Erfindung läßt sich die Anzahl
der für einen binären Volladdierer benötigten multistabilen Schaltelemente sogar auf zwei und die Anzahl
der erforderlichen Inverter auf einen herabsetzen.
Dies ermöglicht, daß bei Zusammenschaltung mehrerer multistabiler Schaltelemente zu einem gemäß
der Erfindung als Valladdierer wirkenden Schaltnetz die drei Eingangsvariablen, nämlich Addend,
Augend und übertrag, sowohl einem MAJORITÄTS-Verknüpfungsglied
als auch den direkten Eingängen, also nicht über den Inverter, eines UND-ODER-Verknüpfungsgliedes
zugeführt werden, dessen mit Invertern versehenen weiteren Eingang der Ausgang des MAJORITÄT-Verknüpfungsgliedes zugeführt ist
und dessen Ausgang die Summe darstellt, während der übertrag am Ausgang des MAJORITÄT-Verknüpfungsgliedes
dargestellt wird.
Im vorgehenden ist gezeigt worden, welche Vorteile die erfindungsgemäß aufgebauten Verknüpfungsglieder
mit Hilfe eines gemäß der Erfindung gestalteten multistabilen Schaltelementes aufweisen, welche Vorteile
sich besonders dann auswirken, wenn binäre Volladdierschaltungen unter Anwendung solcher
multistabiler Schaltelemente aufgebaut werden. So ist z. B. gezeigt worden, daß es nun mit Hilfe der
erfindungsgemäßen Maßnahmen möglich ist, eine Volladdierschaltung mit nur drei aktiven Bauelementen
zu bauen, was bisher als unmöglich erschienen ist.
Schließlich dient zum vorteilhaften Betrieb des multistabilen Schaltelements gemäß der Erfindung
eine Schaltung zur Erzeugung der Anregungsenergie in der Grundschwingung und der Steuerenergie für
das multistabile Schaltelement, welche eine absolute Synchronisierung zwischen Grundschwingung und
Steuerschwingung gewährleistet, was erforderlich ist, um die Bezugsphasenlage für die Phasensteuerung
eindeutig zu definieren. Da der Wert des Schaltkreiswiderstandes groß ist gegenüber dem Wert des Widerstandes
zur Zuführung der Anregungsenergie zum Mischverstärker, der dem multistabilen Schaltelement
gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung vorgeschaltet ist, besteht keine schädliche Rückwirkung.
Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen, die mit Hilfe nachstehend aufgeführter
Zeichnungen näher erläutert werden sollen, und aus den Patentansprüchen. Es zeigt
F i g. 1 die Zuordnung der Zeichnung nach F i g. 1A zur Zeichnung nach F i g. 1B,
Fig. IA den Verstärkerteil für das multistabile
Schaltelement,
Fig. IB das multistabile Schaltelement gemäß,
der Erfindung,
Fig. IC die Zuordnung der Zeichnung nach
Fig. ID zur Zeichnung nach Fig. IE,
F i g. 1D und F i g. 1E graphische Darstellungen
von Spannungsverläufen, in vereinfachter Form, zur Erläuterung der Wirkungsweise des erfindungsgemäßen
multistabilen Schaltelementes,
Fig. IF graphische Darstellungen von Spannungsverlaufen
in vereinfachter Form zur Erläuterung der Anregung von subharmonischen Schwingungen
bei getasteter Grundschwingung,
F i g. 2 die Zuordnung der Zeichnung nach F i g. 2A bis 2 E, .
Fig. 2 A den Verstärker und Impulsformer für eine Grundschwingung von 1 MHz,
Fi g. 2B den Frequenzteiler, der die Steuerenergie
mit einer Frequenz von 0,5 MHz liefert,
F i g. 2C den Phasenschieber und Amplitudenregier für die Steuerenergie,
Fi g. 2 D den -Verstärker für die Tastfrequenz von
1 kHz und die Taststufe für die Tastung der Grundschwingung,
Fig. 2 E den Verstärker für die getastete Grundschwingung,
Fig. 3 die Charakteristik einer nichtlinearen
Kapazität,
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines multistabilen Schaltelementes,
F i g. 4A die beispielsweise Ausführung eines multistabilen Schaltelementes,
F i g. 5 ein Blockschaltbild eines Inverters,
F i g. 6 die Schaltung eines MAJORITÄT-Verknüpfungsgliedes,
Fi g. 7 die Schaltung eines ODER-Verknüpfungsgliedes,
F ig. 8 die Schaltung eines UND-Verknüpfungsgliedes, ■
Fi g. 9 ein Ausführungsbeispiel eines binären Volladdierers,
Fig. 9 A bis 91 graphische Darstellungen der
Spannungsverläufe zur Erläuterung der Wirkungsweise des binären Volladdierers gemäß F i g. 9,
Fig. 10 ein anderes Ausführungsbeispiel eines
binären Volladdierers,
Fig. 1OA bis 1OH graphische Darstellungen der Spannungsverläufe zur Erläuterung der Wirkungsweise
des binären Volladdierers nach Fig. 10,
Fig. 11 eine Funktionstabelle zur Erläuterung
der Arbeitsweise des binären Volladierers nach F i g. 9, Fig. 12 graphische Darstellungen zur Erläuterung
der ternären Betriebsweise eines multistabilen Schaltelements gemäß der Erfindung,
Fig. 12A und 12B in vereinfachter Form die
nichtlineare Charakteristik einer Kapazität oder Induktivität für die Anwendung eines multistabilen
Schaltelementes gemäß der Erfindung in einem ternären System.
Dem Eingang Nr. 2 (Fig. 2A) wird als Eingang
eine 1-Megahertz-Sinusspannung mit einer Amplitude von etwa 0,5 Volt zugeführt. Dieser Eingang
wird über den Verstärker Nr. 4 (F i g. 2A), den Begrenzer Nr. 1 (Fig. 2A), den Verstärker Nr. 5
(Fi g. 2A) und den Begrenzer Nr. 2 (Fig. 2A) dem Eingang des Verstärkers Nr. 6 (Fig. 2A) zugeleitet.
Am Ausgang des Verstärkers Nr. 6 erscheint ein nahezu rechteckiger Spannungsverlauf mit einer Frequenz
von 1 Megahertz. Diese Rechteckspannung wird dem Eingang der Differenzierschaltung 2
(Fig. 2A) und einem Eingang des Modulations-;
netzwerke 12 (Fig. 2D) zugeführt. Die positiven und negativen Ausgangsimpulse der Differenzierschaltung
mit je einem Impulsabstand von einer Mikrosekunde werden dem bistabilen Multivibra-
torMV (Fig. 2B) in der Weise zugeführt, daß
lediglich die negativen Impulse wirksam werden. Am Ausgang erscheint eine Rechteckspannung mit
einer Frequenz von 0,5 Megahertz, wobei die Impulsdauer 1 Mikrosekunde beträgt. Gemäß Fig. 2B
werden von dem Multivibrator MV zwei um 180° phasenverschoebene Impulsfolgen entnommen, die
jeweils dem Gitter des Kathodenverstärkers CF Nr. 1 (Fig. 2B) bzw. CF Nr. 2 zugeführt werden. Jedem
Kathodenverstärker ist je ein Filter (Nr. 1 und Nr. 2 in Fi g. 2B) zugeordnet, das die Grundschwingung
durchläßt, d. h. eine Sinusschwingung mit einer Frequenz von 0,5 Megahertz. Die beiden Filtern entnommenen
Spannungen sind naturgemäß Gegentakt-Sinusspannungen. Ein doppelpoliger Umschalter S2
(Fig. 2C) ist so an die Filter angeschlossen, daß die Gegentaktspannungen entweder der einen oder der
entgegengesetzten Phase den beiden Eingangskiemmen des Phasenschiebers Nr. 1 (Fi g. 2C) zugeführt
werden. Die Phase der Ausgangsspannung kann durch Änderung des Widerstands Rs nahezu um
180° gedreht werden, ohne Einfluß auf die Amplitude. Der Ausgang des Phasenschiebers Nr. 1 wird dem
Eingang des abgestimmten Verstärkers Nr. 3 (Fi g. 2 C) zugeleitet, der einen regelbaren Sinusspannungsausgang
bei einer Frequenz von 0,5 Megahertz hat. Dieser Ausgang ist mit dem ersten Eingang des
Mischverstärkers Nr. 10 (Fig. 2E) verbunden.
An den Eingang Nr. 3 (Fig. 2D) wird beispielsweise
eine Rechteckspannung mit 1 Kilohertz angelegt. Diese Frequenz kann zwischen 100 Hertz
und 50 Kilohertz liegen. Der Schalter S1 sei in seiner Stellung/?. In diesem Falle wird die Rechteckspannung
über ein .RC-Kopplungsglied dem Eingang
des Integrierverstärkers Nr. 7 zugeführt, dessen Ausgang eine Dreieckspannung mit einer Frequenz von
1 Kilohertz liefert. Die Dreieckspannung wird dem Eingang eines Differentialverstärkers Nr. 8 (Fig. 2D)
zugeleitet. Der Ausgang an der Anode der Triode ist eine Dreieckspannung, die um 180° phasenverschoben
gegenüber der an der Kathode ist. Wenn der Schalter S1 dagegen in seiner Stellung L ist und
eine 1-Kilohertz-Rechteckspannungswelle dem Eingang
Nr. 3 (F i g. 2 D) zugeführt wird, dann erscheinen an den Ausgängen des Differentialverstärkers Nr. 8
Rechteckspannungen mit 1 Kilohertz, die gegeneinander um 180° phasenverschoben sind. Nachstehend
sei angenommen, daß eine Rechteckspannung verwendet wird. Die phasenverschobenen Rechteckspannungen
an der Anode und der Kathode der Triode werden jeweils über eine Begrenzerschaltung
an die Gitter der Kathodenverstärker Nr. 3 bzw. Nr. 4 angelegt. Deren Ausgänge liefern jeweils
ebenfalls Rechteckspannungen, deren Impulsdauer 0,5 Millisekunden beträgt. Jedoch ist der Ausgang
des Kathodenverstärkers Nr. 3 gegenüber dem Ausgang von Nr. 4 um 180° phasenverschoben.
Der 1-Megahertz-Rechteckausgang des Verstärkers Nr. 6 (Fi g. 2A) und die phasenverschobenen 1-KiIohertz-Rechteckausgänge
der Kathodenverstärker Nr. 3 und Nr. 4 werden in dem Modulator 12 (F i g. 2D) zu einer amplitudenmodulierten Ausgangsspannung
kombiniert. Der Ausgang des Modulationsnetzwerks 12 wird über das Filter 13 (Fig. 2E) und den ab-
gestimmten Verstärker Nr. 9 (Fig. 2E) dem Eingang des Kathodenverstärkers Nr. 5 (Fig. 2E) zugeführt.
Dessen Ausgang ist eine 1-Megahertz-Sinusspannung, welche mit einer 1-Kilohertz-Rechteckspannung
amplitudenmoduliert ist. Der variable Ausgang 14 liegt zwischen dem Ausgang des Kathodenverstärkers
Nr. 5 und dem zweiten Eingang des Mischverstärkers Nr. 10 (F i g. 2E).
Bekanntlich wird dem ersten Eingang des Mischverstärkers Nr. 10 (Fig. 2E) eine 0,5-Megahertz-Sinusspannung
zugeführt, während dem zweiten Eingang eine 1-Megahertz-Sinusspannung zugeleitet wird,
die mit einer 1-Kilohertz-Rechteckspannung amplitudenmoduliert ist. Der Ausgang NR1 des Mischverstärkers
Nr. 10, hat eine periodische Spannung mit folgenden Komponenten: eine 1-Megahertz-Sinusspannung,
die mit einer 1-Kilohertz-Rechteckspannung amplitudenmoduliert ist, und eine 0,5-Megahertz-Sinusspannung,
deren Amplitude 0,1% der Amplitude der 1-Megahertz-Spannung beträgt. Diese
am Ausgang Nr. 1 von Fi g. 2 E erscheinende periodische Spannung wird dem Eingang Nr. 1 von
Fi g. IA zugeleitet.
Gemäß Fig.'2C hat der SchalterS2 zwei Stellungen,
und zwar bewirkt die erste Stellung (U) des Schalters die Auswahl von Gegentaktspannungen
der einen Phase, im allgemeinen mit Sinusform und mit einer Frequenz von etwa 0,5 Megahertz. Die
zweite Stellung (L) des Schalters S2 bewirkt die Auswahl
von Gegentaktspannungen, die ebenfalls allgemein sinusförmig sind und eine Frequenz von
etwa 0,5 Megahertz haben, aber gegenüber denen von dem Schalter in seiner ersten Stellung ausgewählten
Spannungen um 180° phasenverschoben sind. Der Phasenschieber Nr. 1 enthält die Kapazität Cs
und den Widerstand/^ (Fig. 2C) und ist gemäß
F i g. 2C an den Schalter S2 angeschlossen. Die durch
den Phasenschieber Nr. 1 (Fig. 2C) bewirkte Phasenverschiebung beträgt annähernd 180°.
Fig. 1 zeigt den Verstärker Nr. 1 (Fig. IA),
einen Rückkopplungsverstärker Nr. 2 (Fig. IA), eine Vorspannungsschaltung (F i g. 1 B) für die nichtlineare Kapazitanz C (F i g. 1 B), die Induktanz L
(F i g. 1 B) und eine Schaltungsanordnung (F i g. 1 B), bestehend aus dem Wahlschalter S3, dessen Schalterarm
mit einem Oszilloskop verbunden ist. Der Verstärker Nr. 1 (Fig. IA) und der Rückkopplungsverstärker Nr. 2 (F i g. 1 A) sind so ausgelegt, daß
eine maximale Amplitude von etwa 150 Volt entsteht, und zwar bei sehr niedriger Ausgangsimpedanz.
Die Ausgangsimpedanz des Rückkopplungsverstärkers Nr. 2 liegt in der Größenordnung von 2 Ohm.
Der Ausgang des Rückkopplungsverstärkers Nr. 2 wird der Kapazität C des nichtlinearen Netzwerks
(F i g. 1 B) zugeführt. Eine nichtlineare Kapazität C ist in Reihe mit einer Induktanz L geschaltet, und
dieser Serienkreis schwingt bei 500 Kilohertz. Vorzugsweise wird der Wert von L festgehalten, und mit
einer besonderen Vorspannungsschaltung (Fig. 1 B) wird dann der Wert von C eingestellt, die dem Diagramm
nach F i g. 3 zu entnehmen ist.
Für das angegebene Beispiel müssen Amplituden von mindestens 40 Volt an den Serienresonanzkreis
angelegt werden, damit die Vorrichtung nach der Erfindung richtig arbeitet. Die 1-Megahertz-Sinus- &5
spannung wird aber, wie oben beschrieben, mit einer 1 -Kilohetz-Rechteckspannung amplitudenmoduliert.
Die abgestimmte LC-Schaltung gibt nur dann eine subharmonische Ausgangsspannung mit einer Frequenz
von 0,5 Megahertz ab, wenn die Umhüllende der amplitudenmodulierten 1-Megahertz-Grundfrequenz
periodische Amplitudenspitzen hat, die eine gegebene kritische Spannung übersteigen. Diese kritische
Spannung hängt ab von den Parametern L und C sowie von der Art der Nichtlinearität der
Kapazität C und den Verlusten in dem Serienresonanzkreis. Die 0,5-Megahertz-Sinusspannung, die ja eben-.
falls dem Eingang Nr. 1 (Fig. IA) zugeführt wird, soll die gewünschte Phasenlage der subharmonischen
Ausgangssinusspannung der LC-Schaltung (F i g. 1 B) herstellen. Die subharmonische Ausgangsspannung
kann bekanntlich eine von zwei Phasenlagen in bezug auf die Phasenlage der Grundfrequenzspannung
haben. Die Phasenlage der subharmonischen Ausgangsspannung, die sich tatsächlich einstellt, hängt
ab von dem Verhältnis der Phasenlage der anregenden bzw. steuernden 0,5-Megahertz-Spannung zur Phasenlage
der Grundfrequenzeingangsspannung. Die Steuer- und Grundfrequenzspannungen werden dem Eingang
Nr. 1 (Fig. IA) zugeleitet, während die subharmonische
Ausgangsspannung über der nichtlinearen Kapazität C (F i g. 1 B) erscheint. Wenn die
Spannung über dem nichtlinearen Netzwerk (Fi g. 1 B), bestehend aus der nichtlinearen Kapazität C und
der Induktanz L, in der Amplitude größer ist als 40 Volt, dann hat eine Phasenänderung der 0,5-Megahertz-Steuerspannung
keinen Einfluß auf die Phasenlage der subharmonischen Ausgangsspannung. Die Amplitudenmodulation der Arbeitswechselspannung
wird so durchgeführt, daß die 0,5-Megahertz-Steuerspannung ihre Phase während aufeinanderfolgender
Zeitabschnitte dann umkehren kann, wenn die Umhüllende der 1-Megahertz-Spannung eine kleinere
Amplitude als 40VoIt hat. Deshalb ist die grundlegende
Spannung oder Arbeitswechselspannung eine amplitudenmodulierte 1-Megahertz-Spannung. Nachstehend
soll dies ausführlich an Hand von Beispielen erläutert werden.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. IB verwendet
einen Schalter S3, der vier Stellungen 1, 2, 3 und 4 hat. Die vier Stellungen des Schalters S3 bewirken
jeweils folgendes: In Stellung 1 wird dem Oszilloskop (Fig. IB) ein Spannungssignal zugeleitet,
welches die Treiberspannung, speziell die Ausgangsspannung des Rückkopplungsverstärkers
Nr. 2 (Fig. IA), darstellt. In Stellung 2 wird ein Signal dem Oszilloskop zugeführt, welches dem
Strom durch die IC-Schaltung entspricht. Die Wirkung der Stellung 3 stimmt in etwa mit der der
Stellung 1 überein. In Stellung 4 wird ein Signal, welches der Ladungsänderung des Serienresonanzkreises
entspricht, dem Oszilloskop zugeleitet.
Theoretisch und praktisch ergibt sich, daß bei der Anordnung nach der Erfindung eine optimale Phasenverschiebung
zwischen der amplitudenmodulierten 1-Megahertz-Sinusspannung und der 0,5-Megahertz-Steuerspannung
besteht. Der 1-Megahertz-Eingang wird als Arbeitseingang bezeichnet. Der 0,5-Megahertz-Eingang
wird als Steuereingang bezeichnet. Der 0,5-Megahertz-Sinusspannungsausgang wird als Subharmonischenausgang
bezeichnet. Außerdem kann diese Anordnung nach der Erfindung als Generator für Subharmonische, als binäres Element, als Speichervorrichtung
oder als_ logische Vorrichtung verwendet werden. Diese Vorrichtung besitzt insofern Speicherfähigkeit,
als nach Erzeugung der gewünschten Sub-
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harmonischen am Ausgang und unter der Voraussetzung, daß die Arbeitswechselspannung ununterbrochen
anliegt und in ihrer Stärke über der kritischen Höhe bleibt, die Subharmonische am Ausgang unverändert
bleibt ohne Rücksicht auf Phasenschwankungen des Steuereingangs.
Gemäß Fi g. 2 C und 2 E wird, wenn der Schalter S2
in seiner oberen Stellung ist, eine Steuerwechselspannung der Phase 1, die allgemein den in F i g. 1D
unter B gezeigten Verlauf hat, dem ersten Eingang des Mischverstärkers Nr. 10 (F i g. 2E) zugeführt.
Der zweite Eingang des Mischverstärkers Nr. 10 erhält eine Arbeitswechselspannung, die allgemein
den in F i g. 1D unter A gezeigten Verlauf hat. Unter diesen Umständen hat die Spannung über der
nichtlinearen Kapazität C von Fig. IB eine subharmonische
Komponente, deren Amplitude beträchtlich größer als die der Steuerwechselspannung ist
■ (F i g. 1D unter D). Bemerkenswert ist es, daß das
Verhältnis der Amplitude der Umhüllenden der. Arbeitswechselspannung zur Amplitude der Steuerwechselspannung
relativ groß sein kann, nämlich in der Größenordnung von 1000. Außerdem ist die Amplitude der subharmonischen Ausgangsspannung
beträchtlich größer als die der Steuerwechselspannung. Ebenso hat die Amplitude der subharmonischen
Spannung über C einen viel höheren Wert als die Spannung über C, die durch die Steuerwechselspannung
allein ohne das Vorhandensein der Arbeitswechselspannung hervorgerufen wird. Die Verstärkereigenschaft
der Anordnung gemäß der Erfindung ist damit gezeigt. Weiterhin zeigen F i g. 1D und 1E,
daß nach Anlegen der Arbeitswechselspannung und der Steuerwechselspannung für eine begrenzte Zeitdauer
die Steuerwechselspannung weggenommen und/ oder in der Phase gedreht werden kann, ohne daß die
über der nichtlinearen Kapazität C von Fig. IB
erscheinende subharmonische Ausgangsspannung verschwindet. Dies stellt die Speicherfähigkeit der
Vorrichtung gemäß der Erfindung dar (s. auch Fig. IF).
Nun sei angenommen, daß der Schalter S2 von
Fig. 2C in der unteren Stellung ist. Dann wird
dem Eingang Nr. 1 des Mischverstärkers Nr. 10 eine Steuerwechselspannung der Phase 2 zugeführt. Ein
Steuerwechselspannungsverlauf der Phase 2 ist in idealisierter Form in F i g. 1D unter C dargestellt.
Wird gleichzeitig eine Arbeitswechselspannung an den Eingang Nr. 2 des Mischverstärkers Nr. 10 angelegt,
dann hat die über die nichtlineare Kapazität C von Fig. IB hervorgerufene Spannung eine subharmonische
Komponente des in F i g. 1D unter E idealisiert dargestellten Verlaufs. Mit der Phase 2
hat die Vorrichtung nach der Erfindung eine Verstärkungsfähigkeit von etwa derselben Art, wie oben
bei Phase 1 beschrieben ist. Dementsprechend zeigt die erfindungsgemäße Vorrichtung auch hier bei
Wegnahme der Steuerspannung nach dem Anlegen der Arbeitswechselspannung und der Steuerspannung
der Phase 2 Speichereigenschaft.
Jetzt seien die bistabilen oder binären Eigenschaften der Vorrichtung nach der Erfindung erklärt. Es sei
angenommen, daß der SchalterS2 von Fig.2C
in der oberen Stellung ist und daß daher eine Steuerwechselspannung der Phase 1 dem Eingang Nr. 1
des Mischverstärkers Nr. 10 zugeführt wird. Außerdem wird eine Arbeitsspannung dem Eingang Nr. 2
des Verstärkers Nr. 10 zugeführt. In diesem. Falle erscheint eine subharmonische Spannung der Phase 1
über der nichtlinearen Kapazität C von Fig. IB.
Bekanntlich bleibt bei nachfolgender Wegnahme der Steuerspannung die subharmonische Ausgangsspannung
mit der Phase 1 bestehen, solange die Arbeitswechselspannungsamplitude größer als die kritische
Spannung ist. Nun soll der Schalter S2 in die untere Stellung gebracht werden. Dann wird dem Eingang
Nr. 2 des Mischverstärkers Nr. 10 eine Steuerspannung der Phase 2 zugeführt. Dadurch entsteht über
der nichtlinearen Kapazität C von F i g. 1B eine subharmonische Ausgangsspannung der Phase 2, wie
Fig. ID zeigt, unter der Voraussetzung natürlich, daß die Arbeitsspannung von einer »kleiner als
kritischen« auf eine »größer als kritische« Spannung erhöht wird, nach dem Anlegen der Steuerspannung
mit der Phase 2. Die nachfolgende Wegnahme der Steuerspannung der Phase 2 hat wiederum keine
Wirkung auf den subharmonischen Ausgang unter der Voraussetzung, daß die Amplitude der Arbeitsspannung über dem kritischen Wert bleibt. Wenn
jedoch danach der Schalter S2 wieder in die obere
Stellung zurückgebracht und eine Steuerspannung der Phase 1 an die Vorrichtung nach der Erfindung
angelegt wird, dann hat die Spannung über der nichtlinearen Kapazität C von F i g. 1B als Komponente
eine subharmonische Spannung der Phase 1 unter der Voraussetzung, daß die Arbeitsspannung von
»unter kritisch« auf »über kritisch« erhöht wird, nachdem der Steuereingang die Phase 1 erhält. Die
Vorrichtung nach der Erfindung besitzt also eine bestabile oder binäre Eigenschaft und wird in logischen
Anordnungen verwendet, z. B. in Analog- und Ziffernrechnern. Oben wurde angenommen, daß die Steuerwechselspannung
sehr klein ist. Durch Vergrößerung der Steuerspannungsamplitude ist es jedoch möglich,
eine Subharmonische der entgegengesetzten Phase, die zufällig in der Vorrichtung gespeichert ist, zu überschreiben.
Gemäß der Zeitachse der in F i g. 1F gezeigten Spannungsverläufe wird vor dem Anlegen der Arbeitsspannung eine Steuerwechselspannung mit der Phase 2
(Φπ) an die bistabile Vorrichtung nach der Erfindung
angelegt. Beim Anlegen der Arbeitsspannung an die Vorrichtung wird dann eine subharmonische Spannung
der Phase2 erzeugt. Außerdem geht aus Fig. IF
hervor, daß bei Wegnahme der Steuerspannung und nachfolgendem Anlegen einer Steuerspannung mit
der Phase 1 (Φο), aber ohne Unterbrechung der
Arbeitsspannung bzw. Absinken unter den kritischen Wert, der Ausgang der Subharmonischen unverändert
die Phase 2 behält. Wenn die Arbeitsspannung unterbrochen wird oder unter ihren kritischen Wert sinkt,
wird gemäß Fig. IF keine subharmonische Spannung
erzeugt. Wenn danach gemäß Fig. IF die Arbeitsspannung wieder angelegt wird und eine Steuerspannung
mit der Phase 1 (Φο) vorher an die bistabile
Vorrichtung angelegt wurde, dann entsteht am Ausgang eine Subharmonische mit der Phase 1. Diese
Subharmonische mit der Phase 1 hält ohne Rücksicht auf Phasenänderungen des Steuereingangs an, solange
die Zuführung der Arbeitsspannung nicht unterbrochen wird und über dem kritischen Wert bleibt.
Die Speicher- und Verstärkungsfähigkeiten der bistabilen Vorrichtung gehen ebenfalls aus den Kurven
von Fig. IF hervor.
Gemäß F i g. 4A werden die Steuerwechselspahnung und die Arbeitswechselspannung jeweils über
einen Widerstand dem Eingang eines Verstärkers zugeführt. Der Ausgang dieses Verstärkers wird an den
Eingang des Serienresonanzkreises angelegt, der eine Induktivität L und eine nichtlineare Kapazität C enthält.
Ebenso kann natürlich auch die Induktivität L nichtlinear sein. Der Ausgang der Schaltung befindet
sich an dem anderen Ende der Induktivität, das andererseits über einen passenden Widerstand geerdet
ist. Der durch den Block in F i g. 4A dargestellte Verstärker kann z. B. aus dem Mischverstärker Nr. 10
(Fig. 2E), dem Verstärker Nr. 1 (Fig. IA) und
dem Rückkopplungsverstärker Nr. 2 (F i g. 1 A) bestehen.
Der Widerstand zwischen dem Ausgang des Serienresonankreises von F i g. 4A und Erde kann durch
einen Kondensator großer Kapazität im Vergleich zur nichtlinearen Kapazität C ersetzt werden.
Das hat zwei Vorteile, nämlich erstens die Verluste des abgestimmten Serienkreises werden herabgesetzt,
und zweitens wird das Verhältnis der subharmonischen Spannung zur Grundfrequenzspannung durch
den Reaktanzunterschied von C bei beiden Frequenzen erhöht. In den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen
soll jedoch die Phase der subharmonischen Ausgangsspannung dieselbe sein wie die der Steuerspannung.
Die in Fig. 2A bis 2E gezeigte Schaltung stellt
also lediglich eine Hilfseinrichtung dar, die in Verbindung mit dem Ausführungsbeispiel der Erfindung
beschrieben wird, um zu zeigen, wie eine Arbeitswechselspannung und eine Steuerwechselspannung
erzeugt werden, um die Anordnung nach der Erfindung zu betreiben. Die Erfindung ist keineswegs
auf die hier angegebenen Frequenzen oder Schaltungsanordnungen beschränkt.
Nachstehend wird ein Blocksymbol, wie in F i g. 4 gezeigt, für die in Fig. 4A dargestellte Anordnung
nach der Erfindung verwendet. Wenn also eine Arbeitswechselspannung an den entsprechenden Eingang
der Anordnung (F i g. 4) gleichzeitig mit einer an den Steuereingang angelegten Wechselspannung
zugeführt wird, dann erscheint eine Spannung an der Ausgangsklemme. Diese Ausgangsspannung wird bestimmt
durch die zuletzt angelegte Steuerspannung, unter der Voraussetzung, daß nach dem Anlegen der
Steuerspannung die Amplitude der Arbeitsspannung von einem unterkritischen auf einen überkritischen
Wert erhöht wird. ■
Nachstehend wird nun eine Steuerwechselspannung, deren Phasenlage der in F i g. ID gezeigten Phasenlage
1 entspricht, als <Z>0-Spannung bezeichnet. Dementsprechend
wird eine Steuerspannung, deren Phasenlage allgemein der der Steuerspannung der Phase 2
in F i g. 1D entspricht, als Φ,,-Spannung bezeichnet.
Die Wechselspannungen Φο und Φπ stellen Informationen
dar, z. B. die binären Ziffern »0« bzw. »1«. Die in der nachstehenden Beschreibung verwendete
Arbeitswechselspannung ist eine amplitudenmodulierte Spannung, deren Phasenlage der Fig. ID
ebenfalls zu entnehmen ist. Ein weiterer Eingang M wird in der nachstehenden Beschreibung verwendet.
Dieser M-Eingang erhält eine Wechselspannung mit einer Phasenlage, die gleich der einer Steuerspannung
Φη ist. Die Amplitude dieser Spannung gleicht in
etwa der der Steuerspannungen.
In Verbindung mit den logischen Schaltkreisen wird ein Inverter verwendet, dessen Blockschaltbild
in F i g. 5 gezeigt ist.
F i g. 6 zeigt in Blockform die Anwendung der Erfindung in einer MAJORITÄTS-Schaltung. Unter
MAJORITÄTS-Schaltung sei eine logische Schaltung verstanden, bei der mindestens zwei Eingänge je einen
Impuls gleichzeitig erhalten müssen, damit ein Ausgangsimpuls auftritt. Es sei angenommen, daß eine
Arbeitswechselspannung an die Eingangsklemme P in F i g. 6 angelegt wird. In diesem Falle ist die Ausgangsspannung
von F i g. 6 entweder eine Φο-Spannung oder eine (^-Spannung, je nachdem, ob die
Mehrheit der den Eingangsklemmen A, B und C zugeführten Spannungen vom Φο- oder vom Φπ-Τνρ
sind. Wenn also zwei beliebige oder alle drei der Eingänge von F i g. 6 vom Typ Φο sind, entsteht ein
Φο-Ausgang. Entsprechend entsteht, wenn zwei oder drei der Eingänge vom' Typ Φπ sind, ein (^-Ausgang.
F i g. 7 zeigt in Blockform, wie die Anordnung nach der Erfindung als ODER-Schaltung verwendet
werden kann. Eine Arbeitsspannung soll wieder an die Eingangskiemine P von F i g. 7 angelegt werden.
Eine M-Wechselspannung mit dem Phasen-Winkel Φπ soll außerdem an die Eingangsklemme M angelegt
werden. Steuerspannungen mit M-Spannung haben annähernd dieselbe Amplitude. Folgende Möglichkeiten
können sich ergeben. Wenn die den Eingangsklemmen A und B zugeführten Wechselspannungen
eine Φο bzw. eine Φπ-Spannung sind, dann ist die
Phasenlage der subharmonischen Ausgangsspannung von F i g. 7 gleich Φπ. Dies wird nachstehend als
Ausgang Φπ bezeichnet. Wenn also den Eingängen A
und B eine Φπ- bzw. eine Φβ-Spannung zugeführt
wird, dann entsteht dementsprechend ein Φ,-Ausgang. Wenn die Eingänge A und B gleich in der Phasenlage
sind, entspricht ihnen der Ausgang. Wenn also zwei Φο-Spannungen an die Klemmen >4 und B angelegt
werden, entsteht ein Φο-Ausgang. Ein Φο-Ausgang ist eine subharmonische Spannung, deren Phasenlage
dem einer Φο-Arbeitsspannung entspricht. Wenn an eine der Klemmen A und B der ODER-Schaltung von
F i g. 7 ein Φ,,-Eingang angelegt wird, dann entsteht
ein Φ,ΐ-Ausgang. Die Vorrichtung von F i g. 7 arbeitet
also als ODER-Schaltung.
Wenn an die Eingangsklemme A der Vorrichtung von F i g. 7 ein Φο-Eingang und an die Klemme B
ein Φπ-Eingang angelegt werden, heben diese Eingänge einander wirksam auf (da sie dieselbe Amplitude
haben und um 180 phasenverschoben sind), und die M-Eingangsspannung führt zu dem Φπ-Ausgang.
Durch Verwendung eines M-Eingangs mit einem Φο-Phasenwinkel ergibt die ODER-Schaltung von
F i g. 7 also einen Φο-Ausgang, wenn ein Φο-Eingang an eine der Eingangsklemmen A oder B oder auch
an beide angelegt worden ist.
F i g. 8 zeigt in Blockform die Verwendung der Anordnung gemäß der Erfindung als UND-Schaltung.
Die M-Spannung soll zunächst einen Φκ-Phasenwinkel
haben. Die M-Spannung wird durch einen Inverter geleitet, bevor sie über einen Widerstand
dem subharmonischen Generator SG zugeführt wird. Die Phasenlage am Ausgang des Inverters von F i g. 8
entspricht der einer Φο-Spannung. Wenn die an die Eingangsklemmen A und B der Vorrichtung von
F i g. 8 angelegten Spannungen beide Φο-Eingänge sind, entsteht ein #0-Ausgang. Wenn einer der Eingänge
ein Φο- und der andere ein Φ,,-Eingang ist,
ist der Ausgang Φο. Wenn beide Eingänge Φ,-Eingänge
sind, entsteht ein Φ,-Ausgang. Die Vorrichtung von· F i g. 8 arbeitet also als UND-Schaltung.
Zahlreiche Abwandlungen der vorstehenden ODER-, UND- und MAJORITÄTS-Schaltungen sind
nun möglich, für die nachstehend einige Beispiele angegeben seinen:
1. Es wird eine Arbeitsspannung höherer Frequenz verwendet und dementsprechend höhere Frequenzen
der Steuer- und M-Spannungen.
2. Jede der in F i g. 6 bis 8 gezeigten Schaltungen hat mehr Eingänge als dort gezeigt ist.
3. Es wird eine M-Spannung mit einem <f>0-Phasenwinkel
verwendet.
4. Jede Kombination der vorstehenden drei Variationen wird in einer einzigen Schalteinheit
verwendet.
5. Die in F i g. 1 und 2 in binären Addierwerken '5
von F i g. 9 und 10 gezeigten Schalter werden durch bekannte elektronische Schalter ersetzt.
6. Die Anordnung gemäß der Erfindung wird in einem ternären (Basis 3), quaternären (Basis 4),
quinären (Basis 5) oder höheren Zahlensystem verwendet.
Beim Übergang zu höheren Frequenzen werden natürlich die dort üblichen Schaltelemente mit verteilten
Parametern verwendet. F i g. 9 zeigt die An-Ordnung von UND-, ODER- und MAJORITÄTS-Schaltungen
des vorstehend beschriebenen Typs zum Aufbau eines binären Addierers, der an Hand eines
Ausführungsbeispieles besprochen wird.
Der durch P1 in Fi g. 9A dargestellte Arbeits-Spannungsverlauf
mit der Grundfrequenz wird an die Eingangsklemme P1 von F i g. 9 angelegt. Durch
wahlweises offenen und Schließen der Schalter S11,
S1-. und S13 werden nun die Spannungsverläufe P'
(F i g. 9B), P" (F i g. 9C) und P'" (F i g. 9D) jeweils
der Klemme P der folgenden logischen Schaltungen des binären Addierers von F i g. 9 zugeleitet: Die
Spannung P' wird an die Klemmen P der MAJORI-TÄTS-Schaltung 100, der ODER-Schaltung 101 und
der UND-Schaltung 102 (F i g. 9) angelegt, die Spannung P" wird an die Klemmen P der UND-Schaltung
103 und der UND-Schaltung 104 (F i g. 9) angelegt, und die Spannung P'" wird an die Klemme P der
ODER-Schaltung 105 von F i g. 9 angelegt.
Zur Erläuterung sei nun angenommen, daß außer dem Anlegen der Spannung M (F i g. 9 E) an die
Eingangsklemme M des binären Addierers die Spannungen A, B und C (F i g. 9 F, 9 G, 9H) an die Eingangsklemmen
An, Bn bzw. Cn angelegt werden. Nun
sei angenommen, daß die TeUeZi1, A2, A3 und A4.
der SpannungA (Fig. 9F) folgende Phasenlage zu
der Arbeitsspannung P1 haben: Φο, Φπ, Φο bzw. Φπ;
daß die TeUeB1, B2, B3 und B4. der Spannung B
(F i g. 9 G) folgende Phasenlage zu P1 haben: Φπ, Φπ,
Φο bzw. Φπ; und daß die TeUeC1, C2, C3 und C4
der Spannung C (F i g. 9 H) folgende Phasenlage zu P1 haben: Φο, Φο, Φπ bzw. Φπ. Während des Zeitabschnitts
T1 bis T2 wird dann der Eingangsklemme A
der MAJORITÄTS-Schaltung 100 des binären Addierers eine Φο-Spannung, der Eingangsklemme B
wird eine Φ-Spannung, und der Eingangsklemme C eine Φο-Spannung zugeführt. Dadurch entsteht ein
Φο-Ausgang der MAJORITÄTS-Schaltung 100. Dieser ist dargestellt durch den Teil D1 der Spannung D
(F i g. 91).
Während des Zeitabschnitts T1 bis T2 werden den
Eingangsklemmen A, B und C der ODER-Schaltung 101 ebenfalls entsprechend eine Φ,,-, eine Φη- bzw.
eine Φο-Spannung zugeleitet. Die ODER-Schaltung
101 hat also einen Φπ-Ausgang. Weiterhin werden
den Eingangsklemmen A und B der UND-Schaltung
102 entsprechend die Φπ- und 0o-Spannungen während
des Zeitabschnitts T1 bis T2 zugeführt, und
daher hat die UND-Schaltung 102 einen Φο-Ausgang. Es zeigt sich nun, daß die UND-Schaltung 104 an
allen drei Eingängen eine Φο-Spannung erhält und somit einen Φο-Ausgang liefert. Der mittlere Eingang
der UND-Schaltung 104 erhält eine invertierte M-Spannung, d. h. eine Φο-Spannung. Bei der UND-Schaltung
103 wird eine Φπ-Spannung an die Eingangsklemme
A, eine Φπ-Spannung an die Eingangsklemme B und eine invertierte M-Spannung an den
dritten Eingang angelegt, und es ergibt sich somit ein Φπ-Ausgang. Die der Eingangsklemme A der UND-Schaltung
103 zugeführte Φη-Spannung ist die durch den Inverter 103/1 umgekehrte Φο-Spannung der
MAJORITÄTS-Schaltung 100, die dem TeUD1 der
Spannung!) entspricht. Dem Eingang,4 der ODER-Schaltung
105 wird daher eine Φπ-Spannung zugeleitet. An die Klemme B der ODER-Schaltung 105
wird von der UND-Schaltung 104 eine Φο-Spannung angelegt. Die ODER-Schaltung 105 hat daher eine
Φ-j-Ausgangsspannung entsprechend dem Teil E1 des
Spannungsverlaufs £ in Fig. 9 J. Wenn nun eine Φη-Spannung einer binären Ziffer 1 und eine Spannung
Φο einer binären Ziffer 0 zugeordnet ist, dann stellen die durch den Teil D1 des Spannungsverlaufs D
dargestellte Φο-Spannung und die durch den Teil E1
des Spannungsverlaufs £ dargestellte Φπ-Spannung
die binäre Addition des Teils A1 des Spannungsverlaufs A (Φο), des Teils B1 des Spannungsverlaufs Β{Φπ)
und des Teils C1 des Spannungsverlaufs C (Φο) dar.
Bei den an die Eingangsklemmen An, Bn und Cn
des binären Addierwerks von F i g. 9 während des Zeitabschnitts T2 und T3 angelegten Teilen A2, B2
und C2 der Spannungsverläufe A, B und C ist A2
eine Φ,£-Spannung, B2 eine Φη-Spannung und C2 eine
Φο-Spannung. Daher entsteht am Ausgang der MAJORITÄTS-Schaltung 100 im Ansprechen auf die
Eingänge A2, B2 und C2 eine Φκ-Spannung, die durch
den TeUD2 des SpannungsverlaufsD in Fig. 91
dargestellt ist. Die Eingangsklemme A der UND-Schaltung 103 erhält über den Inverter 103 eine Φο-Spannung.
Die UND-Schaltung 103 hat daher eine Φο-Ausgangsspannung, die an die Eingangsklemme A
der ODER-Schaltung 105 angelegt wird. An die Eingangsklemmen A und B der UND-Schaltung 102
werden Φπ-{Β2)- bzw. Φo-(C2)-Spannungen angelegt,
und daher hat die Schaltung 102 ebenfalls eine Φο-Ausgangsspannung. Dieser Φο-Ausgangsspannung der
Schaltung 102 wird der Eingangsklemme B der UND-Schaltung
104 zugeführt, die damit ihrerseits eine Φο-Ausgangsspannung hat und die an die Eingangsklemme B der ODER-Schaltung 105 angelegt wird.
An die Eingangsklemmen A und B der ODER-Schaltung 105 werden also je eine Φο-Spannung angelegt,
und am Ausgang entsteht eine Φο-Spannung, welche durch den Teil E2 des Spannungsverlaufs E
in Fig. 9J dargestellt ist. Wieder zeigt sich, daß,
wenn die Φπ-Spannungen A2 und B2 eine binäre
Ziffer 1 und die Φο-Spannung C2 eine binäre 0 darstellen,
die Φ^-Spannung D2 und die Φο-Spannung E2
die binäre Addition der Spannungen A2, B2 und C2
darstellen. Das heißt, der Ausgang D2 stellt eine binäre
Ziffer 1 als »übertrag« und der Ausgang E2 eine
binäre 0 als »Summe« dar. Die binären Stellen der
Ausgänge D2 und E2 entsprechen den binären Stellen
der Eingänge A2, B2 und C2. Das heißt, der durch D2
dargestellte Ubertragungsausgang ist ein übertrag mit der binären 1 von der binären Stelle der Eingänge/12>
B2 und C2.
Die Spannungsverläufe A, B und C mit ihren Teilen^,
B3 und C3 mit den entsprechenden Phasenwinkeln
Φο, Φο bzw. Φπ werden nun der MAJORI-TÄTS-Schaltung
100 zugeführt, die eine Φο-Ausgangs- ■ spannung liefert (s. Teil D3 des Spannungsverlaufs D
in F i g. 91). über den Inverter 103.4 wird dann eine
Spannung an die Klemme A der UND-Schaltung 103 angelegt. An die Klemme C der ODER-Schaltung 101
wird eine Φ,,-Spannung angelegt. Daher hat diese
ODER-Schaltung einen Φ,,-Ausgang. Diese Φ,,-Spannung
wird an die Klemme B der UND-Schaltung 103 angelegt. Die Φ,,-Ausgangsspannung der UND-Schaltung
103 wird der Eingangsklemme A der ODER-Schaltung 105 zugeleitet und ergibt einen Φ,,-Ausgang,
der durch den Teil E3 des Spannungsverlaufs E
in Fig. 9J dargestellt ist. Die AusgängeD3 und E3
stellen den binären übertrag und die binäre Summe der Addition der Eingangsspannungen A3, B3 und C3
dar.
Die Teile A4 (Φπ), B4 (Φη) und C4 (Φπ) der entsprechenden
Spannungsverläufe liegen während des Zeitabschnitts T4 bis T5 an allen drei Eingängen der
MAJORITÄTS-Schaltung 100. Es entsteht also ein
Φ,,-Ausgang, dargestellt durch den Teil D4 des Spannungsverlaufs
D von Fig. 91. Außerdem werden während des Zeitabschnitts T4 bis T5 Φπ-Spannungen
(B4 und C4) an die Eingangsklemmen A und B der
UND-Schaltung 102 angelegt und erzeugen einen Φ,,-Ausgang. Die Φ,,-Spannung (A4.) und die Φ,,-Ausgangsspannung
der UND-Schaltung 102 werden den Klemmen A bzw. B der UND-Schaltung 104 zugeführt
und bewirken dann ebenfalls einen Φ,,-Ausgang. Dieser Φ,,-Ausgangsspannung der Schaltung 104 wird
an die Klemme B der ODER-Schaltung 105 angelegt und erzeugt einen Φ,,-Ausgang. Die Φ,,-Ausgangsspannung
der ODER-Schaltung 105 ist dargestellt durch den Teil E4. des Spannungsverlaufs E von
F i g. 9 J. Da nun alle drei Eingänge, nämlich A4, B4
und C4, vom Typ Φ .-,sind (Darstellung der binären 1)
und da die Ausgänge D4 und E4 ebenfalls vom Typ Φπ
sind (Darstellung der binären 1), hat die Vorrichtung nach F i g. 9 die binäre Adition ausgeführt. Der
Ausgang D4 stellt einen binären übertrag und der
Ausgang E4 eine binäre Summe dar.
Alle oben besprochenen Beispiele mit den Eingangsspannungen A1, B1, C1, A2, B2, C2 ... A4, B4, C4 und
denresultierendenAusgangsspannungenD^Ej ... D4,
E4 sind in der Tabelle in F i g. 11 zusammengestellt.
Die erste Spalte enthält die Bezeichnung der Eingänge A, B, C und die der Ausgänge D, E. Die erste
Zeile enthält die Indizes 1, 2, 3, 4. Für jede Eingangsspannung und Ausgangsspannung kann dann leicht
die zugehörige Phasenlage und damit die binäre Ziffer ermittelt werden.
F i g. 10 zeigt eine MAJORITÄTS-Schaltung und eine UND-ODER-Schaltung, die zu einem binären
Addierer zusammengeschaltet sind.
Die Fig. 1OA bis 1OH zeigt die entsprechenden Spannungsbilder. Die durch P1 von F i g. 1OA dargestellte
Grundfrequenz wird an die Klemme P1 von Fig. 10 angelegt. Durch wahlweises öffnen und
Schließen der Schalter Sn und S12 werden nun die
Spannungsverläufe P'(F i g. 10B)bzw. P" (F i g. 10C) an die Klemme P der logischen Schaltungen des binären
Addierers nach Fig. 10 angelegt: P' wird an die Klemme P der MAJORITÄTS-Schaltung 201 angelegt,
und P" wird an die Klemme P der UND-ODER-Schaltung 202 angelegt.
Die Spannungsverläufe A, B und C (Fig. IOD,
1OE bzw. 10F) werden an die Eingangsklemme An,
Bn bzw. Cn des binären Addierers angelegt. Nun sei
angenommen, daß die Teile A1, A2, A3 und A4 des
Spannungsverlaufs A (F i g. 10 D) die folgende Phasenlage gegenüber der der Arbeitsspannung P1 haben:
Φπ, Φο, Φο bzw. Φπ; die Teile B1, B2, B3 und B4 von B
(Fig. 10E): Φπ, Φο, Φο bzw. Φπ; die TeileC1, C2, C3
und C4 von C (F i g. 10F): Φπ, Φπ, Φο bzw. Φο.
Während des Zeitabschnitts T1 bis T2 empfängt die
MAJORITÄTS-Schaltung 201 des binären Addierers nach Fig. 10 eine Φ,,-Spannung an ihren A-, B- und
C-Eingängen. Dadurch ergibt sich ein Φ,,-Ausgang.
Diese Φ,,-Spannung ist dargestellt durch den TeHD1
des Spannungsverlaufs D (F i g. 10G). Gemäß Fi g. 10
wird während des Zeitabschnitts T1 bis T2 den Eingangsklemmen
A, B und C der UND-ODER-Schaltung 202 jeweils ein Φ,,-Eingang zugeführt. Weiter
ist die linke Eingangsklemme der UND-ODER-Schaltung 202 über einen R/2-Widerstand mit dem
Ausgang des Inverters 201 A verbunden. Dieser Inverter
201 A kehrt die dem TeUD1 des Spannungsverlaufs D entsprechende Φ,,-Spannung der MAJORITÄTS-Schaltung
201 um in eine Φο-Spannung für die linke Eingangsklemme der UND-ODER-Schaltung
202. Die Schaltung 202 hat also einen Φ,,-Ausgang
entsprechend dem TeUE1 des Spannungsverlaufs
£ (Fig. 10H).
Der mit dem linken Eingang der UND-ODER-Schaltung 202 in Reihe liegende R/2-Widerstand läßt
die entsprechende Amplitude doppelt so hoch werden gegenüber den an dem mit A, B und C bezeichneten
Eingängen.
Während des Zeitabschnitts T2 bis T3 werden an
die Klemmen An, Bn und Cn die Teile A2, B2 und C2
(Fig. IOD bis 10F) der Spannungsverläufe A, B und
C angelegt. A2 hat einen Φο-Phasenwinkel, B2 einen
Φο-Phasenwinkel und C2 einen Φ,,-Phasenwinkel.
Daher hat die MAJORITÄTS-Schaltung 201 im Ansprechen auf die Spannungen A2, B2 und C2 einen
Φο-Ausgang, der durch den TeUD2 des Spannungsverlaufs D in F i g. 1OG dargestellt ist. Diese Φο-Spannun
der MAJORITÄTS-Schaltung 201 bewirkt einen Φ,,-Eingang (infolge der Wirkung des Inverters 201 A)
an die linke Klemme der UND-ODER-Schaltung 202. An die Klemmen A, B und C der Schaltung 202 wird
jeweils eine Φο-, eine Φο- und eine Φ,,-Spannung
angelegt. Diese Spannungen bewirken in Verbindung mit dem Ausgang des Inverters 201 A einen Φ,,-Ausgang
von der UND-ODER-Schaltung 202, der durch den Teil E2 des Spannungsverlaufs £ (Fig. 10H)
dargestellt ist.
Die Teile A3, B3 und C3 der Spannungsverläufe A,
B und C, die alle vom Typ Φο sind, bewirken einen
Φο-Ausgang (dargestellt durch den Teil D3 des Spannungsverlaufs
D) aus der MAJORITÄTS-Schaltung 201 und einen Φο-Ausgang (dargestellt durch den
Teil E3 des Spannungsverlaufs E) aus der UND-ODER-Schaltung
202.
Die Eingänge A4, B4 und C4 bewirken auf ähnliche
Weise während des Zeitabschnitts T4 bis T5 die
Ausgänge D4 (Φπ) und E4 (Φο) aus der MAJORITÄTS-Schaltung
201 und der UND-ODER-Schaltung 202.
805 619*378
Die Schaltungen nach F i g. 9 und 10 können natürlich auch, als Volladdierwerk verwendet werden,
worin ein Φ,,-Eingang eine und ein 0o-Eingang die
andere binäre Ziffer darstellt.
Eine Möglichkeit zur Beobachtung des zwischen der Arbeitsspannung (d. h.'der amplitudenmodulierten
1-Megahertz-Sinusspannung) und der subharmonischen Ausgangsspannung, d.h. der 0,5-Megahertz-Sinusspannung)
bestehenden Phasenwinkels besteht darin, die 500-Küohertz-Löschimpulse, die aus der
Schaltung nach F i g. 2 B stammen, als Zeitskala auf die Kathode der Kathodenstrahlröhre in F i g. 1B
zu geben. Die Vertikalablenkspannung wird erhalten, indem der SchalterS3 von Fig. 1B in die Stellung2
oder 4 gebracht wird. Das Schirmbild des Osziloskops zeigt dann den Phasenwinkel zwischen der subharmonischen
Ausgangsspannung, der Steuereingangsspannung und der Arbeitsspannung.
Claims (8)
1. Multistabiles Schaltelement zur Durchführung von Schalt- und Speicherfunktionen, in dem ein
zu subharmonischen Schwingungen anregbarer Schaltkreis verwendet wird, bei dem die Phasenlage
der aus einer Grundschwingung jeweils erzeugten subharmonischen Schwingung durch Zufuhr
von Steuerenergie festgelegt wird und die dabei auftretende Phasenlage der subharmonischen
Schwingung in bezug auf die Grundschwingung als Kriterium für den jeweiligen Schaltzustand des multistabilen Schaltelements
dient, in Verwendung zur Durchführung von logischen Oeperationen, indem bei der Vielfachschaltung
der Ausgänge mehrerer multistabiler Schaltelemente durch die Mehrheit bestimmter
Steuerenergie-Eingangsphasenlagen des multistabilen Schaltelernents dessen Ausgangsphasenlage
bestimmt wird, nach Hauptpatent 1 181 456, dadurch gekennzeichnet, daß den
den einzelnen Eingangsphasenlagen jeweils zugeordneten Steuerenergie-Eingängen des multistabilen
Schaltelements je ein Schaltkreiswiderstand zugeordnet ist und daß der Wert höchstens
eines Schaltkreiswiderstandes ein Bruchteil des Wertes aller anderen Widerstände beträgt, deren
Werte ihrerseits gleich bemessen sind.
2. Multistabiles Schaltelement, von dessen Steuerenergie-Eingängen einer ein Eingangssignal
fester vorbestimmter Phasenlage erhält, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem multistabilen Schaltelement
sowohl mit zwei Steuerenergie-Eingängen zum Zuführen von Eingangsvariablen als auch
einem zusätzlichen Steuerenergie-Eingang zum Zuführen des Eingangssignals vorbestimmter Phasenlage
alle Schaltkreiswiderstände gleich bemessen sind und bei einem multistabilen Schaltelement
sowohl mit drei Steuerenergie-Eingängen zum Zuführen von Eingangsvariablen als auch mit
einem zusätzlichen Steuerenergie-Eingang zum Zuführen des Eingangssignals vorbestimmter Phasenlage,
der dem zusätzlichen Steuerenergie-Eingang zugeordneten Schaltkreiswiderstand in seinem
Wert halb so hoch bemessen ist wie der Wert aller Schaltkreiswiderstände. ^
3. Multistabiles Schaltelement nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Durchführung
der logischen Operation UND — ODER mit vier Längsvariablen sowohl drei Eingangsvariable über
entsprechende Schaltkreiswiderstände direkt als auch eine Eingangsvariable über einen Inverter
mit nachgeschaltetem Schaltkreiswiderstand zugeführt wird, dessen Wert halb so groß bemessen
ist wie der der übrigen Schaltkreiswiderstände.
4. Multistabiles Schaltelement mindestens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zu
subharmonischen Schwingungen anregbare Schaltkreis aus einem Serienresonanzkreis mit niederohmigem
Abschluß gebildet wird.
5. Multistabiles Schaltelement nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Serienresonanzkreis
über einen Mischverstärker, dem an seinem ersten Eingang über die vorgeschalteten
Schaltkreiswiderstände die Steuerenergie und an seinem zweiten Eingang die getastete Grundschwingung
zugeführt wird, mit nachgeschalteter Verstärkerstufe gesteuert wird.
6. Multistabiles Schaltelement, das in Serienschaltung mit anderen multistabilen Schaltelementen
betrieben wird, indem die Tastperiode der Grundfrequenzschwingung dem ersten multistabilen
Schaltelement unverzogert, dem zweiten mit einer Verzögerung, die einem Drittel der Tastperiode
entspricht, dem dritten mit einer Verzögerung, die zwei Drittel der Tastperiode entspricht,
dem vierten unverzogert usw. zugeführt wird, so daß der für die Anfachung der subharmonischen
Schwingung eines multistabilen Schaltelements wirksame Zeitpunkt der Tastperiode
innerhalb des Zeitintervalls der jeweils von dem vorhergehenden multistabilen Schaltelement als
Steuerschwingung für das unmittelbar folgende abgegebenen subharmonischen Schwingung fällt
und immer drei hintereinandergeschaltete multistabile Schaltelemente eine Dreierkombination
ergeben, nach Anspruch 1 und 2, 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei Zusammenschaltung mehrerer
multistabiler Schaltelemente zu einem als Volladdierer wirkenden Schaltnetz die drei Eingangsvariablen,
nämlich Addend, Augend und übertrag sowohl einem Majoritäts-Verknüpfungsglied
als auch einem ersten ODER-Verknüpfungsglied und Augend und übertrag einem ersten
UND-Verknüpfungsglied zugeführt werden, daß sowohl der Ausgang des Majoritäts-Verknüpfungsgliedes über einen Inverter als auch der Ausgang
des ersten Oder-Verknüpfungsgliedes mit einem zweiten UND-Verknüpfungsglied, daß sowohl der
Ausgang des ersten UND-Verknüpfungsgliedes als auch der Addenden-Eingang des Schaltnetzes
mit einem dritten UND-Verknüpfungsglied und daß sowohl der Ausgang des zweiten und dritten
UND-Verknüpfungsgliedes einem zweiten ODER-Verknüpfungsglied zugeführt ist, dessen Ausgang
die Summe darstellt, während der Ubertragsausgang am Ausgang des Majoritäts-Verknüpfungsgliedes
dargestellt wird.
7. Multistabiles Schaltelement, das in Sereienschaltung mit anderen multistabilen Schaltelementen
betrieben wird, indem die Tastperiode der Grundfrequenzschwingung dem ersten multistabilen
Schaltelement unverzogert, dem zweiten mit einer Verzögerung, die einem Drittel der Tastperiode
entspricht, dem dritten mit einer Verzögerung, die zwei Drittel der Tastperiode entspricht,
dem vierten unverzogert usw. zugeführt
wird, so daß der für die Anfachung der subharmonischen
Schwingung eines multistabilen Schaltelementes wirksame Zeitpunkt der Tastperiode
innerhalb des Zeitintervalls der jeweils von dem vorhergehenden multistabilen Schaltelement
als Steuerschwingung für das unmittelbar folgende abgegebenen subharmonischen Schwingung
fällt und immer drei hintereinandergeschaltete multistabile Schaltelemente eine Dreierkombination
ergeben, nach Anspruch 1, 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei Zusammenschaltung mehrerer
multistabiler Schaltelemente zu einem als Volladdierer wirkenden Schaltnetz die drei Eingangsvariablen,
nämlich Addend, Augend und übertrag sowohl einem Majoritäts-Verknüpfungsglied
als auch den direkten Eingängen eines UND-ODER-Verknüpfungsgliedes zugeführt werden,
dessen mit Inverter versehenem weiteren Eingang der Ausgang des Majoritäts-Verknüpfungsgliedes
zugeführt ist und dessen Ausgang die Summe darstellt, während der übertrag am Ausgang
des Majoritäts-Verknüpfungsgliedes dargestellt wird.
8. Vorrichtung zur Ansteuerung und Anregung eines multistabilen Schaltelementes mindestens
nach Anspruch 1 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Rechteckimpulsfolge mit einer Folgefrequenz
von 1 Megahertz einmal differenziert wird und daß die sich ergebenden Differenzierimpulse
einer Polarität einen bistabilen Multivibrator ansteuern, dessen beide gegenphasige
Ausgänge über je einen Kathodenverstärker mit jeweils nachgeschaltetem Filter zur Aussiebung
der Sinusgrundschwingung mit einer Frequenz von 0,5 Megahertz aus dem aus dem bistabilen
Multivibrator sich ergebenden Rechteckimpuls jeweils einem Eingang einer Umschaltvorrichtung
zum Umschalten der Phasenlage auf deren einzige Ausgangsleitung zugeführt werden, die ihrerseits
über einen Verstärker die Sinusschwingung von 0,5 Megahertz als Steuerschwingung des multistabilen
Schaltelementes dem einen Eingang des Mischverstärkers über den Schaltkreiswiderstand
zuleitet und daß die Rechteckimpulsfolge von 1 Megahertz zur Erzeugung der Anregungsenergie des multistabilen Schaltelementes einer
Taststufe zugeführt wird, in der die Rechteckimpulsfolge von 1 Megahertz mit einer Tastfrequenz
von 0,1 bis 50 Kilohertz getastet wird, so daß ein entsprechend getasteter HF-Impuls
entsteht, der über einen Verstärker als Anregungsenergie in der Grundschwingung für das multistabile
Schaltelement dem anderen Eingang des Mischverstärkers über einen Widerstand, der etwa
um eine Größenordnung kleiner ist als der Schaltkreiswiderstand, zugeführt wird.
Hierzu 6 Blatt Zeichnungen
809 619/378 9.68 O Bundetdruclcercl Berlin
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