DE3700495A1 - Versorgungsvorrichtung fuer einen wellengenerator fuer ein impulsradar - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft die stabilisierte Versorgung von Radareinrichtungen und insbesondere von Ultrahochfre­ quenzgeneratoren oder Lauffeldröhren beim Impulsradar. Die Erfindung zielt insbesondere auf die an Bord von Fahrzeugen eingebauten Radareinrichtungen, wie in Flug­ zeugen oder anderen Luftfahrzeugen, bei denen Überle­ gungen hinsichtlich des Raumbedarfs und des Gewichts wesentlich sind, wobei solche Radareinrichtungen bei schwierigen Umgebungsbedingungen arbeiten sollen.

Die bei den Radareinrichtungen verwendeten Lauffeld­ röhren als Wellengenerator arbeiten bei sehr hohen Spannungen von einigen tausend, d. h. bei mehreren zehn­ tausend Volt. Eine Versorgungseinrichtung, die einen derartigen Gleichspannungspegel liefern soll, arbeitet im allgemeinen mit einem dreiphasigen Wechselnetz­ werk von einigen hundert Volt und kann insbesondere bei mitgeführten Einrichtungen zu beträchtlichen Ampli­ tudenschwankungen führen. Es ist üblich, daß die Spe­ zifikation von an Bord eines Fahrzeuges eingebauten Einrichtungen eine Dynamik von 1 bis 3 für die Spannung vorsehen, von der ausgehend die stabilisierte Versor­ gungsspannung dieser Einrichtungen erzeugt wird.

Bis heute umfaßten die verwendeten, stabilisierten Versorgungseinrichtungen für Radarlauffeldröhren im allgemeinen zwei Untereinheiten: eine Niederspannungs­ regeleinrichtung, der ein Transformatorumformer nach­ geschaltet ist, um die Niederspannung unmittelbar oder stufenweise auf den erwünschten Spannungsausgangspegel zu bringen.

Jede dieser zwei Untereinheiten arbeitet mit dem Zer­ hacken einer Gleichspannung mittels einer Umschaltungs­ elektronik, deren Frequenz nicht sehr hoch ist, um zu er­ möglichen, daß der verwendete Transformator bei guten Be­ triebsbedingungen arbeitet.

Dieses Arbeitsprinzip ist der Ursprung der Bildung zahl­ reicher Störungen bei der Zerhackerfrequenz und ihren höheren harmonischen Frequenzen. Diese Störungen pflanzen sich in den Versorgungsschaltkreisen bis zu dem eigentli­ chen Radar fort.

Nun ist es bekannt, daß es insbesondere wegen des gerin­ gen Leistungsniveaus der von einem Radar empfangenen Signale notwendig ist, Störungen sowohl beim Empfang als auch beim Aussenden zu verringern. Insbesondere ist es von äußerst großer Bedeutung, Signale mit großer spektra­ ler Reinheit auszusenden. Beim modernen Radar ist es zu­ nehmend schwierig, diese spektrale Reinheit zu erhalten, insbesondere beim Impulsradar, vor allem wegen der inter­ mittierenden Umschaltung seiner Impulswiederholungsfre­ quenz, d. h. der Wiederholungsfolge, zwischen diskreten Werten und der Notwendigkeit, den Formfaktor der ausge­ sandten Wellen zu verändern.

Es ist daher wichtig, zu vermeiden, daß die spektrale Reinheit nicht auch noch durch Störungen von dem stabili­ sierten Versorgungssystem für seine Generatorröhre be­ einträchtigt wird. Deshalb werden bei den herkömmlichen Systemen Filter eingesetzt, die der Versorgung zu eige­ nen Umschaltungsstörungen ausschließen sollen. Diese Fil­ ter müssen wegen des am Ausgang der Höchstspannungsver­ sorgung verlangten niederen Wellenpegels sehr wirkungs­ voll sein. Infolgedessen neigen sie dazu, eine relativ große Energie zu speichern. Daraus ergeben sich Schwierig­ keiten für den Schutz der Röhre im Falle eines Kurz­ schlusses, selbst sehr kurzer Dauer, im Inneren dersel­ ben. Ferner ist es nicht möglich, vollständig die in der Versorgung selbst bei Frequenzen, die weit unter der Radarwiederholungsfrequenz liegen, erzeugten Stör­ linien und ihre Fortpflanzung in ihre verschiedene Unter­ einheiten und insbesondere in den Empfangsteil auszu­ schließen. Es ist daher erforderlich, außergewöhnliche Maßnahmen im Bereich dieser Untereinheiten zu ergreifen, um diese Linien auszufiltern.

Diese Faktoren vereinigen sich, so daß die Versorgungs­ einrichtungen der gegenwärtigen Anlagen schwer und raum­ beanspruchend sind und trotz allem solche Störlinien auf­ weisen, die für einen guten Betrieb der heute in Betracht gezogenen Radaranlagen schädlich sind.

Die Erfindung beabsichtigt, diese Nachteile zu verringern, indem eine neue, stabilisierte Versorgungsstruk­ tur für einen Ultrahochfrequenzgenerator für Impuls­ radar, insbesondere für mitgeführtes Radar vorgeschlagen wird. Erfindungsgemäß umfaßt eine solche stabilisierte Versorgungseinrichtung ein Umschaltungsmodul mit Extra­ unterbrechung, welches eine Primärwicklung auf einem induktiven Element aufweist, die mit der primären Span­ nungsquelle über einen elektronischen Leistungsumschalter, der durch ein Spannungsregelsignal bei der Wiederholungs­ frequenz des Impulsradars oder einem Vielfachen dersel­ ben derart gesteuert wird, daß im Laufe jeder Periode die Leitungsdauer des Umschalters größer als die Sperr­ dauer ist, und wenigstens einen Sekundärkreis, dessen Ausgang zwischen die Höchstspannungsausgangs­ klemmen der Einrichtung geschaltet ist und der eine Se­ kundärwicklung auf diesem induktiven Element mit einem Wicklungstransformationsverhältnis von ungefähr 1 in be­ zug auf die Primärwicklung aufweist, wobei die Sekundär­ wicklung in Reihe mit einem Gleichrichter geringer Er­ holungszeit geschaltet ist, der so verbunden ist, daß er nicht leitet, wenn der Leistungsschalter leitet, sowie mit einem Filterkondensator parallel zu dem von der Se­ kundärwicklung und dem Gleichrichter gebildeten Reihen­ schaltung.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfaßt der Umformermodul mit Extraunterbrechung eine Vielzahl solcher Sekundärschaltkreise, die in Reihe geschaltet sind, um zu der Ausgangshöchstspannung beizutragen, wo­ bei deren Wicklungen auf das gleiche induktive Element gewickelt sind und das einzelne Transformationsverhält­ nis zwischen diesen Sekundärwicklungen und der Primär­ wicklung ungefähr 1 ist.

Bei einem Impulsradar ist die Umschaltung einer Vielzahl von Schaltkreisen mit der Impulswiederholungsfrequenz im allgemeinen Ursache der Erzeugung von Störungen bei dieser Frequenz und den harmonischen Frequenzen. Man bestrebt daher, bei diesen Radareinrichtungen die nütz­ lichen Signale außerhalb der Bereiche des Frequenzspek­ trums dieser Störungen zu sammeln und zu verarbeiten, und man führt eine Unterdrückung dieser Bereiche durch Fil­ tern durch.

Es ist daher dank der Erfindung von Vorteil, die Umschalt­ frequenz zum Ausschneiden der erforderlichen Signale bei der Umformung Niederspannung-Höchstspannung als Funktion der Radarwiederholungsfrequenz steuern zu kön­ nen. Tatsächlich werden bei diesen Bedingungen alle Stö­ rungen, die bei dieser Wiederholungsfrequenz oder bei Viel­ fachen derselben erzeugt werden und die sich, durch Fil­ ter nicht zurückgehalten, in die Arbeitskreise des Radars fortpflanzen, gleichzeitig wie die durch das Radar selbst erzeugten Störsignale ausgeschlossen.

Diesbezüglich liegt der Erfindung die Tatsache zugrunde, daß es möglich ist, bei guten Bedingungen eine solche Ver­ sorgung mit elektronischen Bauteilen herzustellen, die bei Frequenzen der gleichen Größenordnung wie die Radar­ wiederholungsfrequenz oder Vielfachen derselben ar­ beiten, wobei ein Umformerschaltkreis vom Typ mit Ex­ traunterbrechung (der auch unter der englischen Bezeich­ nung BUCK BOUST bekannt ist), verwendet wird, dessen Transformationsverhältnis nahe bei 1 liegt und vorzugs­ weise gleich 1 ist.

Es wird insbesondere darauf hingewiesen, daß es möglich war, die Störungen von der Wicklung eines Transformators zu minimieren, wenn dessen Transformationsverhältnis gleich 1 ist. Sobald man sich von diesem Wert entfernt, bemerkt man eine schnelle Zunahme der Störfaktoren, wie Störkapazitäten und induktive Streuungen. Ein Umfor­ mer mit Extraunterbrechung bildet ein geeignetes und ein­ faches Mittel, eine Spannungsverstärkung durchzuführen, wobei das Transformationsverhältnis der Wicklungen bei dessen optimalen Wert gehalten wird. Gemäß einer bevor­ zugten Ausführungsform liegt der Erfindung ferner die Tat­ sache zugrunde, daß es möglich ist, mit derselben Pri­ märwicklung eine erhöhte Sekundärspannung mittels einer Reihenschaltung von Sekundärkreisen zu erzeugen, wie sie vorstehend angegeben worden sind. Diese Ausgestaltung hat den Vorteil, daß jeder Gleichrichter für sich einer rela­ tiv kleinen Spannung in Sperrichtung ausgesetzt ist. Gleichzeitig ermöglicht die Unterteilung des Sekundär­ schaltkreises in eine Vielzahl von Elementarschaltkreisen, deren Gleichspannungen am Ausgang addiert werden, bei einem einzelnen Transformationsverhältnis von etwa oder gleich 1 die Spannung an den Klemmen eines elek­ tronischen Umschalters mit hoher Unterbrechungsfrequenz, der in dem Primärkreis geschaltet ist, bei sehr vernünf­ tigen Werten zu halten.

Man erreicht somit mit nur einer Umschaltstufe gleich­ zeitig eine Umformung mit sehr hoher Spannung und eine Regelung ausgehend von einer niederen Spannung durchzu­ führen, deren Schwankungsdynamik relativ groß sein kann.

Die erhaltene Schaltung ist einfach. Sie ermöglicht ma­ ximal die Quellen der Umschaltsignale zu begrenzen, wo­ bei sie bei einer günstigen Frequenz im Hinblick auf die Entfernung von Störsignalen arbeitet, die sich unweiger­ lich bis zu den eigentlichen Radarschaltkreisen fort­ pflanzen.

Die angewandte Konstruktion ist im Hinblick auf das Ge­ wicht und den Raumbedarf günstig. Ferner ermöglicht sie als elektronische Leistungsumschalter Feldeffekttransisto­ ren VMOS zu verwenden, die bei Frequenzen arbeiten können, die sich bis zu mehreren 10 kHz erstrecken, wobei die durch die heutige Technik bei solchen Bauteilen festge­ legten Grenzen berücksichtigt werden.

Bei einer interessanten Ausführungsform wird die stabili­ sierte Versorgung durch Verbindung von Umformermodulen der vorstehend angegebenen Art erreicht, die mit den Klem­ men eines Spannungsteilers der Spannungsquelle verbunden sind. Die Primärwicklungen eines jeden Moduls werden durch einen jeweiligen elektronischen Schalter geschaltet, wobei diese Schalter vorzugsweise mit einer Phasenver­ schiebung zwischen ihnen gesteuert werden, um die Wellung der sehr hohen Ausgangsspannung zu minimieren, die durch Überlagerung der einzelnen Ausgangsspannungen dieser Mo­ dule erhalten wird. Man kann also eine Gesamtheit aus solchen Bausteinen bzw. Modulen für die Kanäle bilden und in Abhängigkeit von den erwünschten Spannungspegeln am Ausgang mehrere derart hergestellte Kanäle kombinieren.

Zusätzliche Erläuterungen werden bei der Beschreibung von Ausführungsformen gegeben, die unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen folgt.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbei­ spielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher er­ läutert. Es zeigt

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Ausgestaltung einer stabilisierten Versorgung für Radar nach dem Stand der Technik,

Fig. 2 eine schematische Darstellung der Ausführung eines Umformermoduls nach der Erfindung,

Fig. 3a und 3b Signaldiagramme des Primär- bzw. Sekundär­ stromes,

Fig. 4 ein Diagramm, welches die Primär- und Sekundär­ spannung der Vorrichtung gemäß Fig. 2 darstellt,

Fig. 5 ein Schaltkreisschema eines Kanals eines Umfor­ mers mit 4 Modulen nach der Erfindung,

Fig. 6 die Arbeitsweise einer Umformerstrecke mit 2 Modulen, und

Fig. 7 ein Schema eines Umformers mit zwei Kanälen nach der Erfindung.

In Fig. 1 ist sehr schematisch eine herkömmliche, stabili­ sierte Versorgung 10 dargestellt, die mit einer Spannungs­ quelle 12 zur Speisung einer Lauffeldröhre 14 für ein Radar verbunden ist. Die Signale der Quelle 12 werden von einem dreiphasigen Netzwerk an Bord eines Flug­ zeuges abgeleitet, in geeigneter Weise durch einen Satz von Dioden, wie mit 18 bezeichnet, gleichgerichtet, um an die Eingangklemmen 20 und 21 der Versorgung 10 eine gleichgerichtete Spannung zu liefern. Diese wird zu­ nächst durch einen Schaltkreis mit einer Selbstinduktions­ spule L₂₂ und einem Kondensator C₂₃ gefiltert und darauf­ hin in einer Reglereinrichtung 36 durch ein Schalterele­ ment T₂₅ unterbrochen, dessen Basis 28 mit einem Signal konstanter Frequenz, beispielsweise von 10 kHz (schema­ tisch durch die Wellenform 27 angedeutet) gesteuert, wird, wo­ bei das Periodenverhältnis moduliert werden kann, um am Ausgang den erwünschten stabilen Spannungspegel zu er­ halten. Die unterbrochene bzw. gestrobte Spannung am Ausgang des Schalters T₂₅ wird durch einen Schaltkreis aus einer Selbstinduktionsspule L₃₂ und einem Kondensator C₃₃ gefiltert, um an den Ausgangsklemmen 34 und 35 der Reglereinrichtung 36 ein geregeltes und gefiltertes Gleichspannungssignal zu erzeugen. Eine Wiedergewinnungs­ diode 30 ist parallel zu dem Schaltkreis L₃₂-C₃₃ geschaltet. Mit den Klemmen 34 und 35 ist ein Umformer 38 verbun­ den, der in klassischer Weise eine Transformatorprimär­ wicklung mit Mittelanschluß 40 aufweist, die in Reihe mit zwei elektronischen Schaltern 42 und 43 geschaltet ist, welche im Gegentakt mit einer Frequenz von beispiels­ weise ungefähr 10 kHz gesteuert werden, um die Spannung in der Wicklung 40 zu zerhacken. Diese ist Teil eines Transformators mit hohem Übersetzungsverhältnis derart, daß in einer oder mehreren Sekundärwicklungen 44 eine sehr hohe Spannung erzeugt wird, die durch Diodenbrücken 47 und Kondensatoren 48 gleichgerichtet und gefiltert und an die Eingänge 50 und 51 der Lauffeldröhre 14 ge­ legt wird.

Bei einer mitgeführten Anlage kann die Frequenz der Quelle 12 beispielsweise 400 Hz und die gleichgerichtete Spannung zwischen den Klemmen 20 und 21 einen Nominal­ wert von ungefähr 200 V aufweisen, wobei sie jedoch mittleren Schwankungen von 100 bis 400 V ausgesetzt ist.

Der Steuerschaltkreis des Unterbrecherschalters T₂₅ muß infolgedessen eine entsprechende Dynamik in bezug auf die Änderung seines Periodenverhältnisses aufweisen. Es ist deshalb bei diesem System wünschenswert, die Rege­ lung bei Niederspannung bei Bedingungen durchzuführen, bei denen die Isolierung und das Verhalten der verwen­ deten Schaltkreise leicht beherrscht werden können. Die geregelte, erhaltene Spannung kann dann durch den Umfor­ mer 38 derart verstärkt werden, daß sehr hohe Pegel erhalten werden, die für die Speisung der Generatorröhre des Radars erforderlich sind. Diesbezüglich bevorzugt man die Umschaltfrequenz des Schalters zu begrenzen, da das Aus­ maß der von dem Transformator übertragenen Störungen mit der Umschaltung verbunden ist und mit der Umschaltfre­ quenz zunimmt. Trotz dieser Vorsichtsmaßnahmen treten in den Sekundärschaltkreisen 44 und 45 starke Überschwin­ gungen auf, die eine äußerst starke Filterung erfordern. Diese Störungen, deren Frequenzen wesentlich kleiner als die Impulswiederholungsfrequenz des Radars sind, werden auf dessen Baueinheiten entweder auf direktem Weg über die Versorgungsleitungen oder durch Strahlung übertragen.

Ein Umformermodul 62 nach der Erfindung ist in Fig. 2 dar­ gestellt. Mit den Klemmen 60 und 61, zwischen denen die Spannung der gleichgerichteten Quelle E zur Verfügung steht, ist eine Primärwicklung 65 eines Transformators verbunden, die auf ein induktives Element 66 gewickelt und in Reihe mit einem Schalter 63 geschaltet ist, der von einem Feldeffektleistungstransistor vom Typ VMOS gebildet ist. Man kann beispielsweise hierfür einen Transistor der Klasse IRF 450 verwenden, der von der Fa. International Rectifier (USA) hergestellt wird. Ein solches Bauteil kann bei Frequenzen, die bis zu 200 bis 300 kHz erreichen können, durch Steuerung der Spannung an dem Gate 64 schalten, wobei die Ströme 10 A erreichen können. Die Sperrspannung kann 500 V erreichen. Somit er­ möglicht der Transistor Leistungen in der Größenordnung von 125 W in der Radarumgebung schalten.

Auf dem magnetischen Kern 66 ist eine Reihe von Sekun­ därwicklungen gewickelt, nämlich zehn bei diesem Beispiel, die mit 68-1 bis 68-10 bezeichnet sind. Jede Sekundär­ wicklung, wie 68-1 ist mit einer Gleichrichterdiode 69-1 mit dem Sinn verbunden, daß, wenn der Schalter 63 lei­ tend ist, die in der Wicklung 68-1 induzierte Spannung die Diode 69-1 in Sperrichtung nimmt. Ein Kondensator 70-1 ist parallel zu dem von der Wicklung 68-1 und der Diode 69-1 gebildeten Schaltkreis zwischen zwei Klemmen 71-1 und 72-1 geschaltet, die die Ausgangsklemmen des derart gebildeten Sekundärschaltkreises darstellen. Die Sekundärschaltkreise 1-n sind in Reihe derart geschaltet, daß zwischen den Klemmen 71-1 und 72-10 eine sich erge­ bende Spannung auftritt, die die Summe der einzelnen Gleichspannungen an den Ausgängen eines jeden dieser sekundären Schaltkreise ist.

Die Dioden 69-1, 69-10 sind Elemente mit sehr kurzer Er­ holungszeit, die einen Betrieb bei der gleichen Frequenz wie die Umschalter VMOS 63 erlauben, wobei diese Dioden Sperrspannungen in der Größenordnung von 300-600 V aus­ halten können.

Die Anzahl der Windungen jeder Wicklung 68-1 bis 68-10 ist gleich der Anzahl der Windungen der Primärwicklung 65, um auf diese Weise ein Transformationsverhältnis von 1 zu erhalten.

Der derart hergestellte Modul 62 ist ein Modul mit Extra­ unterbrechung (Buck Boost), der im unterbrochenen oder kontinuierlichen Betrieb gemäß den relativen Werten der Selbstinduktivität L der Primärwicklung 65, der Umschalt­ periode T des Gate 64 zur Steuerung und der Ausgangslei­ stung arbeiten kann. Bei der hier beschriebenen Ausfüh­ rung wird ein kontinuierlicher Betrieb bevorzugt, d. h. ein solcher, bei dem sich der Strom innerhalb einer jeden Arbeitsphase des primären und des sekundären Schaltkreises nicht aufhebt.

Beim Betrieb fließt, wenn der Umschalter 63 während einer Zeit t, die kürzer als die Umschaltperiode T und in Ab­ hängigkeit von der zu erhaltenden Ausgangsspannung gere­ gelt ist, leitend ist, ein zunehmender Strom I _p in der Wicklung 65 der Selbstinduktionsspule L. Dieser lädt die primäre Induktanz (vgl. die Kurve 80 in Fig. 3a). Während dieser Zeit fließt kein Strom in irgendeiner der Sekundärwicklungen 68-1 bis 68-10 aufgrund der für die Dioden 69-1 bis 69-10 gewählten Schaltungsrichtung, wie es das Diagramm der Fig. 3b zeigt. Wenn das an dem Gate 64 anliegende Steuersignal den Schalter 63 unterbricht, hört der Strom I _p auf. Ein abnehmender Strom I _s (vgl. Kur­ ve 82) fließt in jeder der Sekundärwicklungen 68 seit dem Zeitpunkt τ dieser Umschaltung in Leitungsrichtung der jeweiligen Dioden 69. Dieser Strom, der dem Entla­ den der Induktanz 65, 66 entspricht, wird zum Zeitpunkt T unterbrochen, zu dem der Schalter 63 erneut leitend wird (Ende der Steuerperiode des Unterbrechungsschalters). Die Stärke des Stroms I _s ₂ ist zu diesem Zeitpunkt gleich der Stärke des Stroms I _p ₁, der dann wieder an dem Pri­ märschaltkreis auftritt.

Wenn man die Spannung an den Klemmen der Primärwicklung 65 und der Sekundärwicklungen 68-1 bis 68-10 (Fig. 4) betrachtet, stellt man fest, daß diese Spannung konstant und gleich E während der Dauer τ für die Wicklung 65 bleibt, sich dann beim Unterbrechen des Schalters 63 um­ dreht. Eine Spannung U _s tritt dann zwischen den Klemmen 71-i und 72-i von jedem Ausgangsschaltkreis i auf. Dieses Spannungssignal dauert während der gesamten Periode an, die sich von dem Zeitpunkt τ bis zu dem Zeitpunkt T erstreckt. Wenn man darauf achtet, daß die Dauer τ größer als die Dauer T-τ ist, ist die Spannung U _s grö­ ßer als die Spannung E. Die an den Ausgangsklemmen 71-1 und 72-10 am Ausgang des Umformermoduls auftretende Span­ nung ist gleich 10 · U _s .

Die Ausgangsspannung U _s hat den Wert:

Wenn man annimmt, daß die Sekundärschaltkreise dimensio­ niert worden sind, um an ihrem Ausgang eine Spannung von 150 V bei leitender jeweiliger Diode 69 während der nicht­ leitenden Phase zwischen 0 und t zu erzeugen, so ist diese Diode einer Sperrspannung von E+150 V ausgesetzt. Bei E=67 V beträgt diese Spannung 217 V, ein Wert, der ohne weiteres heutzutage mit den Bauteilen niederer Er­ holungszeit für den Betrieb bei sehr hohen Frequenzen ge­ halten werden kann. Die Ausgangsspannung des Moduls 62 ist bei diesen Bedingungen 1500 V.

Es wird nun (Fig. 5) eine stabilisierte Versorgungseinheit betrachtet, die aus vier Modulen analog dem Modul 62 der Fig. 2 gebildet ist. Die Spannung zwischen den Phasen 101, 103 und 105 des dreiphasigen Netzes wird durch Dio­ denpaare wie 106 und 107 gleichgerichtet, dann mittels eines Schaltkreises aus der Induktivität L-110 und der Kapazität C-111 gefiltert, damit eine Gleichspannung zwi­ schen den Klemmen 120 und 121 eines kapazitiven Span­ nungsteiles aus vier Kondensatoren C _122-1 bis C _122-4 auftritt. Mit den Klemmen eines jeden dieser Kondensa­ toren C _122-i ist eine Transformatorprimärwicklung 165 _i in Reihe mit einem Schalter VMOS 163; verbunden, der ein Steuergate 164 _i aufweist. Jedem von ihnen entspricht eine Anordnung von zehn Sekundärschaltkreisen 166, von de­ nen jeder eine Wicklung, eine Diode und einen Kondensator umfaßt, die in der oben angegebenen, im Zusammenhang mit den Sekundärschaltkreisen der Fig. 2 beschriebenen Weise verbunden sind.

Die Gesamtheit der stabilisierten Versorgung, die aus vier Modulen der Fig. 5 gebildet ist, stellt eine Versor­ gungsstrecke 170 dar. Die Sekundärschaltkreise 166 sind in Reihe zwischen den Klemmen 171 und 172 des Ausgangs mit sehr hoher Spannung der Strecke 170 verbunden, wobei die Spannung zwischen diesen zwei Klemmen die Summe der Ausgangsspannungen dieser Sekundärwicklungen ist, d. h. bei diesem Beispiel 150×10×4=6000 V. Da jedes Mo­ dul 125 W überträgt, ist es daher möglich, eine Leistung von 500 W am Ausgang der Strecke 170 zu erhalten.

Es werden nun drei Fälle im Hinblick auf die gleichge­ richtete Spannung an den Eingangsklemmen 120, 121 dieser Versorgungsstrecke betrachtet, die einen nominalen Wert von 268 V, einen minimalen Wert von 135 V oder einen ma­ ximalen Wert von 420 V aufweist.

Beim Betrieb mit der nominalen Spannung wird jede Wick­ lung 165 _i mit einer Spannung von 268 : 4=67 V versorgt. Bei der Annahme eines Betriebes bei 250 kHz, einem Wir­ kungsgrad von 85% und einer Sekundärspannung von 250 V pro Wicklung beträgt die geschaltete Intensität 3,25 A. Die Drain-Source-Spannung eines jeden Schalters 163 _i wird bei der Sperrung von der Überlagerung der Versorgungs­ spannung, d. h. 67 V und der von den Sekundärschaltkreisen 166 (während der jeweiligen Be­ triebsphase T-τ) induzierten Spannung gebildet. Die Windungsanzahl jeder Wicklung des Sekundärschaltkreises 166 ist gleich der Windungsanzahl der Primärwicklung 165 _i . Die entsprechende induzierte Spannung beträgt daher 150 V. Infolgedessen beträgt die maximale Drain-Source-Spannung an den Klemmen des Schalters VMOS 163 _i 217 V. Man sieht, daß die Betriebswerte des Stroms und der Spannung des Schalters VMOS 163 _i weit innerhalb der Benutzungsgrenzen bei dem o.g. Bauteil IRF 450 liegen.

Im Falle des Betriebs bei einer maximalen Spannung von 420 V betragen diese Werte I=2,4 A bzw. V=255 V; im Falle des Betriebes mit einer minimalen Spannung von 136 V ergeben sich diese Werte zu I=5,41 A bzw. V=184 V. Somit bleibt das Bauteil VMOS 163 _i innerhalb eines Be­ triebsbereiches, der es ihm ermöglicht, Spannungsüber­ gangsspitzen ohne Schaden aufzunehmen und eine Leistungs­ reserve aufzuweisen, was ermöglicht, andere Arten von Schaltkreisen in Betracht zu ziehen, wobei der Betrieb stets bei Frequenzen durchgeführt wird, die der Wieder­ holungsfrequenz des durch diese Versorgung versorgten Ra­ dars oder einem Vielfachen davon entsprechen.

Es wurde festgestellt, daß bei einem Transformationsver­ hältnis von 1 (Verhältnis der Anzahl der Primärwindungen zu der Anzahl der Windungen bei jedem Sekundärschalt­ kreis) die Störungen von den Wicklungen (Störkapazitä­ ten und induktive Streuungen) auf ein Minimum herab­ gesetzt werden konnten, wobei sich der Umfang dieser Störungen sehr schnell erhöht, wenn man von diesem Wert für das Transformationsverhältnis abweicht. Die Schaltung, die dargelegt wurde, ist daher günstig, eine stabilisier­ te Versorgung, die ein Minimum an Störungen erzeugt, für die Versorgung eines Radars zu erhalten.

Zusätzlich wird darauf hingewiesen, daß auf der Grundlage der bei diesem Beispiel angegebenen Werte das Verstär­ kungsverhältnis der Spannungen zwischen jedem elementa­ ren Sekundärschaltkreis und dem primären Schaltkreis des entsprechenden Moduls relativ gering ist. Die entspre­ chenden elektrischen Felder sind schwach. Dieser Faktor trägt dazu bei, die Ausbreitung von Störenergien durch Strahlung zu begrenzen.

Zur Arbeitsweise einer Versorgungsstrecke, wie sie in der Fig. 5 dargestellt und durch die Anhäufung mehrerer Module gebildet ist, wird auf die Fig. 6 Bezug genommen, in der zwei entsprechende Module 180-1 und 180-2 darge­ stellt sind, die mit den Klemmen der Kondensatoren C _122-1 und C _122-2 des vorhergehend angegebenen kapazitiven Span­ nungsteilers verbunden sind. Wenn der Umschalter VMOS 163-2 unterbrochen ist (das Signal liegt an dem Steuer­ gate 164-2), fließt kein Strom in der Primärwicklung 165-2. Wenn man zu diesem Zeitpunkt annimmt, daß an dem Steuergate 164-1 des Schalters 163-1 ein Signal Q anliegt, welches diesen leitend macht, fließt ein Strom durch die Primärwicklung 165-1, der die Überlagerung von zwei Strö­ men darstellt: ein Strom I₁, der von der Primärquelle ausgeht, die den Kondensator C _122-2 lädt, und ein Ent­ ladestrom I₂ des Kondensators C _122-1. Die umgekehrte Situation ergibt sich, wenn die Signale Q und ausge­ tauscht werden.

Es wird bevorzugt, die Gates 164-1 und 164-2 mit einer Verschiebung von T/ 2 zu steuern, wobei T die Periode des Steuersignals für die Unterbrechung ist. Diese Anordnung ermöglicht tatsächlich, die Wellung der sich ergebenden Spannung der Überlagerung der Ausgangsspannungen der Um­ formermodule 180-1 und 180-2 begrenzen, wobei die Wel­ lenspitzen der sich ergebenden Spannung jeden Moduls in Beziehung aufeinander phasenverschoben sind. Wenn die zwei Schalter 163-1 und 163-2 beide leitend sind, blei­ ben die Spannungen an den Klemmen der Wicklungen 165-1 und 165-2 aufgrund der identischen Werte der Induktanz dieser Wicklungen ausgeglichen.

Es wird erneut auf die Fig. 5 Bezug genommen. Man sieht, daß man ebenfalls mit Vorteil die Steuerperioden der Schalter 163-1 bis 163-4 um T/ 4 derart verschieben kann, daß die gesamte Wellung der Ausgangsspannung an den Klemmen 171 und 172 des Moduls weiter verringert wird.

In der Fig. 7 ist schematisch die Ausführungsform einer Ver­ sorgung für eine sehr hohe Spannung mit zwei Strecken dargestellt, die am Ausgang 12 kV mit einer Leistung von einem kW liefern, wobei die Eingangsklemmen 220 und 221 mit einer gleichgerichteten und gefilterten Anschluß­ spannung versorgt werden können. Zwischen diesen Klemmen sind zwei Strecken 225-1 bzw. 225-2 geschaltet, die iden­ tisch wie die Darstellung in Fig. 5 hergestellt sind. Die Ausgangsklemme 232 der Strecke 225-1 ist mit der Masse M und ihre Ausgangsklemme 231 ist mit einer Ausgangsklem­ me 232 der Strecke 225-2 verbunden. An der anderen Aus­ gangsklemme 233 dieser letztgenannten Strecke tritt in be­ zug auf die Masse eine Spannung von 12 kV auf, die an den Klemmen einer Meßbrücke 240 für sehr hohe Spannung liegt. Ein Spannungssignal wird an der Klemme eines Widerstandes 250 abgenommen, der in Reihe mit der Meß­ brücke geschaltet ist, und der Wert des Spannungssignals wird mit einer bestimmten Bezugsspannung, beispielsweise 6 V verglichen, die an dem Eingang 251 eines Fehlerverstär­ kers 252 liegt, dessen Ausgang mit den Eingängen 255-1 und 255-2 von zwei Komparatoren 254-1 und 254-2 verbunden ist, die auf ihrem jeweiligen zweiten Eingang 256-1 bzw. 256-2 ein Sägezahnspannungssignal mit der Frequenz von 1/T erhalten. Der Ausgang des Komparators 254-1 ver­ sorgt mittels eines Auftastimpulses Q₁ einen Steuerein­ gang 260-1 der Strecke 225-1 und einen Steuereingang 260-2 der Strecke 225-2.

Der Ausgang des Komparators 224-2 versorgt mittels eines Signals Q₂ die Eingänge 261-1 bzw. 261-2 der Strecken 225-1 und 225-2.

Die Sägezahnsignale 270 und 271 der Eingänge 256-1 und 256-2 sind um T/ 2 versetzt, damit eine phasenverschobene Steuerung der Unterbrecherschalter durchgeführt wer­ den kann, die mit den Strecken 260-1, 260-2 bzw. 261-1, 261-2 verbunden sind. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 5 sind die Steuergates 164-1 und 164-3 mit dem Eingang 260-1 verbunden, während die Gates 164-2 und 164-4 mit dem Eingang 261-1 verbunden sind. Das gleiche gilt für die Steuergates und Eingänge mit den gleichen Indizes der Strecke 225-2. Selbstverständlich ist es möglich, nicht nur die Steuersignale der Module einer jeden Strecke, sondern ebenfalls die Strecken gegeneinander derart phasenzuverschieben, daß die Wellung der Ausgangsspan­ nung noch weiter verringert wird.

Somit wurde eine Versorgung für eine sehr hohe Spannung geschaffen, deren Unterbrechungsfrequenz mit der Impuls­ wiederholungsfrequenz des zu speisenden Radars oder mit einer vielfachen Frequenz derselben synchronisiert werden kann. Diese Ausbildung weist beträchtliche Vorteile da­ hingehend auf, daß die von einer solchen Versorgung er­ zeugten Störlinien nicht den Bereich der nützlichen Fre­ quenzen des eigentlichen Radars stören. Ihre Größe ist deshalb weniger kritisch und es ist möglich, das Volu­ men der Filterzellen zu verringern, mit denen die Unter­ einheiten des Radars ausgerüstet sind, ohne trotzdem die Arbeitsweise zu beeinträchtigen. Ferner gelingt es dank der Herstellung der Kompromisse, die in der vorstehenden Beschreibung dargelegt worden sind, bei einer Versorgung für sehr hohe Spannung und einer hohen Unterbrechungs­ frequenz gleichzeitig die Spannungsregelung mit einer erhöhten Dynamik und die Spannungsverstärkung mittels nur einer und einer gleichen Unterbrechungseinheit herzu­ stellen. Daraus ergibt sich eine Vereinfachung der Aus­ rüstung, und ein Gewinn bezüglich des Volumens und des Gewichtes. Zu letzterem trägt auch die Tatsache bei, daß die Filterzellen für Höchstspannungen einen gerin­ gen Wert wegen der verwendeten Umformungsfrequenz und des Einsatzes der verschobenen Steuerung an den verschie­ denen Umschaltgates aufweisen, wie es vorstehend darge­ legt worden ist.

Die derart ausgebildete Versorgung weist ein ausgezeich­ netes Verhalten bezüglich Momentanspannungen bzw. Ein­ schwingvorgängen auf, wie sie insbesondere im Netzwerk an Bord eines Luftfahrzeuges auftreten. Der Wirkungsgrad ist wegen des Vorliegens nur einer Stufe hoch.

Die Transformationsverhältnisse sind ferner im Hinblick auf die Verringerung von Störelementen bei der Wicklung optimiert. Schließlich ist der geringe Pegel der von jedem der Module erzeugten Spannungen, die an der Ent­ stehung der Sekundärspannung teilhaben, von elektrischen Wechselfeldern geringer Stärke im Inneren der Isolie­ rungen begleitet. Bei diesen Bedingungen arbeiten die Dielektrika bei wenig beanspruchenden Bedingungen bei den hohen Betriebsfrequenzen, die von der Vorrichtung ge­ fordert sind.

Claims (7)

1. Versorgungsvorrichtung für einen Wellengenerator für ein Impulsradar, die eine Regeleinrichtung zur Unterbrechung und einen Transformator aufweist, da­ durch gekennzeichnet, daß sie ein Umformermodul (62) mit Extraunterbrechung umfaßt, wel­ ches eine Primärwicklung (65) auf einem induktiven Element (60), die mit einer Gleichspannungsquelle (E) über einen elektronischen Leistungsschalter (63) verbindbar ist, der von einem Regelsignal für die Spannung bei der Impulswiederholungsfrequenz des Ra­ dars oder einem Vielfachen dieser Frequenz derart gesteuert wird, daß während jeder Periode die Leitungs­ dauer des Schalters größer als die Sperrdauer ist, und wenigstens einen Sekundärschaltkreis aufweist, dessen Ausgang zwischen die Ausgangsklemmen für die Höchst­ spannung (71-1, 72-10) der Vorrichtung geschaltet ist und der eine Sekundärwicklung (68) auf diesem indukti­ ven Element (60) mit einem Transformationswicklungs­ verhältnis in bezug auf die Primärwicklung (65) nahe 1 aufweist, die in Reihe mit einem Gleichrichter (69) geringer Erholungszeit verbunden ist, der entgegen­ gesetzt in bezug auf die durch den Primärstrom indu­ zierte Spannung ist, sowie einen Filterkondensator (70) parallel zu der von der Sekundärspule (68) und dem Gleichrichter (69) gebildeten Reihenschaltung.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Vorrichtung eine Vielzahl solcher Sekundärschaltkreise in Reihe zwischen den Ausgangsklemmen für die Höchstspannung (71-1, 72-10) aufweist, deren Sekundärwicklungen (68-1, . . ., 68-10) auf dasselbe induktive Element (66) mit einem Transformationsverhältnis der einzelnen Wicklungen in bezug auf die Primärwicklung von nahe 1 gewickelt sind.

3. Versorgungsvorrichtung für einen Wellengenerator für Impulsradar, dadurch gekennzeich­ net, daß die Vorrichtung wenigstens zwei Umformer­ module nach den Ansprüchen 1 oder 2 aufweist, deren jeweilige Primärwicklungen (165 _i ) jeweils über einen elektronischen Leistungsschalter (163 _i ) mit den Klem­ men eines Quellenspannungsteilers (C _122-1 bis C _122-4) verbunden sind und deren Sekundärschaltkreise (166) in Reihe zwischen den Ausgangsklemmen für die Höchst­ spannung (171, 172) der Versorgung geschaltet sind.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die elektronischen Schalter (163 _i ) phasenverschoben derart gesteuert sind, daß die Wellung der Spannung an den Ausgangsklemmen für die Höchstspannung (171, 172) der Versorgung mini­ miert ist.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, da­ durch gekennzeichnet, daß die elek­ tonischen Leistungsschalter Feldeffekttransistoren vom Typ VMOS sind.

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Transformationswicklungsverhältnis jeder Sekundär­ wicklung in bezug auf die Primärwicklung gleich 1 ist.

7. Versorgungsvorrichtung für einen Wellengenera­ tor für Impulsradar, dadurch gekennzeich­ net, daß er mehrere Strecken bzw. Pfade aufweist, deren Ausgänge in Reihe geschaltet sind, wobei je­ de Strecke bzw. Pfad mehrere Module gemäß den Ansprüchen 3 bis 6 aufweist.