JPS5934073B2 - インバ−タ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、直流から所定の周波数の交流まで運転を行
ウインバータ装置に関するものである。

インバータ装置は任意の周波数を持つた交流電力を発生
することが出来るために近年応用面が拡大され、特に交
流機の運転制御装置として広く使用されるよウになつて
きた。この場合、交流機としては一般に誘導電動機であ
る。又、容量が小さい場合には誘導電動機はインバータ
に直接接続されるためインバータの発生する、いわゆる
６相矩形波電圧電源で駆動されることになる。又、容量
が大きい場合、あるいは電圧の脈動分が問題となる場合
はインバータの多量化が行われ、６相インバータから１
２相、工８相、２４相インバータといウよウに相数が増
やされ、よシ正弦波に近い波形とされる。これらはイン
バータと誘導電動機の間に多重化のための変圧器が設け
られる。ところが、この方式の場合、インバータの運転
周波数が低くなＤ、運転周波数が零、即ち直流運転を必
要とする場合、変圧器は飽和してしまうために使用でき
ない。そこで、この場合のインバータ装置の構成として
は、直流中間回路を共通とするｎ台の単位逆変換器を並
列接続し、その中の１台の単位逆変換器を除いて他のす
べての単位逆変換器の出力側に絶縁変圧器を設けて、そ
の各絶縁変圧器の２次側巻線を直列接続し、前記絶縁変
圧器を設けていない単位逆変換器の出力端子と直列接続
することによつて、直流運転から任意の周波数の交流運
転まで行うことが可能となる。この直流運転の場合は、
絶縁変圧器の接続されている単位逆変換器は逆変換器と
しては動作せず、単なる変圧器巻線の短絡器としてのみ
動作する。そして、電力の供給は絶縁変圧器を設けてい
ない単位逆変換器のみから直接行われる。運転周波数が
零より所定の大きさまで上昇したところで、絶縁変圧器
を接続されている各単位逆変換器は、インバータ動作を
開始し、この絶縁変圧器を介して電力を負荷側へ供給し
はじめる。このようなｎ台の単位変換器の負荷側で直列
回路を構成し、任意の周波数の電圧を発生して、負荷電
圧あるいは負荷電流を制御する場合、負荷側のリツプル
電圧、電流成分を低く抑制するのが困難であるという欠
点があつた。この発明は上記欠点を解消するためになさ
れたもので、ｎ個の逆変換器の運転周期を同一とし、ｎ
個の各逆変換器の導通開始時期を相互に運転周期の１／
ｎずつずらすことによつて、サンプリング回数を各逆変
換器の運転周波数のｎ倍まで上げると共に、各逆変換器
の導通終了時期をバイアス信号発生器の出力で制御する
ようにして、自由に出力波形を調節するようにして、制
御応答性を向上させ、リツプル電圧・リツプル電流成分
の抑制を図れるインバータ装置を提供するものである。
以下、図について説明する。第１図において、１は交流
電源、２はダイオードによつて構成され交流を直流に変
換する整流器、３は直流リアクトル、４はコンデンサで
上記直流リアクトル３と協働して整流された直流電圧を
平渭化する。Ｐ，Ｎはそれぞれ直流回路の正及び負側端
子、５１〜５４は第２図に示すように構成され、直流を
交流に変換する単位逆変換器で、直流側端子５０１，５
０２は上記各端子Ｐ，Ｎと接続され並列回路を構成して
いる。なお、Ａ，Ｂは交流出力端子、Ｔｌ，Ｔ２，Ｔ，
，Ｔ４は主サイリスタ、Ｔｌａ，Ｔ２ａ９Ｔ３ａＦＴ４
ａは補助サイリスタ．ＣｌＣ２はコンデンサ、Ｌｌ，Ｌ
２はリアクトルで、上記コンデンサＣｌ，Ｃ２と協働し
て転流回路を構成している０Ｄ！９Ｄ２９Ｄ３９Ｄ４は
帰還ダイオードである。第２図の回路の動作はーー般に
よく知られているので省略する。６１〜６３は一次巻線
が上記各逆変換器５１〜５３の交流出力端子Ａ，Ｂと接
続された絶縁変圧器で、二次巻線はそれぞれ直列に接続
さへ上記逆変換器５４の交流出力端子Ａ，Ｂを介して供
給端子Ｕｌ，Ｕ２と接続されている。

なお、上記供給端子Ｕｌ，Ｕ２が負荷と接続され、所定
の周波数の交流電圧を上記負荷に供給する。第３図は第
１図の制御回路を示すものである。７は上記所定の周波
数を発生する発振器、８は４進のリングカウンタ、９は
インバータ出力電圧波形の周波数と大きさを決定するバ
イアス信号発生器、１０〜１３は上記各逆変換器５１〜
５４用の０ＦＦパルス発生器、１４はバイアス信号の正
負を判定し上記各逆変換器５１〜５４の交流出力電圧波
形の正・負を制御する正負電圧判定器である。

なお、上記発振器７及び上記リングカウンタ８の各回路
構成は一般に良く知られているので、ここでほ説明を省
略する。つぎに動作について説明する。

第４図は動作例を示すものである。図において、ａは発
振器７の出力信号、Ｂ，ｃ，ｄ，ｅは逆変換器５１〜５
４の各０Ｎ信号を示す。ｆは各逆変換器５１〜５４の０
Ｎパルスと同期した三角波５１ａ，５２ａ，５３ａ，５
４ａを示すもので、０ＦＦパルス発生器１０〜１３の中
で演算される。例えば、０ＦＦパルス発生器１０の場合
、逆変換器５１の０Ｎパルスに同期して三角波５１ａを
作）、三角波５１ａとバイアス信号発生器９からのバイ
アス信号と比較して、逆変換器５１の０ＦＦパルスを作
つて、逆変換器５１の出力期間を決定している。０ＦＦ
パルス発生器１１，１２，１３も同様な演算を行い、そ
れぞれ逆変換器５２，５３，５４の出力期間を決定して
いる。

この各逆変換器５１〜５４の出力Ｇ，ｈ，ｉ，ｊを加え
合わせるとｋに示す供給端子Ｕｌ，Ｕ２間の出力波形が
得られる。図かられかるように、各逆変換器５１〜５４
の０Ｎパルスは、各逆変換器５１〜５４の運転周期Ｔに
対してＴ／４ずつずれて発生している。その結果、供給
端子Ｕ．，Ｕ２間の出力波形は、バイアス信号発生器９
からの信号９ａに対して、応答良く追従できる。これは
、運転周期Ｔの間に、バイアス信号発生器の信号９ａが
サンプリングされる回数が４回となるために、波形の近
時度が上ガタるからである。第４図ｆに示すように、時
点Ｔｌ，ｔ２Ｐｔ３Ｆｔ４の各時点でＳ５ｌａ９５２ａ
ｐ５３ａ，５４ａの三角波が９ａと交点を持ち、それぞ
れ対応した逆変換器の制御が行なわれることから、周期
Ｔの間に、９ａに含まれる波形情報が４回サンプリング
されていることがわかる。したがつて、出力波形ｂは、
バイアス信号９ａの波形を精度良く、再現でき追従特性
が向上する。さらに、出力ｂに含まれるリツプルの周波
数も、Ｇ，ｈ，ｉ，ｊＶＣ含まれるリツプル周波数の４
倍となｂ、その結果、運転周期Ｔのリツプル成分を低く
抑制することができる。なお、第４図では、供給端子Ｕ
ｌ，Ｕ２間の出力波形として正側のみを示しているが、
バイアス信号発生器９で作るバイアス信号を正弦波状に
すれば、供給端子Ｕｌ，Ｕ２間の出力波形も、リツプル
電圧を含んだ正弦波電圧波形となる。この発明によると
、逆変換器の各導通開始時期をそれぞれ運転周期の１／
ｎずつずらして運転し、各導通終了時期をそれぞれバイ
アス信号発生器の出力に応じて決定運転するようにした
ので、制御上でのサンプリング回数が増え、また自由に
出力波形が調節できるのでリツプル電圧及びリツプル電
流成分が低く抑制されて、運転制御応答を向上させるこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す主回路の構成図５第
２図は各逆変換器の構成図、第３図は第１図の制御回路
を示す構成図、第４図は第１図及び第３図による各部の
波形を示す説明図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 所定の運転周期を有し直流から交流に変換するｎ個
   （ｎは２以上の整数）の逆変換器、一次巻線が（ｎ−１
   ）個の上記逆変換器の交流出力端と接続され、各二次巻
   線が直列接続され（ｎ−１）個の上記逆変換器を除く上
   記逆変換器の交流出力端と直列に接続された（ｎ−１）
   個の絶縁変圧器、インバータ出力電圧波形および周波数
   制御用バイアス信号発生器、上記ｎ個の逆変換器に対応
   してたがいにｎ分の１周期の位相差を有し、上記インバ
   ータ出力電圧の周波数より高い周波数の波形を発生する
   手段、この波形の立ち上がりまたは立ち下がり時点でそ
   れぞれ対応した上記逆変換器に導通信号を与える手段、
   上記波形の立ち下がりまたは立ち上り時点の波形と上記
   バイアス信号との交点で上記変換器に非導通信号を与え
   る手段を備え、ｎ個の上記逆変換器の各導通開始時期を
   それぞれ運転周期の１／ｎずつずらして運転し、上記逆
   変換器の各導通時期を上記バイアス信号に応じて決定し
   運転するようにしたインバータ装置。 ２ ｎ個の逆変換器の各導通開始時期は所定の周波数を
   発生させる発振器とリングカウンタとによつて決定し、
   各導通終了時期は上記リングカウンタの出力とバイアス
   信号発生器からの出力を比較して決定することを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載のインバータ装置。