DE1279093B

DE1279093B - Multistabiles Schaltelement und Vorrichtung zu seiner Ansteuerung und Anregung

Info

Publication number: DE1279093B
Application number: DEJ15111A
Authority: DE
Inventors: Kenneth Eugene Schreiner
Original assignee: IBM Deutschland GmbH
Current assignee: IBM Deutschland GmbH
Priority date: 1954-04-28
Filing date: 1958-07-14
Publication date: 1968-10-03
Also published as: GB877171A; FR1145139A; GB793799A; NL229575A; NL113934C; DE1181456B; US3000564A; DE1164129B; US2815488A

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. CL:

GlIc

Deutsche Kl.: 21 al - 37/42

Nummer: 1 279 093

Aktenzeichen: P 12 79 093.1-53 (J 15111)

Anmeldetag: 14. Juli 1958

Auslegetag: 3. Oktober 1968

Die Erfindung betrifft ein im Hauptpatent 1 181 456 beschriebenes multistabiles Schaltelement zur Durchführung von Schaltfunktionen, indem ein zu subharmonischen Schwingungen anregbarer Schaltkreis verwendet wird, bei dem die Phasenlage der aus einer Grundschwingung jeweils erzeugten subharmonischen Schwingung durch Zufuhr von Steuerenergie festgelegt wird und die dabei auftretende Phasenlage der subharmonischen Schwingung in bezug auf die Grundschwingung als Kriterium für den jeweiligen Schaltzustand des multistabilen Schaltelements dient, in Verwendung zur Durchführung von logischen Operationen, indem bei der Vielfachschaltung der Ausgänge mehrerer multistabiler Schaltelemente durch die Mehrheit bestimmter Steuerenergie-Eingangsphasenlagen des multistabilen Schaltelements dessen Ausgangsphasenlage bestimmt wird.

Zur Erläuterung und zum besseren Verständnis der Erfindung soll zunächst auf das Prinzip der Phasensteuerung näher eingegangen werden. Ein Resonanzkreis, der aus mindestens einer nichtlinearen Reaktanz besteht, wobei unter nichtlinearer Reaktanz eine solche verstanden wird, deren Wert sich in Abhängigkeit von der angelegten Energie — Strom bzw. Spannung — ändert, wird bekanntlich durch eine Anregungsenergie mit einer Grundfrequenzschwingung zu subharmonischer Schwingung angestoßen. Der Einfachheit halber sei in dieser Erläuterung nur der Fall der zweiten Subharmonischen mit /₀ = V2/1 betrachtet, wobei /₀ die Frequenz der subharmonischen Schwingung und j\ die Frequenz der Anregungsenergie bzw. der Grundfrequenzschwingung darstellen. Die subharmonischen Schwingungen setzen erst bei einer bestimmten Amplitude der Anregungsenergie ein und sind bis zu einem gewissen Maße in ihrer Amplitude von der Amplitude der Anregungsenergie abhängig. Die Phasenlage der einsetzenden zweiten Subharmonischen ist an sich bekanntlich zweifach mehrdeutig, d. h., sie kann mit der absoluten Phasenlage 0 oder der Phasenlage .τ. gemessen bei der Frequenz,f„, einsetzen. Die tatsächlich eingenommene Phasenlage ist praktisch von irgendwelchen zufälligen Ereignissen, wie Rauschimpulsen, abhängig und kann, solange die Anregungsenergie in der erforderlichen Höhe einwirkt, die über einem bestimmten kritischen Wert der Anregungsenergie liegen muß. nicht mehr geändert werden.

Durch Zuführen einer geringen Steuerenergie, die nur höher sein muß als der Rauschpegel, zu einem Zeitpunkt, zu dem beim Anwachsen die Anregungsamplitude der Grundfrequenzschwingung entsprechend unterhalb des genannten kritischen Wertes Multistabiles Schaltelement und Vorrichtung zu
seiner Ansteuerung und Anregung

Zusatz zum Patent: 1 181 456

Anmelder:

IBM Deutschland Internationale Büro-Maschinen Gesellschaft m. b. H.,

7032 Sindelfingen, Tübinger Allee 49

Als Erfinder benannt:
Kenneth Eugene Schreiner,
Harrington Park, N. Y. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:

V. St. v. Amerika vom 15. Juli 1957 (671 862)

liegt, wird die Phasenlage der einsetzenden Subharmonischen beim darauffolgenden überschreiten des kritischen Wertes festgelegt.

Die als Signalschwingung bezeichnete Subharmonische besitzt eine wesentlich höhere Amplitude als die Steuerschwingung und eine Phasenlage, die von dieser abhängig ist, d.h.,die Anordnung besitzt Verstärkerwirkung und stellt somit in der erfindungsgemäßen Verwendung ein aktives Schaltelement dar. Außerdem bleibt die eingenommene Phasenlage eines multistabilen Schaltelementes so lange erhalten, selbst nach Unterbrechung in der Zufuhr der Steuerenergie, wie die Anregungsenergie in ihrer Amplitude oberhalb des genannten kritischen Wertes bleibt; d. h., das multistabile Schaltelement wirkt als Speicher. Diese Tatsache bringt zusätzliche Vorteile für die Wirkungsweise der multistabilen Schaltelemente in der erfindungsgemäßen Verwendung.

Werden mehrere solcher multistabilen Schaltelemente so hintereinandergeschaltet, daß jeweils das vorhergehende das unmittelbar nachfolgende durch seine abgegebene Signalschwingung steuert, die dann als Steuerenergie wirkt, dann muß dafür Sorge getragen werden, daß einmal die Anregungsenergie des ersten multistabilen Schaltelements nicht in ihrer Amplitude unterhalb des kritischen Wertes absinkt,

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bevor das zweite multistabile Schaltelement in der Subharmonischen angeschwungen ist, und zum anderen, daß die Anregungsenergie für das zweite multistabile Schaltelement in seiner Amplitudenänderung zeitlich so liegt, daß die Phasenlage des zweiten multistabilen Schaltelements durch die abgegebene Signalschwingung des ersten multistabilen Schaltelements festgelegt werden kann.

Bei drei oder mehr hintereinandergeschalteten multistabilen Schaltelementen wird dabei die Amplitude der Anregungsenergie so getastet, daß die Anregungsenergieimpulse in der Größenordnung von tausend Perioden der Frequenz Z₁ der Grundschwingung umfassen.

Die einzelnen multistabilen Schaltelemente werden nun in der Weise zeitlich nacheinander angeregt, daß das jeweils nachfolgende multistabile Schaltelement gegenüber einem vorhergehenden mit einer Ver-■ zögerung um ein Drittel der Tastperiode angeregt wird, wobei eine ausreichende Überlappung der einzelnen Tastperioden gewährleistet wird.

Im Normalfall werden also alle hintereinandergeschalteten . multistabilen Schaltelemente nacheinander zu subharmonischen Schwingungen bestimmter Phasenlage angeregt. Eine Anregung des unmittelbar vorhergehenden multistabilen Schaltelementes durch das nachfolgende ist ausgeschlossen, da die entsprechende Anregungsenergieamplitude zum Zeitpunkt des genannten kritischen Wertes nicht vorhanden ist.

Das oben Gesagte gilt entsprechend, wenn an Stelle der zweiten Subharmonischen eine Subharmonische höherer Ordnung angewendet werden soll.

Bisher ist das multistabile Schaltelement nur in seiner Eigenschaft als Verstärker- und Speicherelement betrachtet worden. In einfacher Weise läßt sich aber auch das multistabile Schaltelement, wie bereits ebenfalls an anderer Stelle vorgeschlagen, zum Aufbau von logischen Verknüpfungsgliedern verwenden.

Eine wichtige logische Operation, die in den meisten Rechenschaltungen erforderlich ist, ist die NEGATION. Dank der Phasensteuerung ist diese logische Operation ohne besonderen Aufwand an zusätzlichen Schaltelementen auf einfachste Weise durchzuführen, indem nämlich in die Steuerenergie-Zuführungsleitung zu einem multistabilen Schaltelement eine die Phase um den Betrag π drehende Vorrichtung eingebaut wird. Bei hinreichend hohen Frequenzen als Betriebsfrequenz, was ohne weiteres bei der erfindungsgemäßen Anordnung möglich ist, wird dann die Zuführungsleitung in ihrer Länge und den Parametern entsprechend eingestellt bzw. ausgelegt, so daß eine Phasenverschiebung um π stattfinden kann. In Analogie zu Amp'litudenverfahren seien solche NEGATIONS-Glieder nachstehend als Inverter bezeichnet.

Eine zweite grundlegende logische Operation ist die MAJORITÄT, bei der durch die Mehrheit aller Eingangsphasenlagen die Ausgangsphasenlage bestimmt wird. Mit Hilfe eines solchen MAJORITÄT-Verknüpfungsgliedes können, gegebenenfalls unter Verwendung eines NEGATI ONS-Gliedes, alle weiteren bekannten logischen Verknüpfungen in irgendeiner Form abgeleitet werden. Wie im Hauptpatent 1 181 456 vorgeschlagen, liegt in jeder Eingangsleitung eines entsprechenden multistabilen Schaltelements je ein weiteres multistabiles Schaltelement als Eingangsschaltelement, dessen Ausgänge über eine gemeinsame Leitung ein weiteres multistabiles Schaltelement ansteuern. Zwei gegeneinander um π verschobene Steuersignale am Ausgangsschaltelement bleiben ohne Wirkung, da die entsprechenden Wellenzüge sich gegenseitig löschen. Ein dann zusätzlich zugeführtes Steuersignal bestimmt mit seiner Phase die Phasenlage der subharmonischen Schwingung des Ausgangsschaltelementes. Bei einer geraden Anzahl von Eingängen zum multistabilen Schaltelement, wird zweckmäßigerweise ein zusätzlicher Eingang vorgesehen, der mit einer festen Phasenlage gespeist wird, um zu vermeiden, daß wie bei Anregung von ungesteuerten nichtlinearen Resonanzkreisen eine Undefinierte, rein zufällige Phasenlage am Ausgang entstehen kann.

Aus einem oben beschriebenen MAJORITÄTS-Verknüpfungsglied läßt sich nun in einfacher Weise ein ODER-Verknüpfungsglied herstellen, wenn neben den Signaleingängen, für die die ODER-Bedingungen gelten, Eingänge für Steuersignale fester Phasenlage 'vorgesehen werden. Die Anzahl der festen Signaleingänge muß dabei um eins geringer sein als die Anzahl der Eingangsvariablen.

Das UND-Verknüpfungsglied ist dem oben beschriebenen ähnlich im Aufbau, nur werden hier die festen Signaleingange, deren Anzahl ebenfalls um eins geringer sein muß als die der Eingänge der Schaltvariablen, je über einen Inverter mit dem Ausgangsschaltelement verbunden.

Die multistabilen Schaltelemente können an sich von beliebiger Bauart sein, wenn nur die obengenannten Bedingungen in bezug auf die Nichtlinearität erfüllt werden. Es kann so eine Magnetkernwicklung mit einem Kondensator zusammenwirken, wobei infolge der Wirkung des Magnetkerns die Induktivität nichtlinear mit dem Strom ist, oder ein Kondensator mit einem Dielektrikum, das sich durch die ausgelegte Spannung in seiner Polarisation ändert, ist einer linearen Induktivität parallel geschaltet. Es können aber auch beide Reaktanzen in ihrem Verhalten nichtlinear sein.

Um hohe Arbeitsgeschwindigkeiten zu erzielen, ist es aber vorteilhaft, Kristalldioden als nichtlineare Reaktanzen zu verwenden, wie es im Hauptpatent 1 181 456 beschrieben ist.

Die Aufgabe der Erfindung besteht nun darin, logische Verknüpfungsglieder zu schaffen, die bei geringerem Aufwand als bisher eine größere Vielseitigkeit in ihrer Anwendung gestatten, indem gegenüber bisher die Anzahl der erforderlichen multistabilen Schaltelemente, die Anzahl der Inverter, die Anzahl der Signalquellen fester Phasenlage herabgesetzt und schließlich weitere Möglichkeiten zur Durchführung logischer Verknüpfungsarten unter geringstem Aufwand bereitgestellt werden, wobei eine wirkungsvolle Entkopplung zwischen hintereinandergeschalteten multistabilen Schaltelementen gewährleistet ist. Das gilt für die Verwendung in binären Zahlensystemen ebensogut wie bei Anwendung von ■Subharmonischen höherer Ordnung in ternären, quaternären usw. Zahlensystemen.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe für ein oben beschriebenes multistabiles Schaltelement gemäß Hauptpatent 1181 456 dadurch gelöst, daß den den einzelnen Eingangsphasenlagen jeweils zugeordneten Steuerenergieeingängen des multistabilen Schaltelements je ein Schaltkreiswiderstand zugeordnet ist

und daß der Wert höchstens eines Schaltkreiswiderstandes ein Bruchteil des Wertes aller anderen Widerstände beträgt, deren Werte ihrerseits gleich gemessen sind.

Neben der durch Verwendung dieser Schaltkreiswiderstände gegebenen wirksamen Entkopplung zwischen zwei zusammengeschalteten multistabilen Schaltelementen ergibt sich auch der Vorteil, daß die Signalamplitude bei einem Schaltkreiswiderstand, der in seinem Wert nur halb so groß ist wie der aller übrigen, doppelt so hoch ist wie die der anderen Eingänge — bei anderen Wertverhältnissen gilt entsprechendes —, so daß zum Auslöschen, d. h. Unwirksamwerden, einer solchen Signalamplitude zwei Eingangsphasenlagen umgekehrter Richtung auftreten müssen, oder, anders ausgedrückt, um ein Signal doppelter Amplitude auszulöschen, müssen gleichzeitig an zwei weiteren Signaleingängen Signale entsprechender Gegenphase anliegen. Durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen lassen sich nun in vorteilhafter Weise Verknüpfungsglieder aufbauen.

Wie oben erwähnt, richtet sich die Anzahl der zusätzlichen Eingänge fester Phasenlage bei einem in einem ODER-Verknüpfungsglied verwendeten multistabilen Schaltelement nach der Anzahl der zu verknüpfenden Eingangsvariablen, und zwar muß dort die Anzahl der festen Signaleingänge um eins geringer sein als die der variablen.

Mit Hilfe der erfindungsgemäßen Maßnahme bleibt die Anzahl der festen Signaleingänge dank der Bemessung des Schaltkreiswiderstandes in der Zuführungsleitung des festen Signals immer gleich Eins. So ist z. B. bei einem multistabilen Schaltelement mit drei Eingängen zur Zufuhr von Schaltvariablen nur ein Eingang eines Signals fester Phasenlage erforderlieh, da der diesem Eingang vorgeschaltete Schaltkreiswiderstand nur halb so groß bemessen wird wie der Wert der übrigen unter sich gleichbemessenen Schaltkreiswiderstände. In diesem Falle ist die Wirkung zwar die gleiche wie bei dem bereits vorgeschlagenen ODER-Verknüpfungsglied, in dem nämlich das Signal fester Phasenlage mit doppelter Amplitude auftritt, was einer überlagerung zweier einfacher Amplituden aus zwei verschiedenen Eingängen entspricht, aber die Schaltmaßnahmen sind vereinfacht.

Dies wirkt sich aber noch vorteilhafter aus, wenn — wie bei einem UND-Verknüpfungsglied — zusätzlich in den Zuführungsleitungen der Signale fester Phasenlage Inverter vorgesehen sind. In diesem Falle ist aber gemäß der Erfindung statt zweier oder mehrerer Inverter nur mehr ein gemeinsamer Inverter erforderlich.

Ein weiterer Vorteil ergibt sich noch aus der Tatsache, daß weitere logische Verknüpfungsarten mit dem multistabilen Schaltelement gemäß der Erfindung durchführbar werden, indem nämlich durch entsprechende Reduzierung des zugeordneten Schaltkreiswiderstandswerts einer Schaltvariäblen ein mehrfaches Gewicht beigemessen werden kann.

So läßt sich jetzt ein logisches Verknüpfungsglied z. B. mit drei Eingangsvariablen und einer zusätzlichen vierten Eingangsvariablen aufbauen, die z. B. über einen Inverter und einen Schaltkreiswiderstand mit halbem Wert gegenüber dem aller anderen zugeführt wird. Ein solches Verknüpfungsglied liefert nur dann einen Ausgang, wenn die vierte Eingangsvariable nicht anliegt und mindestens eine der anderen Eingangsvariablen auftritt oder wenn alle Eingangsvariablen anliegen. Ein solches Verknüpfungsglied soll nachstehend mit UND-ODER-Verknüpfungsglied bezeichnet werden.

Mit Hilfe der erfindungsgemäß aufgebauten Verknüpfungsglieder läßt sich in einfacher und vorteilhafter Weise ein binärer Volläddierer aufbauen, der gegenüber der im Patent 1164129 des gleichen Erfinders gezeigten binären Volladdierschaltung weniger multistabile Schaltelemente und Inverter benötigt, nämlich sechs multistabile Schaltelemente und zwei Inverter gegenüber den dort gezeigten acht multistabilen Schaltelementen und sechs Invertern.

Unter Anwendung des UND-ODER-Verknüpfungsgliedes gemäß der Erfindung läßt sich die Anzahl der für einen binären Volladdierer benötigten multistabilen Schaltelemente sogar auf zwei und die Anzahl der erforderlichen Inverter auf einen herabsetzen.

Dies ermöglicht, daß bei Zusammenschaltung mehrerer multistabiler Schaltelemente zu einem gemäß der Erfindung als Valladdierer wirkenden Schaltnetz die drei Eingangsvariablen, nämlich Addend, Augend und übertrag, sowohl einem MAJORITÄTS-Verknüpfungsglied als auch den direkten Eingängen, also nicht über den Inverter, eines UND-ODER-Verknüpfungsgliedes zugeführt werden, dessen mit Invertern versehenen weiteren Eingang der Ausgang des MAJORITÄT-Verknüpfungsgliedes zugeführt ist und dessen Ausgang die Summe darstellt, während der übertrag am Ausgang des MAJORITÄT-Verknüpfungsgliedes dargestellt wird.

Im vorgehenden ist gezeigt worden, welche Vorteile die erfindungsgemäß aufgebauten Verknüpfungsglieder mit Hilfe eines gemäß der Erfindung gestalteten multistabilen Schaltelementes aufweisen, welche Vorteile sich besonders dann auswirken, wenn binäre Volladdierschaltungen unter Anwendung solcher multistabiler Schaltelemente aufgebaut werden. So ist z. B. gezeigt worden, daß es nun mit Hilfe der erfindungsgemäßen Maßnahmen möglich ist, eine Volladdierschaltung mit nur drei aktiven Bauelementen zu bauen, was bisher als unmöglich erschienen ist.

Schließlich dient zum vorteilhaften Betrieb des multistabilen Schaltelements gemäß der Erfindung eine Schaltung zur Erzeugung der Anregungsenergie in der Grundschwingung und der Steuerenergie für das multistabile Schaltelement, welche eine absolute Synchronisierung zwischen Grundschwingung und Steuerschwingung gewährleistet, was erforderlich ist, um die Bezugsphasenlage für die Phasensteuerung eindeutig zu definieren. Da der Wert des Schaltkreiswiderstandes groß ist gegenüber dem Wert des Widerstandes zur Zuführung der Anregungsenergie zum Mischverstärker, der dem multistabilen Schaltelement gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung vorgeschaltet ist, besteht keine schädliche Rückwirkung.

Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen, die mit Hilfe nachstehend aufgeführter Zeichnungen näher erläutert werden sollen, und aus den Patentansprüchen. Es zeigt

F i g. 1 die Zuordnung der Zeichnung nach F i g. 1A zur Zeichnung nach F i g. 1B,

Fig. IA den Verstärkerteil für das multistabile Schaltelement,

Fig. IB das multistabile Schaltelement gemäß, der Erfindung,

Fig. IC die Zuordnung der Zeichnung nach Fig. ID zur Zeichnung nach Fig. IE,

F i g. 1D und F i g. 1E graphische Darstellungen von Spannungsverläufen, in vereinfachter Form, zur Erläuterung der Wirkungsweise des erfindungsgemäßen multistabilen Schaltelementes,

Fig. IF graphische Darstellungen von Spannungsverlaufen in vereinfachter Form zur Erläuterung der Anregung von subharmonischen Schwingungen bei getasteter Grundschwingung,

F i g. 2 die Zuordnung der Zeichnung nach F i g. 2A bis 2 E, .

Fig. 2 A den Verstärker und Impulsformer für eine Grundschwingung von 1 MHz,

Fi g. 2B den Frequenzteiler, der die Steuerenergie mit einer Frequenz von 0,5 MHz liefert,

F i g. 2C den Phasenschieber und Amplitudenregier für die Steuerenergie,

Fi g. 2 D den -Verstärker für die Tastfrequenz von 1 kHz und die Taststufe für die Tastung der Grundschwingung,

Fig. 2 E den Verstärker für die getastete Grundschwingung,

Fig. 3 die Charakteristik einer nichtlinearen Kapazität,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines multistabilen Schaltelementes,

F i g. 4A die beispielsweise Ausführung eines multistabilen Schaltelementes,

F i g. 5 ein Blockschaltbild eines Inverters,

F i g. 6 die Schaltung eines MAJORITÄT-Verknüpfungsgliedes,

Fi g. 7 die Schaltung eines ODER-Verknüpfungsgliedes,

F ig. 8 die Schaltung eines UND-Verknüpfungsgliedes, ■

Fi g. 9 ein Ausführungsbeispiel eines binären Volladdierers,

Fig. 9 A bis 91 graphische Darstellungen der Spannungsverläufe zur Erläuterung der Wirkungsweise des binären Volladdierers gemäß F i g. 9,

Fig. 10 ein anderes Ausführungsbeispiel eines binären Volladdierers,

Fig. 1OA bis 1OH graphische Darstellungen der Spannungsverläufe zur Erläuterung der Wirkungsweise des binären Volladdierers nach Fig. 10,

Fig. 11 eine Funktionstabelle zur Erläuterung der Arbeitsweise des binären Volladierers nach F i g. 9, Fig. 12 graphische Darstellungen zur Erläuterung der ternären Betriebsweise eines multistabilen Schaltelements gemäß der Erfindung,

Fig. 12A und 12B in vereinfachter Form die nichtlineare Charakteristik einer Kapazität oder Induktivität für die Anwendung eines multistabilen Schaltelementes gemäß der Erfindung in einem ternären System.

Dem Eingang Nr. 2 (Fig. 2A) wird als Eingang eine 1-Megahertz-Sinusspannung mit einer Amplitude von etwa 0,5 Volt zugeführt. Dieser Eingang wird über den Verstärker Nr. 4 (F i g. 2A), den Begrenzer Nr. 1 (Fig. 2A), den Verstärker Nr. 5 (Fi g. 2A) und den Begrenzer Nr. 2 (Fig. 2A) dem Eingang des Verstärkers Nr. 6 (Fig. 2A) zugeleitet. Am Ausgang des Verstärkers Nr. 6 erscheint ein nahezu rechteckiger Spannungsverlauf mit einer Frequenz von 1 Megahertz. Diese Rechteckspannung wird dem Eingang der Differenzierschaltung 2 (Fig. 2A) und einem Eingang des Modulations-; netzwerke 12 (Fig. 2D) zugeführt. Die positiven und negativen Ausgangsimpulse der Differenzierschaltung mit je einem Impulsabstand von einer Mikrosekunde werden dem bistabilen Multivibra- torMV (Fig. 2B) in der Weise zugeführt, daß lediglich die negativen Impulse wirksam werden. Am Ausgang erscheint eine Rechteckspannung mit einer Frequenz von 0,5 Megahertz, wobei die Impulsdauer 1 Mikrosekunde beträgt. Gemäß Fig. 2B werden von dem Multivibrator MV zwei um 180° phasenverschoebene Impulsfolgen entnommen, die jeweils dem Gitter des Kathodenverstärkers CF Nr. 1 (Fig. 2B) bzw. CF Nr. 2 zugeführt werden. Jedem Kathodenverstärker ist je ein Filter (Nr. 1 und Nr. 2 in Fi g. 2B) zugeordnet, das die Grundschwingung durchläßt, d. h. eine Sinusschwingung mit einer Frequenz von 0,5 Megahertz. Die beiden Filtern entnommenen Spannungen sind naturgemäß Gegentakt-Sinusspannungen. Ein doppelpoliger Umschalter S₂ (Fig. 2C) ist so an die Filter angeschlossen, daß die Gegentaktspannungen entweder der einen oder der entgegengesetzten Phase den beiden Eingangskiemmen des Phasenschiebers Nr. 1 (Fi g. 2C) zugeführt werden. Die Phase der Ausgangsspannung kann durch Änderung des Widerstands R_s nahezu um 180° gedreht werden, ohne Einfluß auf die Amplitude. Der Ausgang des Phasenschiebers Nr. 1 wird dem Eingang des abgestimmten Verstärkers Nr. 3 (Fi g. 2 C) zugeleitet, der einen regelbaren Sinusspannungsausgang bei einer Frequenz von 0,5 Megahertz hat. Dieser Ausgang ist mit dem ersten Eingang des Mischverstärkers Nr. 10 (Fig. 2E) verbunden.

An den Eingang Nr. 3 (Fig. 2D) wird beispielsweise eine Rechteckspannung mit 1 Kilohertz angelegt. Diese Frequenz kann zwischen 100 Hertz und 50 Kilohertz liegen. Der Schalter S₁ sei in seiner Stellung/?. In diesem Falle wird die Rechteckspannung über ein .RC-Kopplungsglied dem Eingang des Integrierverstärkers Nr. 7 zugeführt, dessen Ausgang eine Dreieckspannung mit einer Frequenz von 1 Kilohertz liefert. Die Dreieckspannung wird dem Eingang eines Differentialverstärkers Nr. 8 (Fig. 2D) zugeleitet. Der Ausgang an der Anode der Triode ist eine Dreieckspannung, die um 180° phasenverschoben gegenüber der an der Kathode ist. Wenn der Schalter S₁ dagegen in seiner Stellung L ist und eine 1-Kilohertz-Rechteckspannungswelle dem Eingang Nr. 3 (F i g. 2 D) zugeführt wird, dann erscheinen an den Ausgängen des Differentialverstärkers Nr. 8 Rechteckspannungen mit 1 Kilohertz, die gegeneinander um 180° phasenverschoben sind. Nachstehend sei angenommen, daß eine Rechteckspannung verwendet wird. Die phasenverschobenen Rechteckspannungen an der Anode und der Kathode der Triode werden jeweils über eine Begrenzerschaltung an die Gitter der Kathodenverstärker Nr. 3 bzw. Nr. 4 angelegt. Deren Ausgänge liefern jeweils ebenfalls Rechteckspannungen, deren Impulsdauer 0,5 Millisekunden beträgt. Jedoch ist der Ausgang des Kathodenverstärkers Nr. 3 gegenüber dem Ausgang von Nr. 4 um 180° phasenverschoben.

Der 1-Megahertz-Rechteckausgang des Verstärkers Nr. 6 (Fi g. 2A) und die phasenverschobenen 1-KiIohertz-Rechteckausgänge der Kathodenverstärker Nr. 3 und Nr. 4 werden in dem Modulator 12 (F i g. 2D) zu einer amplitudenmodulierten Ausgangsspannung kombiniert. Der Ausgang des Modulationsnetzwerks 12 wird über das Filter 13 (Fig. 2E) und den ab-

gestimmten Verstärker Nr. 9 (Fig. 2E) dem Eingang des Kathodenverstärkers Nr. 5 (Fig. 2E) zugeführt. Dessen Ausgang ist eine 1-Megahertz-Sinusspannung, welche mit einer 1-Kilohertz-Rechteckspannung amplitudenmoduliert ist. Der variable Ausgang 14 liegt zwischen dem Ausgang des Kathodenverstärkers Nr. 5 und dem zweiten Eingang des Mischverstärkers Nr. 10 (F i g. 2E).

Bekanntlich wird dem ersten Eingang des Mischverstärkers Nr. 10 (Fig. 2E) eine 0,5-Megahertz-Sinusspannung zugeführt, während dem zweiten Eingang eine 1-Megahertz-Sinusspannung zugeleitet wird, die mit einer 1-Kilohertz-Rechteckspannung amplitudenmoduliert ist. Der Ausgang NR1 des Mischverstärkers Nr. 10, hat eine periodische Spannung mit folgenden Komponenten: eine 1-Megahertz-Sinusspannung, die mit einer 1-Kilohertz-Rechteckspannung amplitudenmoduliert ist, und eine 0,5-Megahertz-Sinusspannung, deren Amplitude 0,1% der Amplitude der 1-Megahertz-Spannung beträgt. Diese am Ausgang Nr. 1 von Fi g. 2 E erscheinende periodische Spannung wird dem Eingang Nr. 1 von Fi g. IA zugeleitet.

Gemäß Fig.'2C hat der SchalterS₂ zwei Stellungen, und zwar bewirkt die erste Stellung (U) des Schalters die Auswahl von Gegentaktspannungen der einen Phase, im allgemeinen mit Sinusform und mit einer Frequenz von etwa 0,5 Megahertz. Die zweite Stellung (L) des Schalters S₂ bewirkt die Auswahl von Gegentaktspannungen, die ebenfalls allgemein sinusförmig sind und eine Frequenz von etwa 0,5 Megahertz haben, aber gegenüber denen von dem Schalter in seiner ersten Stellung ausgewählten Spannungen um 180° phasenverschoben sind. Der Phasenschieber Nr. 1 enthält die Kapazität C_s und den Widerstand/^ (Fig. 2C) und ist gemäß F i g. 2C an den Schalter S₂ angeschlossen. Die durch den Phasenschieber Nr. 1 (Fig. 2C) bewirkte Phasenverschiebung beträgt annähernd 180°.

Fig. 1 zeigt den Verstärker Nr. 1 (Fig. IA), einen Rückkopplungsverstärker Nr. 2 (Fig. IA), eine Vorspannungsschaltung (F i g. 1 B) für die nichtlineare Kapazitanz C (F i g. 1 B), die Induktanz L (F i g. 1 B) und eine Schaltungsanordnung (F i g. 1 B), bestehend aus dem Wahlschalter S₃, dessen Schalterarm mit einem Oszilloskop verbunden ist. Der Verstärker Nr. 1 (Fig. IA) und der Rückkopplungsverstärker Nr. 2 (F i g. 1 A) sind so ausgelegt, daß eine maximale Amplitude von etwa 150 Volt entsteht, und zwar bei sehr niedriger Ausgangsimpedanz. Die Ausgangsimpedanz des Rückkopplungsverstärkers Nr. 2 liegt in der Größenordnung von 2 Ohm. Der Ausgang des Rückkopplungsverstärkers Nr. 2 wird der Kapazität C des nichtlinearen Netzwerks (F i g. 1 B) zugeführt. Eine nichtlineare Kapazität C ist in Reihe mit einer Induktanz L geschaltet, und dieser Serienkreis schwingt bei 500 Kilohertz. Vorzugsweise wird der Wert von L festgehalten, und mit einer besonderen Vorspannungsschaltung (Fig. 1 B) wird dann der Wert von C eingestellt, die dem Diagramm nach F i g. 3 zu entnehmen ist.

Für das angegebene Beispiel müssen Amplituden von mindestens 40 Volt an den Serienresonanzkreis angelegt werden, damit die Vorrichtung nach der Erfindung richtig arbeitet. Die 1-Megahertz-Sinus- &5 spannung wird aber, wie oben beschrieben, mit einer 1 -Kilohetz-Rechteckspannung amplitudenmoduliert. Die abgestimmte LC-Schaltung gibt nur dann eine subharmonische Ausgangsspannung mit einer Frequenz von 0,5 Megahertz ab, wenn die Umhüllende der amplitudenmodulierten 1-Megahertz-Grundfrequenz periodische Amplitudenspitzen hat, die eine gegebene kritische Spannung übersteigen. Diese kritische Spannung hängt ab von den Parametern L und C sowie von der Art der Nichtlinearität der Kapazität C und den Verlusten in dem Serienresonanzkreis. Die 0,5-Megahertz-Sinusspannung, die ja eben-. falls dem Eingang Nr. 1 (Fig. IA) zugeführt wird, soll die gewünschte Phasenlage der subharmonischen Ausgangssinusspannung der LC-Schaltung (F i g. 1 B) herstellen. Die subharmonische Ausgangsspannung kann bekanntlich eine von zwei Phasenlagen in bezug auf die Phasenlage der Grundfrequenzspannung haben. Die Phasenlage der subharmonischen Ausgangsspannung, die sich tatsächlich einstellt, hängt ab von dem Verhältnis der Phasenlage der anregenden bzw. steuernden 0,5-Megahertz-Spannung zur Phasenlage der Grundfrequenzeingangsspannung. Die Steuer- und Grundfrequenzspannungen werden dem Eingang Nr. 1 (Fig. IA) zugeleitet, während die subharmonische Ausgangsspannung über der nichtlinearen Kapazität C (F i g. 1 B) erscheint. Wenn die Spannung über dem nichtlinearen Netzwerk (Fi g. 1 B), bestehend aus der nichtlinearen Kapazität C und der Induktanz L, in der Amplitude größer ist als 40 Volt, dann hat eine Phasenänderung der 0,5-Megahertz-Steuerspannung keinen Einfluß auf die Phasenlage der subharmonischen Ausgangsspannung. Die Amplitudenmodulation der Arbeitswechselspannung wird so durchgeführt, daß die 0,5-Megahertz-Steuerspannung ihre Phase während aufeinanderfolgender Zeitabschnitte dann umkehren kann, wenn die Umhüllende der 1-Megahertz-Spannung eine kleinere Amplitude als 40VoIt hat. Deshalb ist die grundlegende Spannung oder Arbeitswechselspannung eine amplitudenmodulierte 1-Megahertz-Spannung. Nachstehend soll dies ausführlich an Hand von Beispielen erläutert werden.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. IB verwendet einen Schalter S₃, der vier Stellungen 1, 2, 3 und 4 hat. Die vier Stellungen des Schalters S₃ bewirken jeweils folgendes: In Stellung 1 wird dem Oszilloskop (Fig. IB) ein Spannungssignal zugeleitet, welches die Treiberspannung, speziell die Ausgangsspannung des Rückkopplungsverstärkers Nr. 2 (Fig. IA), darstellt. In Stellung 2 wird ein Signal dem Oszilloskop zugeführt, welches dem Strom durch die IC-Schaltung entspricht. Die Wirkung der Stellung 3 stimmt in etwa mit der der Stellung 1 überein. In Stellung 4 wird ein Signal, welches der Ladungsänderung des Serienresonanzkreises entspricht, dem Oszilloskop zugeleitet.

Theoretisch und praktisch ergibt sich, daß bei der Anordnung nach der Erfindung eine optimale Phasenverschiebung zwischen der amplitudenmodulierten 1-Megahertz-Sinusspannung und der 0,5-Megahertz-Steuerspannung besteht. Der 1-Megahertz-Eingang wird als Arbeitseingang bezeichnet. Der 0,5-Megahertz-Eingang wird als Steuereingang bezeichnet. Der 0,5-Megahertz-Sinusspannungsausgang wird als Subharmonischenausgang bezeichnet. Außerdem kann diese Anordnung nach der Erfindung als Generator für Subharmonische, als binäres Element, als Speichervorrichtung oder als_ logische Vorrichtung verwendet werden. Diese Vorrichtung besitzt insofern Speicherfähigkeit, als nach Erzeugung der gewünschten Sub-

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harmonischen am Ausgang und unter der Voraussetzung, daß die Arbeitswechselspannung ununterbrochen anliegt und in ihrer Stärke über der kritischen Höhe bleibt, die Subharmonische am Ausgang unverändert bleibt ohne Rücksicht auf Phasenschwankungen des Steuereingangs.

Gemäß Fi g. 2 C und 2 E wird, wenn der Schalter S₂ in seiner oberen Stellung ist, eine Steuerwechselspannung der Phase 1, die allgemein den in F i g. 1D unter B gezeigten Verlauf hat, dem ersten Eingang des Mischverstärkers Nr. 10 (F i g. 2E) zugeführt. Der zweite Eingang des Mischverstärkers Nr. 10 erhält eine Arbeitswechselspannung, die allgemein den in F i g. 1D unter A gezeigten Verlauf hat. Unter diesen Umständen hat die Spannung über der nichtlinearen Kapazität C von Fig. IB eine subharmonische Komponente, deren Amplitude beträchtlich größer als die der Steuerwechselspannung ist ■ (F i g. 1D unter D). Bemerkenswert ist es, daß das Verhältnis der Amplitude der Umhüllenden der. Arbeitswechselspannung zur Amplitude der Steuerwechselspannung relativ groß sein kann, nämlich in der Größenordnung von 1000. Außerdem ist die Amplitude der subharmonischen Ausgangsspannung beträchtlich größer als die der Steuerwechselspannung. Ebenso hat die Amplitude der subharmonischen Spannung über C einen viel höheren Wert als die Spannung über C, die durch die Steuerwechselspannung allein ohne das Vorhandensein der Arbeitswechselspannung hervorgerufen wird. Die Verstärkereigenschaft der Anordnung gemäß der Erfindung ist damit gezeigt. Weiterhin zeigen F i g. 1D und 1E, daß nach Anlegen der Arbeitswechselspannung und der Steuerwechselspannung für eine begrenzte Zeitdauer die Steuerwechselspannung weggenommen und/ oder in der Phase gedreht werden kann, ohne daß die über der nichtlinearen Kapazität C von Fig. IB erscheinende subharmonische Ausgangsspannung verschwindet. Dies stellt die Speicherfähigkeit der Vorrichtung gemäß der Erfindung dar (s. auch Fig. IF).

Nun sei angenommen, daß der Schalter S₂ von Fig. 2C in der unteren Stellung ist. Dann wird dem Eingang Nr. 1 des Mischverstärkers Nr. 10 eine Steuerwechselspannung der Phase 2 zugeführt. Ein Steuerwechselspannungsverlauf der Phase 2 ist in idealisierter Form in F i g. 1D unter C dargestellt. Wird gleichzeitig eine Arbeitswechselspannung an den Eingang Nr. 2 des Mischverstärkers Nr. 10 angelegt, dann hat die über die nichtlineare Kapazität C von Fig. IB hervorgerufene Spannung eine subharmonische Komponente des in F i g. 1D unter E idealisiert dargestellten Verlaufs. Mit der Phase 2 hat die Vorrichtung nach der Erfindung eine Verstärkungsfähigkeit von etwa derselben Art, wie oben bei Phase 1 beschrieben ist. Dementsprechend zeigt die erfindungsgemäße Vorrichtung auch hier bei Wegnahme der Steuerspannung nach dem Anlegen der Arbeitswechselspannung und der Steuerspannung der Phase 2 Speichereigenschaft.

Jetzt seien die bistabilen oder binären Eigenschaften der Vorrichtung nach der Erfindung erklärt. Es sei angenommen, daß der SchalterS₂ von Fig.2C in der oberen Stellung ist und daß daher eine Steuerwechselspannung der Phase 1 dem Eingang Nr. 1 des Mischverstärkers Nr. 10 zugeführt wird. Außerdem wird eine Arbeitsspannung dem Eingang Nr. 2 des Verstärkers Nr. 10 zugeführt. In diesem. Falle erscheint eine subharmonische Spannung der Phase 1 über der nichtlinearen Kapazität C von Fig. IB. Bekanntlich bleibt bei nachfolgender Wegnahme der Steuerspannung die subharmonische Ausgangsspannung mit der Phase 1 bestehen, solange die Arbeitswechselspannungsamplitude größer als die kritische Spannung ist. Nun soll der Schalter S₂ in die untere Stellung gebracht werden. Dann wird dem Eingang Nr. 2 des Mischverstärkers Nr. 10 eine Steuerspannung der Phase 2 zugeführt. Dadurch entsteht über der nichtlinearen Kapazität C von F i g. 1B eine subharmonische Ausgangsspannung der Phase 2, wie Fig. ID zeigt, unter der Voraussetzung natürlich, daß die Arbeitsspannung von einer »kleiner als kritischen« auf eine »größer als kritische« Spannung erhöht wird, nach dem Anlegen der Steuerspannung mit der Phase 2. Die nachfolgende Wegnahme der Steuerspannung der Phase 2 hat wiederum keine Wirkung auf den subharmonischen Ausgang unter der Voraussetzung, daß die Amplitude der Arbeitsspannung über dem kritischen Wert bleibt. Wenn jedoch danach der Schalter S₂ wieder in die obere Stellung zurückgebracht und eine Steuerspannung der Phase 1 an die Vorrichtung nach der Erfindung angelegt wird, dann hat die Spannung über der nichtlinearen Kapazität C von F i g. 1B als Komponente eine subharmonische Spannung der Phase 1 unter der Voraussetzung, daß die Arbeitsspannung von »unter kritisch« auf »über kritisch« erhöht wird, nachdem der Steuereingang die Phase 1 erhält. Die Vorrichtung nach der Erfindung besitzt also eine bestabile oder binäre Eigenschaft und wird in logischen Anordnungen verwendet, z. B. in Analog- und Ziffernrechnern. Oben wurde angenommen, daß die Steuerwechselspannung sehr klein ist. Durch Vergrößerung der Steuerspannungsamplitude ist es jedoch möglich, eine Subharmonische der entgegengesetzten Phase, die zufällig in der Vorrichtung gespeichert ist, zu überschreiben.

Gemäß der Zeitachse der in F i g. 1F gezeigten Spannungsverläufe wird vor dem Anlegen der Arbeitsspannung eine Steuerwechselspannung mit der Phase 2 (Φ_π) an die bistabile Vorrichtung nach der Erfindung angelegt. Beim Anlegen der Arbeitsspannung an die Vorrichtung wird dann eine subharmonische Spannung der Phase2 erzeugt. Außerdem geht aus Fig. IF hervor, daß bei Wegnahme der Steuerspannung und nachfolgendem Anlegen einer Steuerspannung mit der Phase 1 (Φ_ο), aber ohne Unterbrechung der Arbeitsspannung bzw. Absinken unter den kritischen Wert, der Ausgang der Subharmonischen unverändert die Phase 2 behält. Wenn die Arbeitsspannung unterbrochen wird oder unter ihren kritischen Wert sinkt, wird gemäß Fig. IF keine subharmonische Spannung erzeugt. Wenn danach gemäß Fig. IF die Arbeitsspannung wieder angelegt wird und eine Steuerspannung mit der Phase 1 (Φ_ο) vorher an die bistabile Vorrichtung angelegt wurde, dann entsteht am Ausgang eine Subharmonische mit der Phase 1. Diese Subharmonische mit der Phase 1 hält ohne Rücksicht auf Phasenänderungen des Steuereingangs an, solange die Zuführung der Arbeitsspannung nicht unterbrochen wird und über dem kritischen Wert bleibt. Die Speicher- und Verstärkungsfähigkeiten der bistabilen Vorrichtung gehen ebenfalls aus den Kurven von Fig. IF hervor.

Gemäß F i g. 4A werden die Steuerwechselspahnung und die Arbeitswechselspannung jeweils über

einen Widerstand dem Eingang eines Verstärkers zugeführt. Der Ausgang dieses Verstärkers wird an den Eingang des Serienresonanzkreises angelegt, der eine Induktivität L und eine nichtlineare Kapazität C enthält. Ebenso kann natürlich auch die Induktivität L nichtlinear sein. Der Ausgang der Schaltung befindet sich an dem anderen Ende der Induktivität, das andererseits über einen passenden Widerstand geerdet ist. Der durch den Block in F i g. 4A dargestellte Verstärker kann z. B. aus dem Mischverstärker Nr. 10 (Fig. 2E), dem Verstärker Nr. 1 (Fig. IA) und dem Rückkopplungsverstärker Nr. 2 (F i g. 1 A) bestehen.

Der Widerstand zwischen dem Ausgang des Serienresonankreises von F i g. 4A und Erde kann durch einen Kondensator großer Kapazität im Vergleich zur nichtlinearen Kapazität C ersetzt werden.

Das hat zwei Vorteile, nämlich erstens die Verluste des abgestimmten Serienkreises werden herabgesetzt, und zweitens wird das Verhältnis der subharmonischen Spannung zur Grundfrequenzspannung durch den Reaktanzunterschied von C bei beiden Frequenzen erhöht. In den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen soll jedoch die Phase der subharmonischen Ausgangsspannung dieselbe sein wie die der Steuerspannung.

Die in Fig. 2A bis 2E gezeigte Schaltung stellt also lediglich eine Hilfseinrichtung dar, die in Verbindung mit dem Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben wird, um zu zeigen, wie eine Arbeitswechselspannung und eine Steuerwechselspannung erzeugt werden, um die Anordnung nach der Erfindung zu betreiben. Die Erfindung ist keineswegs auf die hier angegebenen Frequenzen oder Schaltungsanordnungen beschränkt.

Nachstehend wird ein Blocksymbol, wie in F i g. 4 gezeigt, für die in Fig. 4A dargestellte Anordnung nach der Erfindung verwendet. Wenn also eine Arbeitswechselspannung an den entsprechenden Eingang der Anordnung (F i g. 4) gleichzeitig mit einer an den Steuereingang angelegten Wechselspannung zugeführt wird, dann erscheint eine Spannung an der Ausgangsklemme. Diese Ausgangsspannung wird bestimmt durch die zuletzt angelegte Steuerspannung, unter der Voraussetzung, daß nach dem Anlegen der Steuerspannung die Amplitude der Arbeitsspannung von einem unterkritischen auf einen überkritischen Wert erhöht wird. ■

Nachstehend wird nun eine Steuerwechselspannung, deren Phasenlage der in F i g. ID gezeigten Phasenlage 1 entspricht, als <Z>₀-Spannung bezeichnet. Dementsprechend wird eine Steuerspannung, deren Phasenlage allgemein der der Steuerspannung der Phase 2 in F i g. 1D entspricht, als Φ,,-Spannung bezeichnet.

Die Wechselspannungen Φ_ο und Φ_π stellen Informationen dar, z. B. die binären Ziffern »0« bzw. »1«. Die in der nachstehenden Beschreibung verwendete Arbeitswechselspannung ist eine amplitudenmodulierte Spannung, deren Phasenlage der Fig. ID ebenfalls zu entnehmen ist. Ein weiterer Eingang M wird in der nachstehenden Beschreibung verwendet. Dieser M-Eingang erhält eine Wechselspannung mit einer Phasenlage, die gleich der einer Steuerspannung Φ_η ist. Die Amplitude dieser Spannung gleicht in etwa der der Steuerspannungen.

In Verbindung mit den logischen Schaltkreisen wird ein Inverter verwendet, dessen Blockschaltbild in F i g. 5 gezeigt ist.

F i g. 6 zeigt in Blockform die Anwendung der Erfindung in einer MAJORITÄTS-Schaltung. Unter MAJORITÄTS-Schaltung sei eine logische Schaltung verstanden, bei der mindestens zwei Eingänge je einen Impuls gleichzeitig erhalten müssen, damit ein Ausgangsimpuls auftritt. Es sei angenommen, daß eine Arbeitswechselspannung an die Eingangsklemme P in F i g. 6 angelegt wird. In diesem Falle ist die Ausgangsspannung von F i g. 6 entweder eine Φο-Spannung oder eine (^-Spannung, je nachdem, ob die Mehrheit der den Eingangsklemmen A, B und C zugeführten Spannungen vom Φ_ο- oder vom Φ_π-Τνρ sind. Wenn also zwei beliebige oder alle drei der Eingänge von F i g. 6 vom Typ Φ_ο sind, entsteht ein Φο-Ausgang. Entsprechend entsteht, wenn zwei oder drei der Eingänge vom' Typ Φ_π sind, ein (^-Ausgang.

F i g. 7 zeigt in Blockform, wie die Anordnung nach der Erfindung als ODER-Schaltung verwendet werden kann. Eine Arbeitsspannung soll wieder an die Eingangskiemine P von F i g. 7 angelegt werden. Eine M-Wechselspannung mit dem Phasen-Winkel Φ_π soll außerdem an die Eingangsklemme M angelegt werden. Steuerspannungen mit M-Spannung haben annähernd dieselbe Amplitude. Folgende Möglichkeiten können sich ergeben. Wenn die den Eingangsklemmen A und B zugeführten Wechselspannungen eine Φ_ο bzw. eine Φπ-Spannung sind, dann ist die Phasenlage der subharmonischen Ausgangsspannung von F i g. 7 gleich Φ_π. Dies wird nachstehend als Ausgang Φ_π bezeichnet. Wenn also den Eingängen A und B eine Φ_π- bzw. eine Φβ-Spannung zugeführt wird, dann entsteht dementsprechend ein Φ,-Ausgang. Wenn die Eingänge A und B gleich in der Phasenlage sind, entspricht ihnen der Ausgang. Wenn also zwei Φο-Spannungen an die Klemmen >4 und B angelegt werden, entsteht ein Φο-Ausgang. Ein Φο-Ausgang ist eine subharmonische Spannung, deren Phasenlage dem einer Φο-Arbeitsspannung entspricht. Wenn an eine der Klemmen A und B der ODER-Schaltung von F i g. 7 ein Φ,,-Eingang angelegt wird, dann entsteht ein Φ,ΐ-Ausgang. Die Vorrichtung von F i g. 7 arbeitet also als ODER-Schaltung.

Wenn an die Eingangsklemme A der Vorrichtung von F i g. 7 ein Φο-Eingang und an die Klemme B ein Φπ-Eingang angelegt werden, heben diese Eingänge einander wirksam auf (da sie dieselbe Amplitude haben und um 180 phasenverschoben sind), und die M-Eingangsspannung führt zu dem Φπ-Ausgang. Durch Verwendung eines M-Eingangs mit einem Φ_ο-Phasenwinkel ergibt die ODER-Schaltung von F i g. 7 also einen Φο-Ausgang, wenn ein Φο-Eingang an eine der Eingangsklemmen A oder B oder auch an beide angelegt worden ist.

F i g. 8 zeigt in Blockform die Verwendung der Anordnung gemäß der Erfindung als UND-Schaltung. Die M-Spannung soll zunächst einen Φ_κ-Phasenwinkel haben. Die M-Spannung wird durch einen Inverter geleitet, bevor sie über einen Widerstand dem subharmonischen Generator SG zugeführt wird. Die Phasenlage am Ausgang des Inverters von F i g. 8 entspricht der einer Φο-Spannung. Wenn die an die Eingangsklemmen A und B der Vorrichtung von F i g. 8 angelegten Spannungen beide Φο-Eingänge sind, entsteht ein #₀-Ausgang. Wenn einer der Eingänge ein Φ_ο- und der andere ein Φ,,-Eingang ist, ist der Ausgang Φ_ο. Wenn beide Eingänge Φ,-Eingänge sind, entsteht ein Φ,-Ausgang. Die Vorrichtung von· F i g. 8 arbeitet also als UND-Schaltung.

Zahlreiche Abwandlungen der vorstehenden ODER-, UND- und MAJORITÄTS-Schaltungen sind nun möglich, für die nachstehend einige Beispiele angegeben seinen:

1. Es wird eine Arbeitsspannung höherer Frequenz verwendet und dementsprechend höhere Frequenzen der Steuer- und M-Spannungen.

2. Jede der in F i g. 6 bis 8 gezeigten Schaltungen hat mehr Eingänge als dort gezeigt ist.

3. Es wird eine M-Spannung mit einem <f>₀-Phasenwinkel verwendet.

4. Jede Kombination der vorstehenden drei Variationen wird in einer einzigen Schalteinheit verwendet.

5. Die in F i g. 1 und 2 in binären Addierwerken '⁵ von F i g. 9 und 10 gezeigten Schalter werden durch bekannte elektronische Schalter ersetzt.

6. Die Anordnung gemäß der Erfindung wird in einem ternären (Basis 3), quaternären (Basis 4), quinären (Basis 5) oder höheren Zahlensystem verwendet.

Beim Übergang zu höheren Frequenzen werden natürlich die dort üblichen Schaltelemente mit verteilten Parametern verwendet. F i g. 9 zeigt die An-Ordnung von UND-, ODER- und MAJORITÄTS-Schaltungen des vorstehend beschriebenen Typs zum Aufbau eines binären Addierers, der an Hand eines Ausführungsbeispieles besprochen wird.

Der durch P₁ in Fi g. 9A dargestellte Arbeits-Spannungsverlauf mit der Grundfrequenz wird an die Eingangsklemme P₁ von F i g. 9 angelegt. Durch wahlweises offenen und Schließen der Schalter S₁₁, S₁-. und S₁₃ werden nun die Spannungsverläufe P' (F i g. 9B), P" (F i g. 9C) und P'" (F i g. 9D) jeweils der Klemme P der folgenden logischen Schaltungen des binären Addierers von F i g. 9 zugeleitet: Die Spannung P' wird an die Klemmen P der MAJORI-TÄTS-Schaltung 100, der ODER-Schaltung 101 und der UND-Schaltung 102 (F i g. 9) angelegt, die Spannung P" wird an die Klemmen P der UND-Schaltung 103 und der UND-Schaltung 104 (F i g. 9) angelegt, und die Spannung P'" wird an die Klemme P der ODER-Schaltung 105 von F i g. 9 angelegt.

Zur Erläuterung sei nun angenommen, daß außer dem Anlegen der Spannung M (F i g. 9 E) an die Eingangsklemme M des binären Addierers die Spannungen A, B und C (F i g. 9 F, 9 G, 9H) an die Eingangsklemmen A_n, B_n bzw. C_n angelegt werden. Nun sei angenommen, daß die TeUeZi₁, A₂, A₃ und A₄. der SpannungA (Fig. 9F) folgende Phasenlage zu der Arbeitsspannung P₁ haben: Φ_ο, Φ_π, Φ_ο bzw. Φ_π; daß die TeUeB₁, B₂, B₃ und B₄. der Spannung B (F i g. 9 G) folgende Phasenlage zu P₁ haben: Φ_π, Φ_π, Φ_ο bzw. Φ_π; und daß die TeUeC₁, C₂, C₃ und C₄ der Spannung C (F i g. 9 H) folgende Phasenlage zu P₁ haben: Φ_ο, Φ_ο, Φ_π bzw. Φ_π. Während des Zeitabschnitts T₁ bis T₂ wird dann der Eingangsklemme A der MAJORITÄTS-Schaltung 100 des binären Addierers eine Φο-Spannung, der Eingangsklemme B wird eine Φ-Spannung, und der Eingangsklemme C eine Φο-Spannung zugeführt. Dadurch entsteht ein Φο-Ausgang der MAJORITÄTS-Schaltung 100. Dieser ist dargestellt durch den Teil D₁ der Spannung D (F i g. 91).

Während des Zeitabschnitts T₁ bis T₂ werden den Eingangsklemmen A, B und C der ODER-Schaltung 101 ebenfalls entsprechend eine Φ,,-, eine Φ_η- bzw. eine Φο-Spannung zugeleitet. Die ODER-Schaltung

101 hat also einen Φπ-Ausgang. Weiterhin werden den Eingangsklemmen A und B der UND-Schaltung

102 entsprechend die Φ_π- und 0_o-Spannungen während des Zeitabschnitts T₁ bis T₂ zugeführt, und daher hat die UND-Schaltung 102 einen Φο-Ausgang. Es zeigt sich nun, daß die UND-Schaltung 104 an allen drei Eingängen eine Φο-Spannung erhält und somit einen Φο-Ausgang liefert. Der mittlere Eingang der UND-Schaltung 104 erhält eine invertierte M-Spannung, d. h. eine Φο-Spannung. Bei der UND-Schaltung 103 wird eine Φπ-Spannung an die Eingangsklemme A, eine Φ_π-Spannung an die Eingangsklemme B und eine invertierte M-Spannung an den dritten Eingang angelegt, und es ergibt sich somit ein Φπ-Ausgang. Die der Eingangsklemme A der UND-Schaltung 103 zugeführte Φη-Spannung ist die durch den Inverter 103/1 umgekehrte Φο-Spannung der MAJORITÄTS-Schaltung 100, die dem TeUD₁ der Spannung!) entspricht. Dem Eingang,4 der ODER-Schaltung 105 wird daher eine Φπ-Spannung zugeleitet. An die Klemme B der ODER-Schaltung 105 wird von der UND-Schaltung 104 eine Φο-Spannung angelegt. Die ODER-Schaltung 105 hat daher eine Φ-j-Ausgangsspannung entsprechend dem Teil E₁ des Spannungsverlaufs £ in Fig. 9 J. Wenn nun eine Φη-Spannung einer binären Ziffer 1 und eine Spannung Φ_ο einer binären Ziffer 0 zugeordnet ist, dann stellen die durch den Teil D₁ des Spannungsverlaufs D dargestellte Φο-Spannung und die durch den Teil E₁ des Spannungsverlaufs £ dargestellte Φπ-Spannung die binäre Addition des Teils A₁ des Spannungsverlaufs A (Φ_ο), des Teils B₁ des Spannungsverlaufs Β{Φ_π) und des Teils C₁ des Spannungsverlaufs C (Φ_ο) dar.

Bei den an die Eingangsklemmen A_n, B_n und C_n des binären Addierwerks von F i g. 9 während des Zeitabschnitts T₂ und T₃ angelegten Teilen A₂, B₂ und C₂ der Spannungsverläufe A, B und C ist A₂ eine Φ,_£-Spannung, B₂ eine Φη-Spannung und C₂ eine Φο-Spannung. Daher entsteht am Ausgang der MAJORITÄTS-Schaltung 100 im Ansprechen auf die Eingänge A₂, B₂ und C₂ eine Φκ-Spannung, die durch den TeUD₂ des SpannungsverlaufsD in Fig. 91 dargestellt ist. Die Eingangsklemme A der UND-Schaltung 103 erhält über den Inverter 103 eine Φο-Spannung. Die UND-Schaltung 103 hat daher eine Φο-Ausgangsspannung, die an die Eingangsklemme A der ODER-Schaltung 105 angelegt wird. An die Eingangsklemmen A und B der UND-Schaltung 102 werden Φ_π-{Β₂)- bzw. Φo-(C₂)-Spannungen angelegt, und daher hat die Schaltung 102 ebenfalls eine Φο-Ausgangsspannung. Dieser Φο-Ausgangsspannung der Schaltung 102 wird der Eingangsklemme B der UND-Schaltung 104 zugeführt, die damit ihrerseits eine Φο-Ausgangsspannung hat und die an die Eingangsklemme B der ODER-Schaltung 105 angelegt wird. An die Eingangsklemmen A und B der ODER-Schaltung 105 werden also je eine Φο-Spannung angelegt, und am Ausgang entsteht eine Φο-Spannung, welche durch den Teil E₂ des Spannungsverlaufs E in Fig. 9J dargestellt ist. Wieder zeigt sich, daß, wenn die Φπ-Spannungen A₂ und B₂ eine binäre Ziffer 1 und die Φο-Spannung C₂ eine binäre 0 darstellen, die Φ^-Spannung D₂ und die Φο-Spannung E₂ die binäre Addition der Spannungen A₂, B₂ und C₂ darstellen. Das heißt, der Ausgang D₂ stellt eine binäre Ziffer 1 als »übertrag« und der Ausgang E₂ eine binäre 0 als »Summe« dar. Die binären Stellen der

Ausgänge D₂ und E₂ entsprechen den binären Stellen der Eingänge A₂, B₂ und C₂. Das heißt, der durch D₂ dargestellte Ubertragungsausgang ist ein übertrag mit der binären 1 von der binären Stelle der Eingänge/1₂> B₂ und C₂.

Die Spannungsverläufe A, B und C mit ihren Teilen^, B₃ und C₃ mit den entsprechenden Phasenwinkeln Φ_ο, Φ_ο bzw. Φ_π werden nun der MAJORI-TÄTS-Schaltung 100 zugeführt, die eine Φο-Ausgangs- ■ spannung liefert (s. Teil D₃ des Spannungsverlaufs D in F i g. 91). über den Inverter 103.4 wird dann eine Spannung an die Klemme A der UND-Schaltung 103 angelegt. An die Klemme C der ODER-Schaltung 101 wird eine Φ,,-Spannung angelegt. Daher hat diese ODER-Schaltung einen Φ,,-Ausgang. Diese Φ,,-Spannung wird an die Klemme B der UND-Schaltung 103 angelegt. Die Φ,,-Ausgangsspannung der UND-Schaltung 103 wird der Eingangsklemme A der ODER-Schaltung 105 zugeleitet und ergibt einen Φ,,-Ausgang, der durch den Teil E₃ des Spannungsverlaufs E in Fig. 9J dargestellt ist. Die AusgängeD₃ und E₃ stellen den binären übertrag und die binäre Summe der Addition der Eingangsspannungen A₃, B₃ und C₃ dar.

Die Teile A₄ (Φ_π), B₄ (Φ_η) und C₄ (Φ_π) der entsprechenden Spannungsverläufe liegen während des Zeitabschnitts T₄ bis T₅ an allen drei Eingängen der MAJORITÄTS-Schaltung 100. Es entsteht also ein Φ,,-Ausgang, dargestellt durch den Teil D₄ des Spannungsverlaufs D von Fig. 91. Außerdem werden während des Zeitabschnitts T₄ bis T₅ Φ_π-Spannungen (B₄ und C₄) an die Eingangsklemmen A und B der UND-Schaltung 102 angelegt und erzeugen einen Φ,,-Ausgang. Die Φ,,-Spannung (A₄.) und die Φ,,-Ausgangsspannung der UND-Schaltung 102 werden den Klemmen A bzw. B der UND-Schaltung 104 zugeführt und bewirken dann ebenfalls einen Φ,,-Ausgang. Dieser Φ,,-Ausgangsspannung der Schaltung 104 wird an die Klemme B der ODER-Schaltung 105 angelegt und erzeugt einen Φ,,-Ausgang. Die Φ,,-Ausgangsspannung der ODER-Schaltung 105 ist dargestellt durch den Teil E₄. des Spannungsverlaufs E von F i g. 9 J. Da nun alle drei Eingänge, nämlich A₄, B₄ und C₄, vom Typ Φ .-,sind (Darstellung der binären 1) und da die Ausgänge D₄ und E₄ ebenfalls vom Typ Φ_π sind (Darstellung der binären 1), hat die Vorrichtung nach F i g. 9 die binäre Adition ausgeführt. Der Ausgang D₄ stellt einen binären übertrag und der Ausgang E₄ eine binäre Summe dar.

Alle oben besprochenen Beispiele mit den Eingangsspannungen A₁, B₁, C₁, A₂, B₂, C₂ ... A₄, B₄, C₄ und denresultierendenAusgangsspannungenD^Ej ... D₄, E₄ sind in der Tabelle in F i g. 11 zusammengestellt. Die erste Spalte enthält die Bezeichnung der Eingänge A, B, C und die der Ausgänge D, E. Die erste Zeile enthält die Indizes 1, 2, 3, 4. Für jede Eingangsspannung und Ausgangsspannung kann dann leicht die zugehörige Phasenlage und damit die binäre Ziffer ermittelt werden.

F i g. 10 zeigt eine MAJORITÄTS-Schaltung und eine UND-ODER-Schaltung, die zu einem binären Addierer zusammengeschaltet sind.

Die Fig. 1OA bis 1OH zeigt die entsprechenden Spannungsbilder. Die durch P₁ von F i g. 1OA dargestellte Grundfrequenz wird an die Klemme P₁ von Fig. 10 angelegt. Durch wahlweises öffnen und Schließen der Schalter S_n und S₁₂ werden nun die Spannungsverläufe P'(F i g. 10B)bzw. P" (F i g. 10C) an die Klemme P der logischen Schaltungen des binären Addierers nach Fig. 10 angelegt: P' wird an die Klemme P der MAJORITÄTS-Schaltung 201 angelegt, und P" wird an die Klemme P der UND-ODER-Schaltung 202 angelegt.

Die Spannungsverläufe A, B und C (Fig. IOD, 1OE bzw. 10F) werden an die Eingangsklemme A_n, B_n bzw. C_n des binären Addierers angelegt. Nun sei angenommen, daß die Teile A₁, A₂, A₃ und A₄ des Spannungsverlaufs A (F i g. 10 D) die folgende Phasenlage gegenüber der der Arbeitsspannung P₁ haben: Φ_π, Φ_ο, Φ_ο bzw. Φ_π; die Teile B₁, B₂, B₃ und B₄ von B (Fig. 10E): Φ_π, Φ_ο, Φ_ο bzw. Φ_π; die TeileC₁, C₂, C₃ und C₄ von C (F i g. 10F): Φ_π, Φ_π, Φ_ο bzw. Φ_ο.

Während des Zeitabschnitts T₁ bis T₂ empfängt die MAJORITÄTS-Schaltung 201 des binären Addierers nach Fig. 10 eine Φ,,-Spannung an ihren A-, B- und C-Eingängen. Dadurch ergibt sich ein Φ,,-Ausgang. Diese Φ,,-Spannung ist dargestellt durch den TeHD₁ des Spannungsverlaufs D (F i g. 10G). Gemäß Fi g. 10 wird während des Zeitabschnitts T₁ bis T₂ den Eingangsklemmen A, B und C der UND-ODER-Schaltung 202 jeweils ein Φ,,-Eingang zugeführt. Weiter ist die linke Eingangsklemme der UND-ODER-Schaltung 202 über einen R/2-Widerstand mit dem Ausgang des Inverters 201 A verbunden. Dieser Inverter 201 A kehrt die dem TeUD₁ des Spannungsverlaufs D entsprechende Φ,,-Spannung der MAJORITÄTS-Schaltung 201 um in eine Φο-Spannung für die linke Eingangsklemme der UND-ODER-Schaltung 202. Die Schaltung 202 hat also einen Φ,,-Ausgang entsprechend dem TeUE₁ des Spannungsverlaufs £ (Fig. 10H).

Der mit dem linken Eingang der UND-ODER-Schaltung 202 in Reihe liegende R/2-Widerstand läßt die entsprechende Amplitude doppelt so hoch werden gegenüber den an dem mit A, B und C bezeichneten Eingängen.

Während des Zeitabschnitts T₂ bis T₃ werden an die Klemmen A_n, B_n und C_n die Teile A₂, B₂ und C₂ (Fig. IOD bis 10F) der Spannungsverläufe A, B und C angelegt. A₂ hat einen Φ_ο-Phasenwinkel, B₂ einen Φο-Phasenwinkel und C₂ einen Φ,,-Phasenwinkel. Daher hat die MAJORITÄTS-Schaltung 201 im Ansprechen auf die Spannungen A₂, B₂ und C₂ einen Φο-Ausgang, der durch den TeUD₂ des Spannungsverlaufs D in F i g. 1OG dargestellt ist. Diese Φο-Spannun der MAJORITÄTS-Schaltung 201 bewirkt einen Φ,,-Eingang (infolge der Wirkung des Inverters 201 A) an die linke Klemme der UND-ODER-Schaltung 202. An die Klemmen A, B und C der Schaltung 202 wird jeweils eine Φ_ο-, eine Φ_ο- und eine Φ,,-Spannung angelegt. Diese Spannungen bewirken in Verbindung mit dem Ausgang des Inverters 201 A einen Φ,,-Ausgang von der UND-ODER-Schaltung 202, der durch den Teil E₂ des Spannungsverlaufs £ (Fig. 10H) dargestellt ist.

Die Teile A₃, B₃ und C₃ der Spannungsverläufe A, B und C, die alle vom Typ Φ_ο sind, bewirken einen Φο-Ausgang (dargestellt durch den Teil D₃ des Spannungsverlaufs D) aus der MAJORITÄTS-Schaltung 201 und einen Φο-Ausgang (dargestellt durch den Teil E₃ des Spannungsverlaufs E) aus der UND-ODER-Schaltung 202.

Die Eingänge A₄, B₄ und C₄ bewirken auf ähnliche Weise während des Zeitabschnitts T₄ bis T₅ die Ausgänge D₄ (Φ_π) und E₄ (Φ_ο) aus der MAJORITÄTS-Schaltung 201 und der UND-ODER-Schaltung 202.

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Die Schaltungen nach F i g. 9 und 10 können natürlich auch, als Volladdierwerk verwendet werden, worin ein Φ,,-Eingang eine und ein 0_o-Eingang die andere binäre Ziffer darstellt.

Eine Möglichkeit zur Beobachtung des zwischen der Arbeitsspannung (d. h.'der amplitudenmodulierten 1-Megahertz-Sinusspannung) und der subharmonischen Ausgangsspannung, d.h. der 0,5-Megahertz-Sinusspannung) bestehenden Phasenwinkels besteht darin, die 500-Küohertz-Löschimpulse, die aus der Schaltung nach F i g. 2 B stammen, als Zeitskala auf die Kathode der Kathodenstrahlröhre in F i g. 1B zu geben. Die Vertikalablenkspannung wird erhalten, indem der SchalterS₃ von Fig. 1B in die Stellung2 oder 4 gebracht wird. Das Schirmbild des Osziloskops zeigt dann den Phasenwinkel zwischen der subharmonischen Ausgangsspannung, der Steuereingangsspannung und der Arbeitsspannung.

Claims

Patentansprüche: 20

1. Multistabiles Schaltelement zur Durchführung von Schalt- und Speicherfunktionen, in dem ein zu subharmonischen Schwingungen anregbarer Schaltkreis verwendet wird, bei dem die Phasenlage der aus einer Grundschwingung jeweils erzeugten subharmonischen Schwingung durch Zufuhr von Steuerenergie festgelegt wird und die dabei auftretende Phasenlage der subharmonischen Schwingung in bezug auf die Grundschwingung als Kriterium für den jeweiligen Schaltzustand des multistabilen Schaltelements dient, in Verwendung zur Durchführung von logischen Oeperationen, indem bei der Vielfachschaltung der Ausgänge mehrerer multistabiler Schaltelemente durch die Mehrheit bestimmter Steuerenergie-Eingangsphasenlagen des multistabilen Schaltelernents dessen Ausgangsphasenlage bestimmt wird, nach Hauptpatent 1 181 456, dadurch gekennzeichnet, daß den den einzelnen Eingangsphasenlagen jeweils zugeordneten Steuerenergie-Eingängen des multistabilen Schaltelements je ein Schaltkreiswiderstand zugeordnet ist und daß der Wert höchstens eines Schaltkreiswiderstandes ein Bruchteil des Wertes aller anderen Widerstände beträgt, deren Werte ihrerseits gleich bemessen sind.

2. Multistabiles Schaltelement, von dessen Steuerenergie-Eingängen einer ein Eingangssignal fester vorbestimmter Phasenlage erhält, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem multistabilen Schaltelement sowohl mit zwei Steuerenergie-Eingängen zum Zuführen von Eingangsvariablen als auch einem zusätzlichen Steuerenergie-Eingang zum Zuführen des Eingangssignals vorbestimmter Phasenlage alle Schaltkreiswiderstände gleich bemessen sind und bei einem multistabilen Schaltelement sowohl mit drei Steuerenergie-Eingängen zum Zuführen von Eingangsvariablen als auch mit einem zusätzlichen Steuerenergie-Eingang zum Zuführen des Eingangssignals vorbestimmter Phasenlage, der dem zusätzlichen Steuerenergie-Eingang zugeordneten Schaltkreiswiderstand in seinem Wert halb so hoch bemessen ist wie der Wert aller Schaltkreiswiderstände. ^

3. Multistabiles Schaltelement nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Durchführung der logischen Operation UND — ODER mit vier Längsvariablen sowohl drei Eingangsvariable über entsprechende Schaltkreiswiderstände direkt als auch eine Eingangsvariable über einen Inverter mit nachgeschaltetem Schaltkreiswiderstand zugeführt wird, dessen Wert halb so groß bemessen ist wie der der übrigen Schaltkreiswiderstände.

4. Multistabiles Schaltelement mindestens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zu subharmonischen Schwingungen anregbare Schaltkreis aus einem Serienresonanzkreis mit niederohmigem Abschluß gebildet wird.

5. Multistabiles Schaltelement nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Serienresonanzkreis über einen Mischverstärker, dem an seinem ersten Eingang über die vorgeschalteten Schaltkreiswiderstände die Steuerenergie und an seinem zweiten Eingang die getastete Grundschwingung zugeführt wird, mit nachgeschalteter Verstärkerstufe gesteuert wird.

6. Multistabiles Schaltelement, das in Serienschaltung mit anderen multistabilen Schaltelementen betrieben wird, indem die Tastperiode der Grundfrequenzschwingung dem ersten multistabilen Schaltelement unverzogert, dem zweiten mit einer Verzögerung, die einem Drittel der Tastperiode entspricht, dem dritten mit einer Verzögerung, die zwei Drittel der Tastperiode entspricht, dem vierten unverzogert usw. zugeführt wird, so daß der für die Anfachung der subharmonischen Schwingung eines multistabilen Schaltelements wirksame Zeitpunkt der Tastperiode innerhalb des Zeitintervalls der jeweils von dem vorhergehenden multistabilen Schaltelement als Steuerschwingung für das unmittelbar folgende abgegebenen subharmonischen Schwingung fällt und immer drei hintereinandergeschaltete multistabile Schaltelemente eine Dreierkombination ergeben, nach Anspruch 1 und 2, 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei Zusammenschaltung mehrerer multistabiler Schaltelemente zu einem als Volladdierer wirkenden Schaltnetz die drei Eingangsvariablen, nämlich Addend, Augend und übertrag sowohl einem Majoritäts-Verknüpfungsglied als auch einem ersten ODER-Verknüpfungsglied und Augend und übertrag einem ersten UND-Verknüpfungsglied zugeführt werden, daß sowohl der Ausgang des Majoritäts-Verknüpfungsgliedes über einen Inverter als auch der Ausgang des ersten Oder-Verknüpfungsgliedes mit einem zweiten UND-Verknüpfungsglied, daß sowohl der Ausgang des ersten UND-Verknüpfungsgliedes als auch der Addenden-Eingang des Schaltnetzes mit einem dritten UND-Verknüpfungsglied und daß sowohl der Ausgang des zweiten und dritten UND-Verknüpfungsgliedes einem zweiten ODER-Verknüpfungsglied zugeführt ist, dessen Ausgang die Summe darstellt, während der Ubertragsausgang am Ausgang des Majoritäts-Verknüpfungsgliedes dargestellt wird.

7. Multistabiles Schaltelement, das in Sereienschaltung mit anderen multistabilen Schaltelementen betrieben wird, indem die Tastperiode der Grundfrequenzschwingung dem ersten multistabilen Schaltelement unverzogert, dem zweiten mit einer Verzögerung, die einem Drittel der Tastperiode entspricht, dem dritten mit einer Verzögerung, die zwei Drittel der Tastperiode entspricht, dem vierten unverzogert usw. zugeführt

wird, so daß der für die Anfachung der subharmonischen Schwingung eines multistabilen Schaltelementes wirksame Zeitpunkt der Tastperiode innerhalb des Zeitintervalls der jeweils von dem vorhergehenden multistabilen Schaltelement als Steuerschwingung für das unmittelbar folgende abgegebenen subharmonischen Schwingung fällt und immer drei hintereinandergeschaltete multistabile Schaltelemente eine Dreierkombination ergeben, nach Anspruch 1, 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei Zusammenschaltung mehrerer multistabiler Schaltelemente zu einem als Volladdierer wirkenden Schaltnetz die drei Eingangsvariablen, nämlich Addend, Augend und übertrag sowohl einem Majoritäts-Verknüpfungsglied als auch den direkten Eingängen eines UND-ODER-Verknüpfungsgliedes zugeführt werden, dessen mit Inverter versehenem weiteren Eingang der Ausgang des Majoritäts-Verknüpfungsgliedes zugeführt ist und dessen Ausgang die Summe darstellt, während der übertrag am Ausgang des Majoritäts-Verknüpfungsgliedes dargestellt wird.

8. Vorrichtung zur Ansteuerung und Anregung eines multistabilen Schaltelementes mindestens nach Anspruch 1 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Rechteckimpulsfolge mit einer Folgefrequenz von 1 Megahertz einmal differenziert wird und daß die sich ergebenden Differenzierimpulse einer Polarität einen bistabilen Multivibrator ansteuern, dessen beide gegenphasige Ausgänge über je einen Kathodenverstärker mit jeweils nachgeschaltetem Filter zur Aussiebung der Sinusgrundschwingung mit einer Frequenz von 0,5 Megahertz aus dem aus dem bistabilen Multivibrator sich ergebenden Rechteckimpuls jeweils einem Eingang einer Umschaltvorrichtung zum Umschalten der Phasenlage auf deren einzige Ausgangsleitung zugeführt werden, die ihrerseits über einen Verstärker die Sinusschwingung von 0,5 Megahertz als Steuerschwingung des multistabilen Schaltelementes dem einen Eingang des Mischverstärkers über den Schaltkreiswiderstand zuleitet und daß die Rechteckimpulsfolge von 1 Megahertz zur Erzeugung der Anregungsenergie des multistabilen Schaltelementes einer Taststufe zugeführt wird, in der die Rechteckimpulsfolge von 1 Megahertz mit einer Tastfrequenz von 0,1 bis 50 Kilohertz getastet wird, so daß ein entsprechend getasteter HF-Impuls entsteht, der über einen Verstärker als Anregungsenergie in der Grundschwingung für das multistabile Schaltelement dem anderen Eingang des Mischverstärkers über einen Widerstand, der etwa um eine Größenordnung kleiner ist als der Schaltkreiswiderstand, zugeführt wird.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

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