DE2119442A1 - Frequenz-Spektralanalysator - Google Patents

Description

Dipl. -Phys. Leo Thul O 1 i η / / ">

Patentanwalt
7 Stuttgart 30
Kurze Str. 8

J. M. H. Colin 10-3-2

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

Frequenz-Spektralanalysator

Die Erfindung betrifft einen Frequenz-Spektralanalysator für elektrische Signale, insbesondere für Signale in der Form von Impulsen mit sehr kurzer Dauer im Verhältnis zu den Impulspausen. Derartige Impulse werden z. B. von einer Entfernungs-Torschaltung eines Impuls Kohärenz-Doppler-Radarsystems geliefert.

Es sind eine Vielzahl von Spektralaraalysatoren bekannt, die in Überlagerungsanalysatoren, Analysatoren mit einer Reihe von schmalbandigen Filtern, Analysatoren mit Verzögerungsleitungen und Analysatoren mit Kohärenz-Speicher-Filtern eingeteilt werden können.

19. 4.1971

vo/st 1G98U/1258

J.M.H. Colin 10-3-2 -2-

Es werden kurz die Vor- und Nachteile dieser Analysatortypen erläutert. Bei einem Überlagerungsanalysator wird das zu analysierende Signal einem Frequenzumsetzer zugeführt, der noch ein Sinussignal empfängt, dessen Frequenz sich linear mit der Zeit ändert. Das Differenzsignal aus dem zu analysierenden Signal und dem Signal des verstimmbaren Oszillators wird einem Verstärker mit schmaler Bandbreite zugeführt, dessen Mittenfrequenz der niedrigen Frequenz des Oszillators entspricht. Das Aus gangs signal des Verstärkers wird nach der Gleichrichtung einer Kathodenstrahlröhre zugeführt, dessen Abt lenkung mit der Schwebungsfrequenz des Oszillatorsignals

synchronisiert ist. Die Zeit des Auftretens eines Signals auf dem Schirm der Kathodenstrahlröhre im Bezug auf einen geeigneten Ausgangszeitpunkt hängt von der Frequenz des zu analysierenden Signals ab. Ein solcher Analysator ist sehr einfach, es ist aber eine verhältnismäßig große Zeit zur Analyse eines breiten Frequenzbandes erforderlich.

Bei einem anderen Analysator wird das zu analysierende Signal einer Reihe von Filtern mit gleicher Bandbreite, jedoch mit steigender Mittenfrequenz zugeführt, die das gesamte Frequenzband des Signals umfassen. Die Aus gangs signale der Filter werden gleichgerichtet, die k gleichgerichteten Signale zyklisch abgetastet und die abgetasteten

Signale einer Kathodenstrahlröhre zugeführt, deren Ablenkung mit dem Abtastzyklus synchronisiert ist. Ein derartiger Analysator hat eine sehr kurze Analysenzeit, er ist aber sehr schwierig in der Ralisierung, insbesondere was die Filter mit gleicher Bandbreite und sehr verschiedenen Mittenfrequenzen betrifft.

Bei einem Analysator mit Verzögerungsleitungen wird das zu analysierende Signal über einen Einseitenband-Modulator mit einem

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ORIGINAL INSPECTED

Signal moduliert, dessen Frequenz sich linear mit der Zeit ändert. Der Frequenzhub ist vorzugsweise gleich der Bandbreite des zu analysierenden Signals. Das modulierte Signal wird dadurch einer Verzögerungsleitung zugeführt, dessen Verzögerungszeit sich linear mit der Frequenz ändert, aber mit einer Zeit-Frequenz-Kennlinie, die der des absHmmbaren Oszillators entgegengesetzt gerichtet ist. Nach der Gleichrichtung wird das Ausgangssignal der Verzögerungsleitung einer Kathodenstrahlröhre zugeführt, deren Ablenkung mit dem abstimmbaren Oszillator synchronisiert ist. Die Theorie zeigt, daß ein solcher Analysator die Berechnung der Fourier-Transformation des zu analysierenden Signals durchführt. Das auf dem Schirm der Kathodenstrahlröhre auftretende Signal stellt das Frequenzspektrum des Eingangs signals dar.

Ein Kohärenz-Speicher-Filter wird bei einer anderen Art von Analysatoren verwendet. Bei diesem Analysator wird eine Verzögerungsleitung vorgesehen, die die Summe des zu analysierenden Signals und des Ausgangssignals einer Verzögerungsleitung empfängt, das um einen Betrag——— in der Frequenz verschoben ist, wobei Tl die Verzögerungs·

zeit der Verzögerungsleitung ist. Wenn P die Dauer eines zu analysierenden Signals ist, dann hat nach N-1 Umläufen in der Schleife

(N= —=■:—) das Signal am Ausgang der Additions schaltung in der

N-ten Periode eine Umhüllungskurve, die das Spektrum des Eingangssignals angibt. Dabei muß die Bandbreite des zu analysierenden Signals

kleiner als *=— sein. Die Bandbreite des nach N-I Umläufen auftretenden Signals ist mindestens gleich

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L I i UM 4 2

Die Analysatoren mit Verzögerungsleitungen sind durch die Instabilitäten und Unvollkommenheiten der Verzögerungsleitungen in ihrer Anwendung beschränkt.

• Einen Anwendungsfall für derartige Analysatoren stellen die Radarsysteme dar, insbesondere Frequenzmodulations-Radarsysteme, bei denen die Frequenzdifferenz zwischen einem ausgesandten und einem empfangenen Signal zu gleicher Zeit ein Entfernungsmaß des Objektes ist. Ein Spektralanalysator dieser Art kann auch bei einem Impuls-Kohärenz-Doppler-Radarsystem eingesetzt werden. Dabei werden die

^ Ausgangs signale des Phasendiskriminators durch kurze Signale mit der

Periode r abgetastet, wobei r die Dauer der ausgesandten Signale ist. Die aufeinanderfolgenden Abtastwerte derselben Wiederholungsperiode werden in einer Zeile eines ersten Speichers eingetragen. Die Abtastwerte der anderen Wiederholungsperioden werden in den folgenden Zeilen des Speichers eingetragen, so daß die Abtastwerte einer Spalte den Verlauf eines Entfernungsinkrementes angeben. Wenn dieser erste Speicher belegt ist, werden die Abtastwerte in einen zweiten Speicher eingetragen, der genauso aufgebaut ist wie der erste Speicher. Während des Schreib vor ganges des zweiten Speichers wird der erste Speicher spaltenweise gelesen. Das ausgelesene Spaltensignal wird

k einem Spektralanalysator zugeführt, der die Dopplerfrequenz des

Objektes feststellt, das im geprüften Entfernungsinkrement liegt. Der Analysator ist so ausgelegt, daß Festzielechos unterdrückt werden, wie der FR-PS 1 563 763 zu entnehmen ist.

Eine Anordnung mit zwei Speichern und einem Spektral-Analysator mit einer Reihe von Filtern ist in der FR-PS 1 438 257 beschrieben. Die ^ Filter dieser Anordnung können auch durch einen Analysator mit Verzögerungsleitungen ersetzt werden. Auch ein Analysator mit

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Kohärenz-Speicher-Filter kann eingesetzt werden. Wenn der Leseschritt einer Spalte z. B. eine Mikro Sekunde beträgt, dann muß die Verzögerungsleitung eine Verzögerungszeit von ebenfalls einer Mikrosekunde haben. Die Frequenzverschiebung bei jedem Umlauf muß 1 MHz betragen. Die Anzahl der Umläufe in der Schleife entspricht der Anzahl der Zeilen eines Speichers. Diese Anzahl hängt von der Anzahl der Impulse ab, die von einem Ziel beim. Durchlauf des Antennenstrahles empfangen werden. Aus diesem Grund wird eine Verzögerungsleitung mit einer Bandbreite von N MHz verwendet, wobei N größer als 10 ist. Da eine derartige Bandbreite bei einer Verzögerungsleitung sehr schwerrealisierbar ist, muß das Zeitintervall r vergrößert, d. h. die Genauigkeit der Entfernungsmessung, reduziert werden.

Durch Abwandlung des Kohärenz-Speicher-Filters kann der Analysator so ausgelegt werden, daß er gleichzeitig alle Entfernungsinkremente verarbeitet und das Speichersystem ersetzt. Das Aus gangs signal des Phasendiskriminators des Kohärenz-Doppler-Radarsystems, dessen Impulse eine Dauer r * 1/usec und eine Periode von T = 300 /Usec aufweisen, wird direkt dem Kohärenz-Speicher-Filter zugeführt, dessen Verzögerungszeit T und dessen Frequenzverschiebung — = 1 MHz ist. Die Anzahl der Umläufe muß gleich der Anzahl N der von einem Ziel empfangenen Impulse sein. Die Lage der Ausgangsimpulse innerhalb der Wiederholungsperiode gibt die Entfernung des Echos und die genaue Lage dieses Impulses in einem Zeitintervall von 1 /u,sec die Frequenz der Spektrallinie an. Daraus resultiert eine große Genauigkeit bei der Entfernungsmessung, aber eine kleine Genauigkeit bei der Frequenzmessung, da die Breite des Ausgangsimpulses im Bezug auf 1 to see nicht vernachlässigbar ist. Diese Betriebsweise setzt voraus, daß das Signal der (N + l)-ten Periode einem zweiten Kohärenz-Speicher-Filter zugeführt wird, um das erste Filter in den Aus gangs zu stand

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zurückzustellen, das für die (2 N+l)-te Periode dann wiederverwendet wird.

Auf Grund der Verwendung von Verzögerungsleitungen ist das Ausgangssignal des Phasendiskriminators in der Frequenz verschoben.

Diese Spektralanalysatoren können auch bei einem Kohärenz-Doppler-Radarsystem eingesetzt werden, bei dem die Übertragung der Impulse mit ungleichen Zeitintervallen vorgenommen wird. Ein derartiges Radarsystem ist in der FR-PS 1 515 000 beschrieben. Bei einem Radar-' system dieser Art wird ein ähnlicher Speicher und eine Reihe von

Filtern verwendet. Diese Filter können durch einen Analysator mit Verzögerungsleitungen ersetzt werden, für den im Bezug auf das zu analysierende Signal keine einschränkenden Bedingungen gegeben sind.

Wenn der Einsatz eines Kohärenz-Speicher-Filters erforderlich ist, das gleichzeitig alle Entfernungsinkremente verarbeitet^ dann müssen einige Vorkehrungen getroffen werden, welche die Abweichung der Zeitintervalle zwischen den Impulsen berücksichtigen. Die Verzögerungsleitung muß eine veränderlic he Verzögerungszeit aufweisen, um die von demselben Entfernungsinkrem ent kommenden Signale in der

* Additions schaltung zu überlagern. Bei der Frequenzverschiebung müssen

diese Zeitintervalle zwischen den Impulsen ebenfalls berücksichtigt werden. Die Frequenzverschiebung in jedem Umlauf ist daher nicht größer als —.

Wie diese Ausführungen zeigen, ist ein Spektralanalysator mit einem Kohärenz-Speicher-Filter für die Analyse eines Signals nicht gut anwendbar, wenn dieses von einem Kohärenz-Doppler-Radarsystem mit

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f> *t

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periodisch bzw. nicht periodisch aufeinanderfolgendem Impulsen kommt.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Spektralanalysator für elektrische Signale zu schaffen, der wie ein Analysator mit Kohärenz-Speicher-Filter arbeitet, aber die Beschränkungen der Verzögerungsleitung nicht aufweist. Der Spektralanalysator für ein elektrisches Signal ist nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß das elektrische Signal durch kurze Impulse abgetastet wird, deren Frequenz gleich oder größer ist als die doppelte, maximale Frequenz des Spektrums des elektrischen Signals, daß K aufeinanderfolgende Abtastwerte in einen Speicher eingetragen, über K Einseitenband-Modulatoren in der Amplitude und in der Phase moduliert, und so K Sinussignale mit den Frequenzen K+1 —i

fi s j-i£I— gebildet werden, wobei T 'die Zeit ist, in der die Abtastwerte gleichzeitig in den Speichern anstehen, und daß die K modulierten Signale addiert, gleichgerichtet und über eine Schwellwertschaltung einer Anzeigevorrichtung zugeführt werden, die mit dem Signal synchronisiert ist, das die Zeit T' anzeigt. Dieser Analysator kann für die Kohärenz-Doppler-Radarsysteme mit periodisch oder nicht periodisch aufeinanderfolgenden Impulsen, insbesondere für das einem Entfernungsinkrement zugeordnete Signal, eingesetzt werden.

Um das Maximum im Verhältnis der Spitzenleistung des zu analysierenden Signals zu der durchschnittlichen Geräusehleistung zu erhalten, ist vorgesehen, daß das gleichgerichtete Signal über ein Tiefpaßfilter geleitet wird, dessen Impuls-Frequenzgang an die Form des Frequenzspektrums des zu analysierenden Signals angepaßt ist.

Wir-d der Spektui analysator bei einem Kohärenz-Doppler-Radarsystem mit

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1 9 L U ?

sich periodisch wiederholenden Impulsen eingesetzt, bei dem die Signale von zwei Phasendiskriminatoren abgetastet, kodiert und als Binärworte in zwei Speicher mit K Zeilen, die abwechselnd eingeschrieben und gelesen werden, eingetragen werden, bei dem die Speicherzeilenweise so eingeschrieben werden, daß die Binärworte einer Spalte demselben Entfernungsinkrement zugeordnet sind, und bei dem die Speicher spaltenweise gelesen und die gelesenen Binärworte über einen Stromkreis zur Unterdrückung von Festzielechos geleitet werden, dann ist der Analysator so ausgelegt, daß er die K-2 letzten Binärworte des Unterdrückungs Stromkreis es verwendet und daß die Sinussignale die

TC+1 ι
Frequenzen fi =■ · ■— aufweisen, wobei i sich von 2 bis K-I ändert.

Wird der Spektralanalysator bei einem Kohärenz-Doppler-Radarsystem mit einem Impulsmuster von K-Impulsen eingesetzt, bei dem die Signale von zwei Phasendiskriminatoren abgetastet, kodiert und als Binärworte in zwei Speicher mit K Zeilen, die abwechselnd eingeschrieben und gelesen werden, eingetragen werden, bei dem die Speicher zeilenweise so eingeschrieben werden, daß die Binärworte einer Zeile demselben Impuls des Impulsmusters und die Binärworte einer Spalte demselben Entfernungsinkrement zugeordnet sind und bei dem die Speicher fc spaltenweise gelesen und die gelesenen Binärworte über einen Stromkreis

zur Unterdrückung von Festzielechos geleitet werden, dann ist der Analysator so ausgelegt, daß er die K-2 letzten Binärworte des Unterdrückungsstromkreises verwendet und daß die Sinussignale die

Frequenzen fi * ■· aufweisen, wobei i sich von 2 bis K-I ändert,

q. I

q den Quantisierungsschritt der Impulspausen des Impulsmusters und ti und tK die Übertragungszeitpunkte des i-ten und K-ten Impulses des-', selben Impulsmusters bedeuten.

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Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Prinzip schaltbild eines Spektral-

analysators, für ein Dauersignal,. z. B. ein Sprachsignal,

Fig. 2 ein Prinzip schaltbild eines Auswertestromkreises für ein Signal, das von einem Kohärenz-Doppler-Radarsystem geliefert wird, in dem ein Spektralanalysator nach der Erfindung eingesetzt ist,

Fig. 3 das Blockschaltbild der S ende-Empfangs einrichtung eines Kohärenz-Doppler-Radarsystems,

Fig. 4 das Blockschaltbild einer Multiplikationsschaltung,-

Fig. 5 das Frequenzspektrum des Ausgangssignals eines Phasendiskriminators eines Kohärenz-Doppler-Radarsystems mit sich periodisch wiederholenden Impulsen, und

Fig. 6 das Frequenzspektrum des Aus gangs signals eines Phasendiskriminators eines Kohärenz-Doppler-Radarsystems mit sich verändernden Impulspausen zwischen den Impulsen, wobei dieses Aus gangs signal einem Festzielecho entspricht.

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Wie dem Prinzipschaltbild nach Fig. 1 zu entnehmen ist, wird das zu analysierende Signal E einem Abtaststromkreis 1 zugeführt, der von einem Stromkreis 2 die Abtastimpulse empfängt, deren Frequenz mindestens der doppelten, maximalen Frequenz des Signals E entspricht. Das Signal E ist ein Dauersignal und ist z. B. ein Sprachsignal. Die aufeinanderfolgenden Abtastwerte El, E2, E3 des

Signals E werden in einem Analogspeicher 3 gespeichert. Dieser Speicher 3 enthält z. B. k Speicherzellen c'l bis C K, von denen jeder einen Abtastwert speichern kann. Die K Abtastwerte werden so in den Speicher 3 eingetragen, daß die Speicherzelle C 1 den ersten Ab-tast-™ wert und die Speicherzelle C K den letzten Abtastwert aufnimmt.

Wenn im Speicher 3 alle K Abtastwerte des Signals E enthalten sind, gibt der Stromkreis 2 an den Stromkreis 4 ein Übertragungssignal, so daß der Inhalt des Speichers 3 an den gleich aufgebauten Speicher 5 übertragen wird, der die Speicherzellen Cl bis CK enthält. Solange die Abtastwerte, die im Speicher 5 enthalten sind, weiterverarbeitet werden, werden die folgenden Abtastwerte des Signals E wieder in den Speicher eingetragen. Die Zeit, in der die K Abtastwerte El bis EK in dem Speicher 5 zur Weiterverarbeitung anstehen, wird mit T ' bezeichnet, Diese Zeit T ' ist praktisch gleich K. T, wenn T die Abtastperiode der Abtastimpulse ist.

Der Stromkreis 6 stellt eine Einheit von K Generatoren Gl bis GK dar, die sinusförmige, kohärente Signale mit den Frequenzen fi bis fk abgeben. Die Frequenz der Gena^atoren ist allgemein mit

K+1 - i
fi - ■ — gegeben, wobei i Werte von 1 bis K annimmt. Jeder

Generator enthält z. B. einen Oszillator für die Frequenz fi mit einer Schleife, die einen Frequenzteiler mit dem Faktor Κ+1-i und eine Phasenvergleichsschaltung aufweist. Diese Phasenvergleichsschaltung

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vergleicht die Phase des von dem Frequenzteiler abgegebenen Signals mit der Phase des vom Stromkreis 2 gelieferten Signals

mit der Frequenz— . Auf diese Weise werden K Sinussignale mit bestimmten Frequenzen und konstanten Phasendifferenzen erzeugt.

Die Stromkreise Ml bis MK sind Einseitenband-Modulatio ren, über welche die jeweils zugeführten Sinussignale mit einem der Abtastwerte des Signals E moduliert werden. Die Modulatoren, die Speicherzellen Cl bis CK und die Generatoren Gl bis GK sind so miteinander verbunden, daß derletzte Abtastwert in der Speicherzelle CK mit dem Sinussignal mit der niedrigsten Frequenz, d, h. des Generators GK, moduliert wird. Der erste Abtastwert El in der Speicherzelle Cl wird mit dem Sinussignal mit der höchsten Frequenz, d. h. des Generators Gl, moduliert.

Die Ausgangssigiale dieser Modulatoren Ml bis MK werden einer Additionsschaltung 7 zugeführt, der eine Gleichrichterschaltung 8, ein Tiefpaßfilter 9 und eine Anzeigevorrichtung 10 nachgeschaltet ist. Als Anzeigevorrichtung kann ein Oszilloskop eingesetzt sein, dessen senkrechte Ablenkplatten das Signal des Tiefpaßfilters 9 und dessen waagrechte Ablenkplatten das Schwebungssignal mit der Dauer T' empfangen, das mit dem von dem Übertragungsstromkreis 4 abgegebener) Signal synchronisiert ist.

Die verschiedenen Abtastwerte El bis EK können als Funktion E(i) geschrieben werden, wobei i den Rang der Impulse in der Serie von K Abtastsignalen angibt. In jedem Modulator wird ein Abtastwert E(i) in der Amplitude und in der Phase mit einem Signal mit der Frequenz fi, das von einem entsprechenden Generator geliefert wird, moduliert.

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Es gilt:

K+l-i .

2Jf.j.fi.t 2JTj. T'

E(i). e = E(i). e , wobei

2
j die imaginäre Einheit und j = -1 sind.

Die K modulierten Signale werden im Stromkreis 7 in der Amplitude und in der Phase addiert, das eine Aus gangs spannung Vs(t) als Funktion der Zeit ergibt, die wie folgt geschrieben werden kann:

K+l-i K+l-i. t ^K

K 2JTj T'

Vs (t) = >E(i).e

I Ι

Nach dem Abtasttheorem kann auch geschrieben werden:

und somit

In der letzten Gleichung für Vs(t) stellt das Intergral die Fourier-Transformation von E(i) dar. Nach der Unterdrückung des Signals mit

fv+1

der Frequenz-=-7— in der Gleichrichterschaltung 8, stellt dann das

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Signal Vs(t) die Energiedichte von E(i) im Bezug auf die Frequenz f dar, d. h. zum Frequenzspektrum der Impulse E(i). Die Frequenz f ist im Verhältnis zur Zeit t durch die Gleichung

T'

f¹ =

T'

gegeben, wobei die Begrenzung bei der Periode T liegt. Das gleichgerichtete Signal kann direkt der Anzeigevorrichtung zugeführt werden. Wenn im System der Fig. 1 jedoch ein Anpassungsfilter erforderlich ist, das ein maximales Verhältnis von der Spitzenleistung des Signals und der Durchschnittsleistung des Geräusches bewirkt, dann wird ein Tiefpaßfilter 9 eingesetzt, das eine Impuls-Filterkurve aufweist, die dem Frequenzspektrum des Signals identisch ist. Es ist selbstverständlich, daß ein Anpassungsfilter nur eingesetzt werden kann, wenn das Frequenzspektrum von vorne herein bekannt ist. Dies ist z. B. der Fall bei einem. Signal, das von einer Entfernungs-Torschaltung eines Kohärenz» Doppler-Radarsystems abgegeben wird, wie anhand der Fig. 5 und 6 noch erläutert wird.

Fig. 2 zeigt einen Auswertestromkreis für ein Signal eines Kohärenz-Doppler-Radarsystems, der einen Spektralanalysator- mit den Merkmalen der Erfindung verwendet.

Bevor dieser Stromkreis erläutert wird, soll zunächst einmal das Prinzip der elektromagnetischen Feststellung von beweglichen Ziehen bei Anwesenheit νση Festzielen mit Hilfe des Doppler »Effektes in die Er-. innerung gebracht werden. Bei elektromagnetischen Erfassungssystemen,

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die mit Impulsen arbeiten, wir d der Vorteil ausgenützt, daß die Phasendifferenz zwischen der ausgesandten und der empfangenen Trägerwelle sich verändert und zwar- von einer auf die folgende Wiederholungsperiode in Abhängigkeit von der RefleTdon an beweglichen Zielen. Bei jeder Wiederholungsperiode wird zu diesem Zweck die Phase der ausgesandten Trägerwelle gespeichert und mit der Phase der empfangenen Trägerwelle verglichen. Diese Phasendifferenz ist von Wiederholungsperiode zu Wiederholungsperiode konstant, wenn die Trägerwelle nach der Reflexion an F-estzielen empfangen wird, w„hrend sie sich lineal*

el

mit der Zeit verändert, wenn die Trägerwelle nach der Reflexion an ~ einem beweglichen Ziel empfangen wird, das sich mit einer konstanten

Radialgeschwindigkeit im Bezug auf die Antenne bewegt. Wenn einem Phasendetektor das Bezugssignal zugefülirt wird, das in jeder Wiederholungsperiode die Phase der ausgesandten Trägerwelle darstellt, und außerdem das nach der Reflexion empfangene Signal, dann erhält man nach der Reflexion an Festzielen Impulse mit konstanter Amplitude und nach der Reflexion an beweglichen ZM.an Impulse, deren Amplituden sich mit einer Frequenz f sinusförmig ändern. Diese Frequenz wird Dopplerfrequenz genannt« Sie kann im Bezug auf die Radialgeschwindigkeit ν und die Wellenlänge d des Radarsystems durch die Gleichung

2v

f j "—T~ ausgedrückt werden.
fc d d

Das Frequenzspekirum der- Impulse mit konstanter Amplitude wird durch Frequenzlinien F, 2F ... nF gebildet, wobei F die Wiederholungsfrequens der ausgesandten Impulse ist. Bei sieh verändernder Amplitude ist das Spektrum durch Frequenalinien n. F + f gebildet. Tatsächlich haben die FrequenzHnien auf Grund der Amplitudenmodulation über den Antennenstrahl eine Breite f ₃ die von der Form des Antennenstrahles und der Winkelgeschwindigkeit diese;;" An.tsr.ris ab ·

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hängt. Pig. 5 zeigt das Frequ enzspektrum eines Signals, das an einem Festziel reflektiert wurde. Da diese Signalform des Spektrums von vorne herein bekannt ist, kann das Tiefpaßfilter 9, das die Impuls-Filterkurve einer Spektrallinie aufweisen muß, ausgelegt werden.

In Fig. 3 ist das Blockschaltbild eines Impuls -Kohärenz -Dopple r-Radarsystems gezeigt. Die Antenne 20 wird zumSenden und Empfangen ausgenützt. Der Sender 12 liefert Hochfrequenzimpulse, die über einen Hochfrequenzschalter 11 der gemeinsamen Sende-Empfangsantenne 20 zugeführt werden. Dieser Hochfrequenzschalter 11 ist allgemein als Sende-Empfangs-Schalter bekannt. Die auf Grund der ausgesandten Signale empfangenen Signale werden durch den Schalter 11 ausgesiebt und dem Frequenzumsetzer 13 zugeleitet, der das Aus gangs signal des Oszillators 14 empfängt. Die Ausgangssignale des Frequenzumsetzers 13 werden dem Zwischenfrequenzverstärker 18 zugeführt. Das Ausgangssignal des Ortsoszillators 14 wird einem zweiten Frequenzumsetzer 15 zugeleitet, der auch während der Dauer der Hochfrequenz-Radarimpulse, das Hochfrequenzsignal des Senders 12 empfängt. Der Zwischenfrequenzimpuls am Ausgang des Frequenzumsetzers 15 wird zu Beginn jeder Wiederholungsperiode des Radarsystems zur Eiüschaltung des Oszillato rs 18 verwendet, der dann ein Zwischenfrequenzsignal mit einer bestimmten Phasenbeziehung zum ausgesandten Impuls abgibt. In jeder Wiederholungsperiode wird dieser Oszillator 18 angelassen und vor dem Beginn der folgenden Wiederhoiungsperiode wieder abgeschaltet. Das Signal dieses Oszillators 18 wird zwei Phasendiskrfminatoren 17 und 19 zugeführt und zwar dem Phasendiskriminatcrs 17 direkt und dem Phasendiskriminator 19 über einen Phasenschieber 21 um 90 verschoben. Diesen Phasendiskrimonatoren werden andererseits such die Ausgangssignale des Z wisch enfrequenzver stärkers 16 zugeführt.

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Das Ausgangssignal des Phasendiskriminators 17 kann mit sin 231.f . t und das des Phasendiskriminators 19 mit cos 2jt.f . t geschrieben werden. Diese zwei Phasendiskriminatoren liefern daher die zwei Komponenten zu den rechtwinkligen Achsen des Signals mit der Dopplerfrequenz f . Die Kenntnis dieser zwei Komponenten erlaubt die Bestimmung der Richtung des sich bewegenden Echos, d. h. ob sich das bewegliche Ziel der Radarstation nähert oder sich von dieser entfernt. Die von den Phasendiskriminatoren 17 und 19 gelieferten Signale werden im Folgenden wie folgt festgelegt und bezeichnet:

»Ss = sin 2Ϊ. f ,. t = sin w ,. t
d d

Sc = cos 2JT. f.. t = cos w,. t
d d

Wie Fig. 2 zeigt, werden diese Signale Ss und Sc in den Stromkreisen Es und Ec mit Hilfe von kurzen Impulsen mit der Frequenz — abgetastet, wobei Γ die Dauer der Radarimpulse ist. Die Amplitude jeder Abtastung wird danach über die Kodierschaltungen Cs und Cc in ein p-stelliges Binärwort umgewandelt. In jeder Periode Γ werden zwei Binärwerte von den Kodier schaltungen Cs und Cc geliefert und in den Speichern Ml und M2 eingetragen. Die Speicher Ml und M2 sind identisch aufgebaut und enthalten 2p Ebenen von K Zeilen·und N Spalten. Die Zeilenauswahlschaltungen SLl und SL2 und die Spaltenaus wahlschaltungen SCl und SC2 dieser Speicher sind so angeordnet und ausgelegt, daß die Binärworte, die im Zeitintervall zwischen zwei ausgesandtenlmpuls en kodiert werden, in einer Zeile eines dieser Speicher eingeschrieben werden. Die Binärworte der folgenden Zeitintervalle werden in die folgenden Zeilen desselben Speichers eingetragen. Wenn die K Zeilen eines Speichers belegt sind, dann werden ■ die Binärworte der folgenden Zeitintervalle in den anderen Speicher

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eingetragen. Während die Binärworte in einen Speicher, z. B. M2, eingeschrieben werden, erlauben die Auswahlschaltungen SLl und SCl des Speichers Ml das spaltenweise Lesen des Speichers.

Auf Grund der Einschreibmethode der Speicher Ml und M2 entsprechen diese spaltenweise gelesenen Binärworte einem Entfernungspunkt der einen vorgegebenen Abstand zur Radarantenne hat. Die Binärworte einer Spalte beinhalten daher den Verlauf eines Entfernungsinkrementes. Die verschiedenen, aufeinanderfolgenden Signale für die Betriebsweise der Speicher werden vom Stromkreis 24 geliefert, der die Grundzeittaktsignale des Zeittaktgebers 23 empfängt. Dieser Zeittaktgeber 23 liefert auch die Abtastimpulse für die Stromkreise Es und Ec und die Impulse zur Kodierung eines Abtastwertes während einer Zeit, die kleiner als Γ ist.

Diese Signalauswertung eines Impuls -Kohärenz-Doppler- Radar sy stems ist, insbesondere was die Speicher Ml und M2 betrifft, in der FR-PS 1 438 257 beschrieben. Dabei ist vorausgesetzt, daß die Impulse des Radarsystems periodisch ausgesandt werden. Diese Signalauswertung kann auch in einem Radarsystem angewandt werden, bei dem die ausgesandten Impulse durch ungleich lange Zeitintervalle voneinander getrennt sind. Ein Empfänger für ein derartiges. Radarsystem ist in der FR-PS 1 515 000 beschrieben. Dabei ist gezeigt, daß bei einem derartigen Radarsystem die Mehrdeutigkeit der Dopplerfrequenz-Messing vermieden ist und keine falsche Geschwindigkeit erhalten wird.

Das Frequenzspektrum einer Reihe von Hochfrequenzimpulsen_} deren Periode sich ändert, wird durch eine Häuptlinge bei der Übe rtragungsfrequenz f_o und kleinere Nebenlinien kleinerer Amplitude bei den Frequenzen f_o+n. Fo gebildet, wobei Fo-'-=— die durchschnittliche

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Wiederholungsfrequenz bedeutet. Dies gilt umso mehr, wenn diese Periode sich um einen Durchschnittswert To ändert und die Abweichungen nach beiden Seiten dieses Durchschnittswertes der Standardabweichung Xo der Gauss sehen Verteilungskurve entsprechen. Die Hochfrequenzimpulse, die nach der Reflexion an einem beweglichen Ziel empfangen werden, haben ein identisches Spektrum, obwohl sie in der Frequenz um den Betrag f verschoben sind, Fig. 6 zeigt das Frequenzspektrum des Aus gangs signals des Phasendiskriminators, wenn die empfangenen Signale von einem Festziel reflektiert worden sind. In der FR-PS 1 515 000 ist auch gezeigt, daß die Hochfrequenzimpulse nach ^ einem sich wiederholenden Muster ausgesandt werden können, wobei die

Anzahl der Impulse des Musters genügend sein sollte, um für ein Ziel in beliebigen Zeiten auftreten zu können. Der Stromkreis nach Fig. 2 wird daher für den FaH beschrieben, daß K Impulse als sich wiederholendes Impulsmuster verwendet werden und daß das Einschreiben dieser Impulse in die Speicher Ml und M2 eine Anzahl -von Zeilen erfordert, die gleich oder ein ganzzahliges Vielfaches von K ist» In eine Zeile der Speicher wird daher stets der Wert eingetragen, der einem bestimmten Impuls in diesem Muster zugeordnet ist.

Die Binärworte der Spalte werden nacheinander ausgelesen und einem " Unterdrü ckungsstromkreis 25 für Festzielechos zugeführt. Diese

dJnt er drückung von Festsielechos wird durch eine Bewertung der Signale , die von demselben Entfernungsinkrement im Laufe mehrerer, aufeinanderfolgender Zeitintervalle empfangen werden, und durch eine Summierung der bewerteten Signale erhalten. Theorie und Praxis zeigen jedoch schon eine gute Unterdrückung von Festzielechos, wenn nur drei aufeinanderfolgende Signale bewertet werden. Die Bewertungsfaktoren sind dabei +1, -2 und +1 odex* -1, +2*und -I₁ Ss kann gessigi werden, daß bei variablen Zeitintervallen zwischen ά&ι Impulsen auch

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die Bewertungsfaktoren variabel sein sollten. Die Unterdrückung von Pestzielechos ist jedoch ausreichend, wenn konstante Bewertungsfaktoren verwendet werden.

Der Unterdrückungsstromkreis 25 ist so ausgelegt, daß die drei Binärworte, die dem Signal Ss entsprechen, und die drei Binärworte, die dem Signal Sc entsprechen, so bewertet werden, daß die Bewertungsfaktoren + 1, -2 und +1 sind und jeweils die drei bewerteten Binärworte jeder Gruppe addiert werden. Der Stromkreis 25 führt also eine doppelte Unterdrückung von Festzielechos aus, ein-mal in Verbindung mit den Binärworten des Signals Ss und zum anderen in Verbindung mit den Binärwerten des Signals Sc. Die Bewertung und die Summierung wird in digitaler Form ausgeführt. Der UnterdrückungsStromkreis enthält z. B. drei Register mit je ρ Flip-Flop-Schaltungen, Übertragungs-Torschaltungen, zwischen diesen Registern und einen Rechnerstromkreis, der die Multiplikation der Binärworte in den Registern mit den Bewertungsfaktoren und auch die Addition der bewerteten Binärworte ausführt. Bei den gewählten Bewertungsfaktoren besteht die Multiplikation nur in der Weiterschaltung einer Stelle des Binärwortes. Das Vorzeichen "-" für die Multiplikation wird durch eine gleiche Ergänzung der binären Zahl erhalten.

Der Unterdrückungsstromkreis arbeitet in folgender Weise: Vor jedem Lesevorgang eines dieser zwei Registers wird der Inhalt des zweiten Registers (d. h. das vorletzte Wort) , in das dritte Register eingetragen, dessen Inhalt dem vorvorletzt gelesenen Wort entspricht. In gleicher Weise wird der Inhalt des ersten Registers^ d. h. das zuletzt gelesene Wort, in das zweite Register übertragen.

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Bei jedem Lesevorgang wird das gelesene Wort in das erste Register eingetragen. Dieser Lesevorgang folgt auf die Summierung der beiden Binärworte in dem ersten und dritten Register und des Binärwortes, daiB sich nach der Multiplikation mit zwei des Binärwortes im zweiten Register und der Änderung seines Vorzeichens ergibt. Diese Übertragung, Multiplikation und Addition werden ohne Unstetigkeit während des Überganges von einer Spalte zur nächsten Spalte ausgeführt. Es muß jedoch noch bemerkt werden, daß während des Lesevorganges der ersten Spalte eines Speichers die Binärworte in dem ersten und dritten Register einer anderen Zeile entsprechen. Die Binärworte, die aus der Bewertung und Addition dabei entstehen, haben keine Bedeutung und können nicht verwertet werden. Dasselbe gilt auch für das Binärwort, das nach dem Lesen der zweiten Spalte eines jeden Speichers erhalten wird. Beim Lesen der Spalten liefert der Stromkreis 25 daher für jeweils eines der Signale Ss und Sc eines von K Binärworten, von denen K-2 eine Bedeutung haben.

Nach dem Lesen des Binärwortes der dritten Spalte, wird die Bewertung so ausgeführt« daß die Binärworte des ersten undjdritten Registers unverändert bleiben, während das Binärwort des zweiten Registers mit ■ zwei -multipliziert wird. Das aus dieser Bewertung gewonnene Wort kann damit als Wort betrachtet werden, das von der zweiten Spalte kommt, d. h. des in dem zweiten Zeitintervall des Impulsmusters empfangenen Signals, Auf Grund dieser Verschiebung wird das Binärwort, das nach dem Lesen der letzten Spalte erhalten wird, als Wort betrachte^ das in dem vorletzten Zeitabschnitt des Impulsmust ers empfangen worden ist.

Bei jedem Lesevorgang liefert der Stromkreis 25 zwei p-stellige Binärwortes die den Signalen Ss und Sc entsprechen; diese zwei Binärwcr te

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werden dem Spektralanalysator nach der Erfindung zugeführt. Dieser Spektralanalysator wird durch diese Binärworte in Betrieb gesetzt. Er besteht aus vier Registern RsI, Rs2, RcI und Rc2 zum Einschreiben eines (K-2). p-stelligen Binärwortes, einer Einheit von K-2 Kohärenzgeneratoren G 2 bis G K-I₄ einer Einheit von 2 (K-2) Vervielfachern mit den Hauptbezugs zeichen Ms und Mc, einer Additions schaltung 26, einer Gl eichrichte rs chaltung 27₃ einem Tiefpaßfilter 28, einer Schwellwertschaltung 29 und einer Anzeigevorrichtung 30.

Die Register RsI und RcI sind Schieberegister mit K-2 Stufen, von denen die erste Stufe ρ Flip-Flop-Schaltungen aufweist. Das Register RsI ist den Binärworten des Signals Ss und das Register RcI den Binärworten des Signals Sc zugeordnet. Eine Verschiebung in diesem Schieberegister findet vor jeder neuen Eintragung eines Binärwortes von dem Stromkreis 25 statt. Bei der Verwendung eines Schieberegisters mit K-2 Stufen, denen K Binärworte im Verlauf des Lesevorganges eines Speichers zugeführt werden, werden die beiden ersten Binärworte der ersten und zweiten Spalte eines Speichers unteilrückt.

Die Register Rs2 und Rc2 sind identisch aufgebaut, sie sind jedoch nicht als Schieberegister ausgebildet. Die 2 (K-2) Binärworte in den Registern RsI und RcI werden parallel in die K-2 Stufen Bs2 bis Bs K-I des Registers Rs2 und die K-2 Stufen Bc2 bis Bc K-I des Registers Rc2 übertragen. Die Übertragung erfolgt in jeder Periode T/ wenn T' die Lesezeit einer Spalte des Speichers ist. Diese Übertragung ist durch die elektronischen Torschaltungen Ps und Pc₄ die durch ein Signal te der Periode T' gesteuert werden, schematisch angedeutet.

Jeder Generator G 2 bis GK-I liefert zwei Sinussignale ys und yc mit

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derselben Winkelgeschwindigkeit w, jedoch in der Forma ys = sin wt und yc = cos wt.

tK—ti Das Signal des Generators fi hat eine Frequenz von fi *-

q.T' *

wobei tK den Augenblick der Übertragung des K-ten Impulses des Impulsmusters und ti den Augenblick der Übertragung des i-ten Impulses darstellen. Die Zahl i verändert sich von 2 bis K-I. Mit T'ist die Zeit angegeben, während der die in den Registern Rs2 und Rc2 enthaltenen Binärworte abgreifbar sind. Der Faktor q gibt den Quantisierungsfaktor * des Zeitintervalles an, das zwischen den Impulsen liegt, d. h. den größten

gemeinsamen Teiler des Zeitintervalles zwischen den Impulsen. Dieser Quantisierungsfaktor q liegt von vorne herein fest und die verschiedenen Impulse eines Musters sind sogelegt, daß die Zeitintervalle zwischen den Impulsen ganzzahlige Vielfache des Quantisierungsfaktors q sind. Die Übertragungszeitpunkte ti, 12 bis ti und tK sind auf einen gemeinsamen Ausgangspunkt bezogen, der z. B. der Übertragungszeitpunkt tK des letzten Impulses des vorhergehenden Impulsmusters sein kann.

Die Multiplikationsschaltungen Ms2 bis MsK-I sind einerseits mit den Registern Bs2 bis Bs K-I und andererseits mit den Ausgängen ys der ^ Generatoren G¹2 bis g'K-1 verbunden_o In gleicher Weise sind die

Multiplikations schaltungen Mc2 bis Mc K-I einerseits mit den Registern Bc2 bis Bc K-I und andererseits mit den Ausgängen yc der Generatoren G*2 bis g'K-1 verbunden. Jede Multiplikations schaltung Ms leitet das Produkt Ss. ys = sin w . t . sin wt und jede Multiplikations schaltung Mc das Produkt Sc. yc = cos w,.t . cos wt ab. Die zwei Signale, die von

den Multiplikationsschaltungen Ms und Mc mit gleichem Index geliefert werden, werden in der Additions schaltung 26 addiert. Das gebildete Signal Ss. ys + Sc. yc = cos (w+w,). t entspricht dem von einem Einseiten-

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band-Modulator gelieferten Signal. Das Glied sin (w+w,). t könnte in gleicher Weise errechnet werden, um die Umhüllungskurve des Ausgangssignals der Additionsschaltung 26 festzustellen. Wie anhand der Fig. 1 erläutert wurde, ist das Signal der Additions schaltung jedoch durch eine amplitudenmodulierte Trägerfrequenz gebildet. Es ist leicht einzusehen, daß die Umhüllungskurve umso genauer festgestellt werden kann, je höher die Trägerfrequenz im Vergleich zur Modulationsfrequenz ist. Die Kenntnis der beiden Sinus- und Cosinus-Komponenten erlaubt eine Verbesserung der Feststellung, insbesondere dann, wenn die Frequenz des Trägers über der Frequenz des Modulations signal es liegt. Wenn dies nicht der Fall ist, dann genügt eine Komponente,

Fig. 4 zeigt das Blockschaltbild eines besonderen Ausfuhrungsbeispiels einer Multiplikationsschaltung, bei der jedes Wort aus ρ = 9 Stellen besteht. Die Schaltung enthält ein Dämpfungsglied mit Widerständen 35, dessen Eingang mit dem Signalgenerator 37 und dessen Ausgang mit einem Rechenverstärker 38 verbunden sind. Das Dämpfungsglied 35 enthält 8 parallelgeschaltete Widerstände Ro bis R7, deren Widerstandswerte nach einer geometrischen Reihe mit dem Verhältnis 2 : 1 ausgelegt sind und das den Bereich von R bis 2 „ R umfaßt. Mit jedem Widerstand ist ein Schalter Io bis I? in Reihe geschaltet. Der Eingang dieses Netzwerkes ist mit dem Generator 37 und zwar über einen Schalter Ig verbunden. Da die Werte für Ss und Sc sowohl positiv als auch negativ sind, muß der Generator 37 die Signale j's ar>ci yc mit der» beiden Polaritäten liefern. Jeder Generator G' der Fig. 2 liefert daher die Signale ys und -ys an die Multiplikationsschaltung Ms tmd die Signale ys und -yc an die Multiplikationsschaltung Mc, Wenn Bo bis B7 die Steilen eines Binärwortes mit steigendem !Bewertangsfaktor und B8 die ^t^li.f? ϊϋ-.τ das Vorzeichen sind, dann werden die Schalter ϊ_ο bis Iy dureb nie. Stallen Bo bis B7 und der Schalter Ig durch B8 gesteuert. Die Ansteuerung ist

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dabei so ausgelegt, daß eine Ziffer "l" den Schalter schließt, während die Ziffer ¹¹O" den Schalter öffnet. Wenn die Vorzeichenstelle B8 den Wert ^Ml" hat, was einem, positiven Abtastwert entspricht, verbindet der Schalter Is den Anschluß 38 des Generators mit dem Dämpfungsglied (direktes Signal). Wenn die Vorzeichenstelle den Wert "0" hat, verbindet der Schalter den Anschluß 39 mit dem Dämpfungsglied (umgekehrtes Signal). Dies entspricht einem negativen Abtastwert.

Der Stromkreis 26 der Fig. 2 addiert die 2 (K-2) Ausgangssignale der Multiplikationsschaltungen und gibt ein Signal ab, dessen Frequenz

,, ist, und dessen Umhüllungskurve die Fourier-Transformation,

d. h. das Frequenzspektrum der Abtastwerte ist, die in den Registern Rs2 und Rc2 nach Fig. 2 binär eingespeichert sind. Wie schon vorher erläutert worden ist, wird die Umhüllungskurve durch die Gleichrichterschaltung 27 gewonnen. Das gleichgerichtete Signal wird dann einem Tiefpaßfilter 28 zugeführt, dessen Frequenzverlauf der Form des Spektrums des Signals entspricht, wie es in Fig. 6 gezeigt ist.

Bevor das gefilterte Signal der Anzeigevorrichtung 30 zugeführt wird, wird es über eine Schwellwertschaltung 29 geleitet, die nur Signalteile durchläßt, deren Amplituden größer sind als der Schwellwert. Als Anzeigevorrichtung wird ein Oszillöskop verwendet, dessen senkrechten Ablenkplatten das Ausgangssignal der Schwellwertschaltung 29 und dessen waagrechten Ablenkplatten ein Schwebungssignal zugeführt werden. Das waagrechte Sehwebungssignal des Oszilloskops 30 wird mit dem Zeitsignal te beim Übertrag in die Register Rs2 und Rc2 synchronisiert. _}.

Der Unterdrückungsstromkreis nach Fig. 2 ist in digitaler Form aufgebaut und liefert Binärworte an den Spektralanalysator. Diese Binärworte

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werden direkt zur Steuerung der Multiplikationsschaltungen verwendet. Wenn die Bewertungsfaktoren den Binärgewichten entsprechen, dann ist der Unterdrückungsstromkreis einfach und die Zeit zur Durchführung der verschiedenen Schaltvorgänge ist klein. Dies trifft nicht zu, wenn die Bewertungsfaktoren beliebige Werte annehmen. Es ist von Vorteil, wenn die Ausführung der Bewertung in einer halb-analogen Art, wie sie in der FR-PS 1 563 763 beschrieben ist, durchgeführt wird. In diesem Fall ist das vom Unterdrückungsstromkreis bei einem Festzielecho gelieferte Signal ein Analogsignal. Es ist daher erforderlich, einen Kodierstromkreis einzusetzen, wenn der Spektralanalysator nach Fig. 2 verwendet wird, oder einen Spektralanalysator nach Fig. 1 zu verwenden.

Es wurde bereits erwähnt, daß beim Einsatz eines Tiefpaßfilters, dessen Frequenzverlauf der Form des Frequenzspektrums des zu analysierenden Signals entspricht, eine Anpassung erreicht werden kann. Wenn das Signal von einem Doppler-Radar system kommt, ist die Form des Spektrums bekannt und der Frequenz verlauf hat die Form einer Frequenzlinie des Spektrums.

Der Spektralanalysator mit den Merkmalen der Erfindung wurde an Anwendungsbeispielen mit periodischen kurzen Impulsen (Fig. 1) und nicht periodischen, kurzen Impulsen (Fig. 2) beschrieben. Er kann jedoch zur Verarbeitung von beliebigen Signalen der Funktion G (x) eingesetzt werden, die nur für K ganzzahlige Werte xl „.. xK von Null verschieden sind, so daß die Intervalle x-K bis x-m ganzzahlige Werte einer Menge u sind.

Die K Werte G (xl) bis G (xK) werden in K Einseitenband-Modulatoren in der Frequenz umgesetzt, um K Signale mit dem Ausdruck

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271.9442

xK+u-xi

• *ε

G (xi).e

zu erhalten, wobei i sich von 1 bis K ändert und I die Zeit ist, in der die K Werte von G fx) anstehen. Diese K modulierten Signale werden addiert und ihre Summe kann als Spannung wie folgt geschrieben werden:

W(t) =

.t

). e

Da G(x) nur für die Werte xi von Null verschieden sein kann, ist der vorstehende Ausdruck identisch mit:
xK

W(t) = G(x).e

xl

W(t) = e

.dx

xl

oder

G(x).e

-2Tj

.t

dx

Das zweite Glied dieses Ausdruckes stellt die ümhüilangslnirve des Ausgangssignals dar, das der Fourier-Transformation von Gfs) ent-

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spricht. Wenn G{x) ein Signal mit einer Zeitfunktion ist, dann stellt W(t) sein Spektrum nach der Unterdrückung des Trägers dar.

Der Spektralanalysator nach der Erfindung gibt die Fourier-Transformation von K Impulsen, deren Dauer klein im Verhältnis zu den Impulspausen ist, d. h. das Frequenzspektrum dieser Impulse. ·

Der Spektralanalysator nach der Erfindung^kann zur Analyse eines beliebigen Signals eingesetzt werden, er wird insbesondere für die Analyse eines Signals eines Impuls-Kohärenz-Doppler-Radarsystems mit periodischen oder nicht periodischen Impulsen eingesetzt. Dieser Analysator erlaubt den Einsatz eines angepaßten Filters, das auf die Form des Frequenzspektrums des zu analysierenden Signals abgestellt ist. Dies ist bei Signalen der Fall, die von einem Kohärenz-Doppler-Radarsystem abgegeben werden.

4 Patentansprüche

4 Bl. Zeichnungen, 6 Fig.

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Claims (1)

1. J, M. H. Colier 10-3-2 - 28 - Z j 1 9 4 4 2

   Patentansprüehe

   Spektralanalysator für ein elektrisches Signal, dadurch gekennzeichnet, daß das elektrische Signal durch kurze Impulse abgetastet wird, deren Frequenz gleich oder größer ist als die doppelte, - maximale Frequenz des Frequenzspektrums des elektrischen Signals, daß K aufeinanderfolgende Abtastwerte in einen Speicher eingetragen, über K Einseitenband-Modulatoren in der Amplitude und in der Phase moduliert, und so K Sinussignale mit den Frequenzen fi = ——

   gebildet werden, wobei T'die Zeit ist, in der die K Abtastwerte gleichzeitig in den Speichern anstehen, und daß die K modulierten Signale addiert, gleichgerichtet und über eine Schwellwertschaltung einer Anzeigevorrichtung zugeführt werden, die mit dem Signal synchronisiert ist, das die Zeit T'anzeigt.

   fc 2. Spektralanalysator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das

   gleichgerichtete Signal über ein Tiefpaßfilter geleitet wird, dessen Impuls-Frequenzgang an die Form des Frequenzspektrums des zu analysierenden Signals angepaßt ist.

   3. Spektralanalysator nach Anspruch 1 oder 2, der bei einem Kohärenz-Doppler-Radarsystem mit periodischen Impulsen eingesetzt ist, bei dem die Signale von zwei Phasendiskriminatoren abgetastet, kodiert

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   und als Binärworte in zwei Speicher mit K Zeilen, die abwechselnd eingeschrieben und gelesen werden, eingetragen werden, bei dem die Speicher zeilenweise so eingeschrieben werden, daß die Binärworte einer Spalte demselben Entfern ungsinkrement zugeordnet sind, und bei dem die Speicher spaltenweise gelesen und die gelesenen Binärworte über einen Stromkreis zur Unterdrückung von Festzeilechos geleitet werden, dadurch gekennzeicbti et, daß der Spektral analysator die K-2 letzten Binärworte des Unterdrückungs Stromkreis es verwendet und daß die Sinussignale die- Frequenzen

   Κ+1-i
   fi = T' aufweisen, wobei i sich von 2 bis K-I ändert.

   4. Spektralanalysator nach Anspruch 1 oder 2, der bei einem Kohärenz-D oppler- Radar sy stern mit einem Impulsmuster von K Impulsen eingesetzt ist, bei dem die Signale von zwei Phasendiskriminatoren abgetastet, kodiert und als Binärworte in zwei Speicher mit K Zeilen, die abwechselnd eingeschrieben und gelesen werden, eingetragen werden, bei dem die Speicher zeilenweise so eingeschrieben werden, daß die Binärworte einer Zeile demselben Impuls des Impulsmusters und die Binärworte einer Spalte demselben Entfern ungsinkrement zugeordnet sind und bei dem die Speicher spaltenweise gelesen und die gelesenen Binärworte über einen Stromkreis zur Unterdrückung von Festzielechos geleitet werden, dadurch gekennzeichnet, daß der Spektralanalysator die K-2 letzten Binärworte des Unterdrückungs Stromkreises verwendet und daß die Sinussignale die Frequenzen

   fi = =-r aufweisen, wobei i sich von 2 bis K-I ändert, q den

   q. 1

   Quantisierungsschritt der Impulspausen des Impulsmusters und ti und tK die Übertragungszeitpunkte des i-ten und K-ten Impulses desselben Impulsmusters bedeuten.

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