DE2040108C3 - Verfahren und Schaltung zur Demodulation phasengetasteter Signale - Google Patents

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Schaltung zur Demodulation phasengetasteter Signale, die aus einer einer Trägerschwingung aufgetasteten, zu übermittelnden digitalen Zeichenfolge bestehen, wobei die eine Phasenlage das eine digitale Zeichen (I) sowie die um 180° versetzte Phasenlage das andere digitale Zeichen (0) darstellt, und wobei Abtastproben von Momentanwerten des phasengetasteten Signals mit einer Frequenz, die einem Vielfachen der Frequenz der Trägerschwingung entspricht, abgenommen werden, die Polarität dieser Abtastproben festgestellt wird, und zueinander in bestimmter, regelmäßig zeitlicher Zuordnung stehende Abiastproben hinsichtlich ihrer Polarität miteinander verglichen werden.

Eine bekannte Methode für die Demodulierung eines Signals, in welchem Datenbits durch eine Phasenumkehr-Modulation einer Trägerwelle dargestellt sind, umfaßt die Abtastung der Signalamplitude in einer Abtastrate, die im wesentlichen ein ganzes Vielfaches der Modulationsrate ist. Es wird die algebraische Summe der Amplitudenabtastungen entsprechenden Ranges in aneinanderliegenden, kennzeichnenden Intervallen durch Speichern gebildet und anschließend werden die Absolutwerte dieser algebraischen Summe über ein volles Intervall aufsummiert Dieses Signal ändert sich schrittweise zwischen einem oberen und einem unteren Pegel. Der augenblickliche Wert dieses Signals wird mit einem mittleren Bezugswert verglichen, um eine Wellenform mit zwei Pegeln zu erzeugen, welche die demodulierten Bits des Eingangs-lnformationssignals darstellt.

Eine verfeinerte bekannte Demodulationstechnik für die phasengetastete Signalart besteht darin, die Momentanwerte eines Eingangssignals mit einer Tastfrequenz abzutasten, die ein ganzes Vielfaches der Modulationsfrequenz ist, und die algebraischen Vorzeichen der abgetasteten Amplituden über eine Anzahl von Tastperioden zu speichern, die zumindest einem vollständig kennzeichnenden Intervall entspricht Dabei wird jedes Signal eines Halbzyklus positiv oder negativ, je nachdem, ob die Vorzeichen der Amplitudenabtastwerte vorherrschend positiv oder negativ sind.

Aus der DT-AS 12 19 965 ist ein Demodulationsverfahren für Telegraphiesignale bekannt, welche einen Träger mittels Phasenumtastung aufmoduliert sind. Die Telegraphiesignale sind aus dem Telegraphieschritten Z und A zusammengesetzt, wobei das Auftreten des Schritts A eine Phasenumkehrung des Trägers hervorruft und das Auftreten des Schritts Z die Phase des Trägers nicht ändert. Die Trägerschwingungsfrequenz ist bei diesem Verfahren so bemessen, daß sie ein ganzzahliges Vielfaches der Telegraphieimpulsfrequenz beträgt. Während der einheitlichen Dauer jedes Telegraphieschrittes werden mit gleichbleibendem zeitlichen Abstand π Proben nacheinander entnommen. Bei jeder Probe wird die Polarität festgestellt, die dann mit der Polarität der zeitlich entsprechenden Probe des nächsten Telegraphieschrittes verglichen wird. Je nachdem, ob die Polaritäten der beiden zeitlich zugeordneten Proben zweier aufeinanderfolgender Telegraphieschritte gleich oder entgegengesetzt sind, wird eine logische Null oder eine logische Eins geliefert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, zum einen ein auch bei hoher Übertragungsgeschwindigkeit arbeitendes Demodulationsverfahren für phasengeiastete Signale zu schaffen, bei dem die Redundanz besser ausgenutzt wird als bei den beiden zuerst beschriebenen bekannten Verfahren und auch keine Synchronisationszeit besteht. Zum anderen sollen die hinsichtlich der Polarität zu vergleichenden Proben nicht in Abhängigkeit von den aufeinanderfolgenden Schritten eines hinsichtlich seiner Spezifikationen bekannten Modulationssignals, z. B. eines Telegraphiesignals, entnommen werden, sondern in Abhängigkeit von der Trägerschwingung selbst. Gemäß der Erfindung, die sich auf ein Verfahren der eingangs genannten Art bezieht, wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß jeweils einem bestimmten Winkel der Halbperiode der Trägerschwingung entsprechende, aufeinanderfolgende Abtastproben verglichen werden, daß die Folge zweier polaritätsmäßig ungleicher sich entsprechender Abtastwerte aus zwei aufeinanderfolgenden Halbperioden der Trägerschwingung anzeigt, daß kein Umtasten des Signals stattgefunden hat, und daß die Folge zweier vorzeichenmäßig gleicher sich entsprechender Abtastwerte aus zwei aufeinanderfolgenden Halbperioden anzeigt, daß

ein Umtasten der Trägerschwingung stattgefunden hat, so daß eine demodulierte digitale Zeichenfolge aus den Anzeigen des Vorliegens einer Umtastung der Trägerschwingung entnommen wird.

Das Demodulationsverfahren phasengetasteter Signale nach der Erfindung läuft somit in ganz unterschiedlicher Weise ab wie das aus der DT-AS 12 19 965 bekannte Verfahren für Telegraphiesignale. Während nämlich beim bekannten Verfahren die vorzeichenmäßig zu vergleichenden Proben zwei aufeinanderfolgenden Telegraphieschritten, d. h. Modulationsschritten, entnommen werden, erfolgt nach der Erfindung die Probeentnahme an sich zeitlich entsprechenden Stellen zweier aufeinanderfolgender Halbwellen der Trägerschwingung. Zwei polaritätsmäßig entgegengesetzte Proben zu den Zeitpunkten zweier sich zeitlich entsprechender Probeentnahmen in zwei aufeinanderfolgenden Halbperioden bedeuten dann, daß keine Phasenumtastung auf der Modulationsseite erfolgt ist. Weisen diese Proben jedoch das gleiche Vorzeichen auf, so wird damit angezeigt, daß eine Phasenumtastung auf der Modulationsseite vorgenommen wurde. Dadurch, daß die hinsichtlich der Polarität zu vergleichenden Proben immer von zwei aufeinanderfolgenden Halbwellen dieser Schwingung entnommen werden, ist sichergestellt, daß sich beliebige, dem Träger in Form einer Phasenumtastung aufmodulierte digitale Signale, also nicht ausschließlich bezüglich ihrer Bemessung fest definierte und lediglich hinsichtlich der Reihenfolge auf der Empfangsseite nicht bekannte Telegraphieschritte demodulieren lassen.

Zur weiteren Ausnutzung der Redundanz wird zweckmäßig die Abtastrate so hoch gewählt, daß sie lediglich durch den vertretbaren Aufwand und durch die maximale Geschwindigkeit der verwendeten digitalen Schaltelemente begrenzt ist.

Eine sichere und störungsfreie Vorzeichenauswertung wird dadurch erreicht, daß mehrere, hauptsächlich in der Nähe der Maximalamplitude der Trägerschwingung liegende Abtaststellen pro Halbperiode zur Auswertung herangezogen werden.

Zweckmäßig wird zum Erzielen einer Selbstkorrektur eingetasteter Fehler jede der Abtaststellen pro Halbperiodenwinkel mit Hilfe einer Auswahlschaltung in einem eigenen, getrennten Kanal ausgewertet. Dabei wird jeder Abtastwert zweimal zur weiteren Auswertung herangezogen. Ein Fehler geht demnach zweimal ein und wird somit kompensiert.

In vorteilhafter Weise wird eine Schwerpunktauswertung genannte Ergebnismittelung an die Fehlerselbstkorrektur angeschlossen. Dabei wird einerseits das Zeitmittel über die Ausgangsgrößen der Fehlerselbstkorrekturschaltungen in den einzelnen Kanälen und das Scharmittel über alle Kanäle festgestellt. Mit zwei Schwellen wird festgelegt, wann der Ausgang auf Null oder Eins umschaltet.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung besteht darin, daß bei Nichtsynchronlauf der Abtastfrequenz mit der Frequenz des Trägers oder einer seiner Harmonischen durch Auslassen oder Hinzufügen von im Rhythmus des Taktes ausgegebenen Abtastwerten zu geeingeten Zeitpunkten durch Aufschalten von aus dem Signal gewonnenen Impulsen eine Platzsynchronisation vorgenommen wird.

Die Erfindung wird anhand von in Zeichnungen dargestellten Schaltungen zur Durchführung des Demodulationsverfahrens näher erläutert, wobei zum besseren Verständnis der Funktionsweise der Schaltungen Impulspläne beigefügt sind. Es zeigt

F i g. 1 eine Zuordnung der Abtastpunkte zu einer phasengetasteten Trägerschwingung bei synchronem Takt,

F i g. 2 eine Schaltung zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung,

F i g. 3a und 3b einen zusammengehörenden Impulsplan für die Schaltung nach F i g. 2, wobei F i g. 3a über F i g. 3b zu legen ist,

ίο F i g. 4 eine andere Schaltung zur Durchführung des Verfahrens mit Platzsynchronisation und Schwerpunktauswertung,

Fig.5a bis 5e einen zusammengehörenden Impulsplan für die Schaltung nach F i g. 4, wobei die einzelnen i] Fig.5a bis 5e in buchstabenmäßiger Reihenfolge von links nach rechts aneinanderzulegen sind,

F i g. 6 eine Zuordnung zwischen dem Abiasttakt und dem Zählerplatz bei Platzsynchronisation entsprechend der Schaltung nach F i g. 4,

to F i g. 7 eine Übergangstafel für die Kanalzuordnung bei Platzsynchronisation,

Fig.8 eine Prinzipdarstellung einer Schaltung zur Schwerpunktauswertung,

Fig.9 eine Prinzipdarstellung einer anderen Schal-2j tung zur Schwerpunktauswertung,

F i g. 10 eine Übergangstafel für die bei der Schaltung nach F i g. 4 angewandte Schwerpunktauswertung,

F i g. 11 eine weitere Tabelle einer »2 aus 3«-Schaltungseinzelheit innerhalb der Schaltung nach F i g. 4.
Mit dem Demodulationsverfahren werden Signale folgender Art verarbeitet: Eine Trägerschwingung mit der Frequenz /ö ist in Abschnitten phasengetastet, wobei die Regellage eine digitale I und die Kehrlage eine digitale 0 bedeutet. Es sind jeweils A: Schwingungen des Trägers in einem Zeichen enthalten, wobei Jt größer als 1 oder gleich 1 ist, aber nicht ganzzahlig sein muß. Beim Demodulationsverfahren nach der Erfindung wird der am Empfänger ankommende Signalzug mit der Frequenz /_c=2n Z₀ abgetastet, d. h., es wird an 2n Stellen pro Periode der Trägerschwingung, d. h. an π Stellen pro Halbperiode, festgestellt, ob der Momentanwert größer oder kleiner als der Nullpagel ist.

Vergleicht man aufeinanderfolgende Abtastwerte, die einem bestimmten Winkel der halben Periode der Trägerschwingung entsprechen, beispielsweise die in F i g. 1 mit 2 bezeichneten Abtastwerte, so zeigt die Folge zweier ungleicher Abtastwerte an, daß kein Umtasten des Signals stattgefunden hat, während die Folge zweier gleicher Abtastwerte der Beweis für ein sendeseitiges Umtasten ist. Werden mehrere Abtastpunkte, z. B. die Werte 1 bis 4 in F i g. 1 ausgewertet, so wird die Störsicherheit deutlich erhöht.

In vielen Fällen ist die Trägerfrequenz f₀ exakt bekannt bzw. es existiert am Empfänger eine Schwingung der Frequenz fb-k mit zwar fester, aber nicht bekannter Phasenlage. In diesem Fall empfiehlt es sich, die Taktfrequenz f_c=2n ■ /Ό aus der Frequenz /j, abzuleiten. Je größer dabei η ist, um so größer ist das Störverhalten, da dann 2n ■ k Abtastpunkte in ein Zeichen fallen. Durch eine Mitteilung über alle Tastwerte im Zeichen, die als Schwerpunktauswertung bezeichnet wird, wird das Zeichen mit hoher Wahrscheinlichkeit richtig erkannt. Nach oben ist π durch den vertretbaren Aufwand und vor allem durch die maximale Geschwindigkeit digitaler Schaltelemente begrenzt. Im Beispiel nach Fig. 1 und Fig.2 ist 2n*=8 gesetzt, was /"_c«8 · f_a ergibt. Pro Halbwelle der Trägerschwingung U_c treffen demnach vier Tastpunktc.

Bei festem Zusammenhang der Frequenz f_c und k ist jeder Abtastpunkt einem bestimmten Phasenwinkel der Trägerfrequenz zugeordnet bzw. in der zweiten Halbwelle dem um 180° verschobenen Phasenwinkel. Die Abtastpunkte sind zyklisch mit 1 bis 4 beziffert. Um eine Selbstkorrektur eingetasteter Fehler zu erreichen, wird durch eine im einzelnen innerhalb der Figurenbeschreibung von F i g. 2 noch näher erläuterte Auswahlschaltung sichergestellt, daß jeder dieser Abtastpunkte 1 bis 4 in einem getrennten Kanal ausgewertet wird.

Im folgenden wird die Schaltung nach F i g. 2 zur Durchführung des Demodulationsverfahrens nach der Erfindung unter Zuhilfenahme des zu dieser Schaltung gehörenden Impulsdiagramms nach Fi g. 3a und 3b, die nebeneinander gelegt werden müssen, erklärt, wobei die Bezeichnung an jeder Zeile des Impulsdiagramms das Bauelement angibt, dessen Ausgangszustand jeweils betrachtet wird. Die Negation des Ausgangs ist jeweils durch einen Querstrich über der Bezeichnung des Bauelements angedeutet. Das Eingangssignal U_e wird durch ein ODER-Gatter 1 in einen Rechteckimpuls umgeformt. Statt des ODER-Gatters 1 kann auch jede beliebige Schwellwertschaltung verwendet werden, die je nachdem, ob der Eingang positiv oder negativ ist, eine Ausgangsspannung vom Pegel der logischen I oder der logischen 0 abgibt. Ebenso wird der ursprünglich sinusförmige Takt Cl in einem Gatter 2 in einen annähernd rechteckförmigen Puls umgewandelt. Der Takt Cl tastet die Werte des Signals U_c in ein Schieberegister, bestehend aus den Flipflops a bis e. Wie man sieht, steht zu einem gewissen Zeitpunkt der Abtastwert 1 nach F i g. 1 im Flipflop a, während der Abtastwert 1 der vorhergegangenen Halbwelle sich im Flipflop e befindet. Entsprechendes gilt zu anderen Zeitpunkten für die Abtastwerte 2,3 und 4 nach F i g. 1. Mit Hilfe zweier Gatter 4 und 5 wird der Inhalt dieser Flipflops a und e in einer Antivalenz-Schaltung verglichen. Vier weitere Flipflops Ar, /, m und π sind als Ringzähler geschaltet. Einer dieser Flipflops enthält den logischen Schaltzustand 0, während die anderen auf eine logische I geschaltet sind. Jeder Takt Cl schiebt die logische 0 um einen Platz weiter. Damit wird zu jedem Zeitpunkt einer von vier Flipflops f, g, h und j ausgewählt und aktiviert, d. h. also daß jeder der Abtastwerte 1 bis 4 einem dieser Flipflops f bis j zugeordnet ist. Die Beschallung dieser Flipflops fb\s j mit einem Gatter 3 stellt sicher, daß die Antivalenzbildung in den Gattern 4 und 5 abgeschlossen wird, bevor das entsprechende Flipflop /"bis;aktiviert wird.

Gatter 6 bis 13 dienen dazu, jeweils ein bestimmtes der Flipflops f bis ./' abzufragen. Die Gatter 6 und 7 werden z. B. durch ein Zählerelement η aktiviert, so daß das Flipflop /"abgefragt wird. Befindet sich das Flipflop / im logischen Zustand I, so wird über das Gatter 7 ein Impuls abgegeben, während in der Stellung 0 des Flipflops /über das Gatter 6 ein Impuls abgegeben wird. Die zwei Gatterreihen 7,9, 11,13 sowie 6, 8,10 und 12 sind am Ausgang jeweils in einer ODER-Schaltung zusammengefaßt, wobei die jeweiligen Schaltzustände durch die Gatter 14 und 15 invertiert werden. Durch ein Gatter 16 wird erreicht, daß bei jedem Abtastwert, der, verglichen mit dem entsprechenden Wert der vorhergehenden Halbperiode, den Schaltzustand 0 ergibt, ein Impuls abgegeben wird. Ein Gatter 17 gibt in entsprechender Weise bei jedem Abtastwert, der verglichen mit dem entsprechenden Wert der vorhergehenden Halbpcriode eine logische 1 ergibt, einen Impuls ab. Durch die Aufteilung der Abtastfolge in vier einzelne Kanäle wird erreicht, daß sich ein falscher Abtastwert selbst korrigiert, da er bei dem ersten Vergleich in der Stufe a des Schieberegisters, beim nächsten Vergleich in der Stufe edes Schieberegisters steht. Dadurch wird das zugehörige Flipflop der Reihe f bis j zweimal falsch umgetastet und ist somit wieder in der richtigen Lage.

An diese Schaltung schließt sich zweckmäßig noch eine im einzelnen später beschriebene Schwerpunktauswertung an. Es müssen auch noch Schalteinrichtungen vorgesehen sein, welche die Schaltung nach Fig.2 in einen definierten Anfangszustand bringen bzw. die ersten vier Taktimpulse ausblenden, da diese Vergleiche mit willkürlichen Stellungen der Stufe e des Schieberegisters veranlassen. Im Impulsdiagramm nach Fig.3a und 3b sind erst spätere Zeiten eingezeichnet.

Die beschriebene Einrichtung ist in der Lage, Fehler auszuscheiden, da diese zweimal in den Vergleich eingehen und das Flipflop / bis j des entsprechenden Kanals zweimal umschalten. Echtes Umschalter, des Signals bewirkt, daß die Flipflops /"bis j nacheinander in die Gegenlage schalten.

Diese Schaltung nach F i g. 2 setzt voraus, daß /"_c=2n ■ ίο. Läuft die Frequenz weg, so wird das von der Schaltung als Umtasten des Eingangssignals U_c aufgefaßt und alle folgenden Zeichen sind falsch. Wenn die Taktfrequenz f_c z. B. etwas zu schnell ist, so fallen in eine halbe Welle des Trägers die vier richtigen Tastpunkte und noch ein zusätzlicher, wobei dieser mit dem ersten der vier richtigen verglichen wird. Die Schaltung erkennt für diesen Kanal zwei gleiche Halbwellen, und schaltet das entsprechende Flipflop aus der Reihe /"bis j um. Durch das Weglaufen werden nach und nach alle Flipflops f bis j in die verkehrte Lage gebracht, was gegebenenfalls durch eine Frequenzsynchronisation verhindert werden kann. Die dazu nötige Einrichtung arbeitet schneller als eine sowohl nach Phase und Frequenz synchronisierende Einrichtung.
Im folgenden wird eine andere in Fig.4 dargestellte Schaltung zur Durchführung des Verfahrens mit Platzsynchronisation und Schwerpunktauswertung beschrieben, wobei zusätzlich ein in den F i g. 5a bis 5e dargestellter, zusammengehörender, in buchstabenmäßiger Reihenfolge von 5a bis 5e von links nach rechts aneinander zufügender Impulsplan zu Hilfe genommen wird, in welchem die Bezeichnung an jeder Zeile das Bauelement angibt, dessen Ausgangszustand jeweils dargestellt ist. Die Negation des Ausgangs wird auch hierbei durch einen Querstrich angedeutet. Für die Ausführung der Schwerpunktauswertung werden mich noch andere Varianten erläutert.

Im Teil Ti der Schaltung nach Fig.4 ist eine Schaltung für eine Platzsynchronisation dargestellt, da bei der vorhergehend untersuchten Schaltung nach Fig. 2 ein bleibender Fehler auftritt, wenn die Abtastfrequenz f_c*2n ■ /Ό ist. Da auf eine Synchronisation der Abtastschwingung verzichtet wird, wird durch diese im Teil Π dargestellte zusätzliche Schaltung sichergestellt, daß die Abtastfolgc bzw. die Stellung des Ringzählcrs für die Kanalverteilung in einem bestimm ten Verhältnis zum Phasenwinkel des Trägers steht. I>as phasengetastete Eingangssignal U_r wird durch ein ODER-Gatter I in einen Rechteckimpuls umgeformt.
Die Kanalzuordnung erfolgt, wie in der Schaltung

<"5 nach der F i g. 2, durch einen mit Flipflops A bis / versehenen Ringzähler, der in diesem Fall jedoch nur einen logischen Schaltzustand I führt. Die l'lut/.sytuhio nisation wird durch Aufschaltcn eines Impulses en eicht,

/Uli IM //Ulli

ίο

der jedesmal dann entsteht, wenn das Signal U_e einen positiven Nulldurchgang hat. Fig.6 zeigt die Zuordnung der Zählerplätze A bis F zu den Taktimpulsen Cl, welche zyklisch mit 1 bis 6 durchnumeriert sind. In der in F i g. 7 gezeigten Tabelle ist die entsprechende Übergangstafel etwas vereinfacht dargestellt. Der Ringzähler mit den Flipflops A bis F schiebt auf jeden Taktimpuls Cl hin die I um einen Platz weiter, wobei /o=2n/o, jedoch fci£2nfa. In diesem Fall ist 2n=12 gewählt, also: /b»12/"o und f_aä\2fo. Bei positivem Nulldurchgang des Signals U_e wird ein Kurzimpuls abgeleitet, der einem zweiten Takteingang Cl' des Flipflops E aufgeschaltet ist. Der Impuls ist deswegen erforderlich, weil eine statische 1 auf einem Takteingang den anderen Takteingang blockiert. Ist die logische I in der Ringzählerstufe D (D= I) und kommt der Taktimpuls Cl' vor dem eigentlichen Takt Cl, so wird die logische I in die Zählerstufe E(E=\) übernommen. Der Takt schiebt die logische 1 dann in die Zählerstufe F. Im Vergleich zum Ringzähler ohne Signalaufschaltung nach F i g. 2 ist dieser Zähler also um einen Zählerschritt vorgestellt worden. Weil dabei eine zweite logische I entsieht, ist die Rückkopplung der Stufe F auf den Reset-Eingang r' der Schaltstufe E vorgesehen. Damit ergibt sich an der Stufe F. eine logische 0 CE=O), sobald an der Schaltstufe F ausgangsseitig eine logische 1 ansteht (F= I). Ist die logische I an einer anderen Stelle im Ringzähler, so soll der Takt C/'keinen Einfluß haben. Dies ist im allgemeinen auch der Fall. Nur wenn das Flipflop E eine I aufweist sowie das Flipflop D eine 0, und dann CV= \d_yn (dynamische I) kommt, würde die I gelöscht. Daher ist die Rückkopplung von der Stufe Ezu einem NOR-Gatter II eingeplant, die erzwingt, daß der Takt Cl' eine statische 0 ergibt, sofern sich die Schaltstufe Ein einer I befindet

Die eingezeichneten Bezeichnungen r und s in der Schaltung kennzeichnen die Reset- bzw. Seteingänge, die beim Einschalten kurz auf eine statische 1 gelegt werden müssen, damit sich ein definierter Anfangszustand einstellt. Ein Flipflop X stellt den Takt C/auf eine logische I (statisch), bis der erste negative Nulldurchgang des Signals U_e eintrifft und bewirkt damit, daß das Register am Anfang richtig synchronisiert wird. Diese Synchronisation funktioniert bei ungestörtem Signal sicher. Auch starkes bandbegrenztes Rauschen hebt den Synchronlauf nicht auf.

Die Synchronisierfähigkeit läßt sich noch verbessern, wenn vor der Formung der C/'-Taktimpulse das Signal U_c kommutiert wird, so daß die Taktfolge zu Beginn jeder Halbwelle synchronisiert wird.

Die Platzsynchronisation stellt demnach auch bei starkem Rauschen sicher, daß die logische 1 in einem der Zählerplätze A bis F genau einem bestimmten Winket der Signalschwingung entspricht.

Jede Demodulation durch Abtastung führt zu einer Folge von logischen Schaltzuständen I und 0. Im ungestörten Fall erhält man eine ununterbrochene Folge logischer Schaltzuständc I während des Zeichens I bzw. eine ununterbrochene Folge von logischen Schaltzuständen 0 während des Zeichens 0. Die Anzahl der logischen Schaltzustände I und 0 ist durch die Anzahl der Tastungen 2n pro Schwingung und durch die Anzahl der Schwingungen k pro Zeichen bestimmt, kann also beispielsweise bei Jt = 32 und 2n=12 auf l"k · 2n<=32 · 12·=»384 Tastungen pro Zeichen ansteigen. Werden von der Folge der logischen Schaltzustände I während des Zeichens I einige gestört und somit als loeische 0 empfangen, so ist trotzdem noch eine eindeutige Auswertung möglich. Bei /=100 Tastungen pro Zeichen läßt sich beispielsweise eine Folge von 60 logischen Schaltzuständen I und 40 logischen Schaltzuständen 0 noch eindeutig dem Zeichen I zuordnen.

Die Feststellung, um wieviel jeweils ein Zeichen überwiegt, trifft eine Schwerpunktauswertung. Im folgenden sind verschiedene Möglichkeiten zur Durchführung einer solchen Schwerpunktauswertung ausgeführt, die sich anstelle des Teils T3 in Fig.4

ίο verwenden lassen.

In F i g. 8 ist ein Schieberegister mit 1 Bit dargestellt. Die logischen I und 0 werden an einem Eingang 20 seriell eingeschoben. Der Bereich des Schieberegisters umfaßt genau 1 Tastpunkte 21. Durch Addition in einem Addierwerk 22 wird zu jedem Zeitpunkt festgestellt, wieviele Registerstufen auf 1 stehen. Durch Einführung von zwei Grenzen (bei 1=100 z.B. 40 und 60) wird folgendes festgelegt: Bei Überschreitung der unteren Grenze nach unten (im Beispiel 40) wird ein

Ausgangsflipflop 24 auf 0 gesetzt, bei Überschreitung der oberen Grenze nach oben (im Beispiel 60) wird das Ausgangsflipflop 24 auf I gesetzt. Die Eintastung erfolgt seriell, d. h. die Tastwerte werden nach und nach ins Schieberegister eingegeben, wobei der letzte jeweils am Ausgang der letzten Stufe 23 ausgespeichert wird. Die Addition wird parallel ausgeführt und stellt die jeweils im Schieberegister befindliche Anzahl an logischen I fest. Das Flipflop 24 folgt mit einer bestimmten Verzögerung dem Zeichen. Diese Schieberegisteran-Ordnung ist verhältnismäßig aufwendig, da 1 Registerplätze benötigt werden und ebensovieie Stellungen auch parallel addiert werden müssen.

Eine andere Möglichkeit zur Schwerpunktauswertung zeigt Fig.9, in der ein Schiebezähler mit ü Bit dargestellt ist. In einem Schieberegister 30, das sowohl für Links- als auch für Rechtsschieben eingerichtet ist, steht eine logische 1 und der Rest der Registerstufen befindet sich im Schaltzustand einer logischen 0. Weiter ist das Schieberegister 30 so eingerichtet, daß die logische 1 nicht an den Enden 32 und 33 aus dem Register 30 herausgeschoben werden kann, sondern dort stehenbleibt. Wird am Eingang 31 eine logische I eingegeben, so schiebt das Register die eingespeicherte I nach rechts und bei Eingabe einer 0 nach links. Kommt nun eine Folge von logischen 0 und I an den Eingang 31, so wird die eingespeicherte I des Schiebezählers 30 im Innern hin und her geschoben. Bei Überwiegen der Eingabewerte I nähert sich die eingespeicherte I dem rechten Ende 32 bzw. bei Überwiegen der Eingabewerte 0 dem linken Ende 33. Sind um die Bit-Zahl ü mehr logische I als 0 eingetroffen, so befindet sich die eingespeicherte I des Schieberegisters 30 in der rechten Endlage 32. Der Zähler stellt ein am Ausgang der rechten Endlage 32 mit seinem Setzeingang angeschlossenes Flipflop 34 auf den logischen Schaltzustand I Kommen weitere 1 am Eingang 31, so ändert sich nichts Eine Reihe von Eingabewerten 0 entfernt die eingespei cherte logische 1 vom rechten Anschlag 32. Mehrere bringen sie wieder zurück. Überwiegen die 0, so wander die eingespeicherte 1 zum anderen Ende 33 hir Während dieser Zeit ändert sich am Ausgang de Flipflops 34 nichts. Erst wenn um die Bit-Zahl ti meh logische 0 als I eingelaufen sind, steht die eingespeicher te I am linken Ende 33 des Registers 30 und schalte damit das mit seinem Rückstelleingang am Ausgan angeschlossene Flipflop 34 auf den logischen Schaltzi stand 0. Diese Schwerpunktauswerteschaltung i; wesentlich einfacher als die in F i g. 8 dargestellte, da di

ganze Addierwerk wegfällt und außerdem das Schieberegister wesentlich kurzer gehalten werden kann.

Anstelle des Schiebezählers nach F i g. 9 läßt sich auch ein Dualzähler verwenden, wobei die Eingabewerte I aufwärts und die Eingabewerte 0 abwärts zählen. Der Zähler ist so ausgeführt, daß er nicht von seinem höchsten Zählwert auf den niedrigsten Zählwert, die 0, übergehen kann, und umgekehrt. Dieser Zähler ist noch einfacher als der Schiebezähler nach F i g. 9, da er nur ²log ΰ Stellen benötigt. Jedoch ist er für höhere Frequenzen verhältnismäßig schwierig zu realisieren, da das Festhalten in den Endlagen schwierig ist.

Im Teil T3 der Schaltung nach F i g. 4 ist ein + !-Schieberegister vorgesehen, das im Aufwand einen Kompromiß zwischen dem Schiebezähler nach Fig.9 und dem Dualzähler darstellt. In der Funktion stimmt es jedoch mit diesen Zählern überein. Es besteht aus einer Reihe von Flipflops R, S, T, U sowie mehreren NOR-Gattern und einem Puffer-Flipflop Q. Der Zähler wird über die zusätzlichen NOR-Gatter an den Flipflops U und R in den Endlagen angehalten. In diesem Zusammenhang wird auf eine in Fig. 10 gezeigte Tabelle hingewiesen, welche eine Übergangstafel für die bei der Schaltung nach F i g. 4, Teil 7*3 angewandte Schwerpunktauswertung darstellt. Φ bedeutet, daß das zugehörige Schaltelement jeden der beiden statischen Werte I und 0 annehmen kann. X bedeutet: der Zustand des Schaltelements ist beliebig, statisch oder dynamisch 0 oder I. Das hochgestellte η indiziert einen beliebigen Taktzeitpunkt, das hochgestellte n— 1 den vorhergehenden Zeitpunkt bezüglich des Taktes. Ia_y„ bezeichnet eine dynamische 1, d. h. den Übergang von statisch 0 auf statisch I. F und D sind gegeneinander versetzte Taktimpulse. Die eingerahmten Werte bedingen ein Umschalten des Ausgangs-Flipflops IV. Man erkennt, daß das Flipflop Q im Schaltzustand 0 und im Schaltzustand I immer den Übergang zwischen den gleichen Zuständen 1 bis 7, jedoch in umgekehrter Richtung, bewirken. Die Länge der Schaltungen bzw. die Anzahl der Scha'tschritte ü, die notwendig sind, um sie von einer Endstellung in die andere zu bringen, bestimmt den Überschuß, den die Anzahl der 0 über die Anzahl der I oder umgekehrt haben muß, damit das Ausgangs-Flipflop W umschaltet. Wenn z. B. nach Umschalten des Ausgangs auf Stellung 1 und Beginn des O-Überschusses um ü mehr 0 als I kommen, schaltet das Ausgangs-Flipflop W auf eine logische 0. Am Ausgang des Flipflops W wird die Ausgangsspannung U_a abgenommen.

Im folgenden wird weiter auf die Schaltung nach Fig.4 und den zugehörigen Impulsplan nach den Fig. 5a bis 5c eingegangen. An die im Teil 7Ί dargestellte Platzsynchronisation schließt sich die eigentliche Auswerteschaltung Tl mit Fchlersclbstkorrektur an. Da die Zuordnung Takt C/ zu Abtastwinkcl wegen des Einflusses der Synchronisationsart nicht zyklisch ist (vgl. Fig.6), muß eine andere Kanalzuordnung gewählt werden als diejenige nach F i g. 2. Es sind drei Schieberegister vorgesehen, die kurzer ausgebildet sind als dasjenige nach F i g. 2. Sie werden durch die Flipflops G und H, /und K bzw. L und Mgebildet. Der Inhalt eines jeden wird durch eine Antivalenzschaltung 40,41 und 42 verglichen, deren Wert in den Flipflops H O und P zwischengespeichert wird. Da sichergestellt ist, daß bei Vorliegen der Zählerstellung I in den Stufen A, B oder C des Ringzählers die entsprechenden Abtastpunkte in der Gegend des Maximums der Trägerschwingung liegen, also wenig stöi anfällig sind, werden nur diese zur Auswertung herangezogen. Im Impulsplan nach F i g. 5a bis 5e ist nur das Schieberegister, bestehend aus den Stufen G und H, eingezeichnet. Die Register /, K und L, M schalten entsprechend ihrem Takt später. Die Stellung der Flipflops N, O, P wird durch eine »2 aus 3«-Schaltung gemittelt und jeweils einmal pro Zählerzyklus im Flipflop Q gespeichert. Eine Wertetabelle der »2 aus 3«-Schaltung ist in F i g. 11 dargestellt. Die Bezeichnungen Φ, X, \d_yn und hochgestelltes π bzw. n— 1 sind im Zusammenhang mit F i g. IC bereits erläutert worden. Es schließt sich dann di« bereits beschriebene Schwerpunktauswertung im Tei Γ3 in F i g. 4 an.

Damit die Anordnung nach Fig.4 eine definierte Anfangsstellung hat und im besonderen die Platzsynchronisation arbeitet, ist folgendes vorgesehen: Alle ar dem Schaltzeichen der Flipflops eingetragenen r- unc s-Eingänge müssen vor dem Einschalten kurz ar I-Potential gelegt werden. Das Flipflop λ" sichert danr den Synchronlauf des Ringzählers. Die Flipflops Y unc Z halten die Flipflops N, O, P in einer logischer 0-Stellung fest, bis der zweite Zählerzyklus vorbei ist Der erste Impuls am Ausgang der Stufe A de: Ringzähiers A = Id_yn bewirkt, daß das Flipflop Vauf eim statische 1 (Y=I) gebracht wird. Der zweite Irnpul: A = ldyn bewjrkt, daß das Flipflop Zstatisch I wird (Z= I und damit Z=O. Erst dann werden die /Eingänge dei Flipflops N, O und P freigegeben. Damit sind die erstei zwei Undefinierten Vergleichswerte der Schieberegiste! G, H, J, K und L, M ausgeblendet. Durch dies* Anfangsstellung wird die Schaltung in den Zustand eine; logischen 0 gebracht. Die erste Phasenlage de: ankommenden Signals ist somit als eine logische ( definiert und für den gesamten Empfang »Kehrlage«.

Die Anordnung arbeitet sehr sicher. Die Platzsyn chronisation fällt auch bei sehr kleinen Rauschabstän den nicht außer Tritt. Die Tastwerte werden im Verlau der Auswertung oftmals gemittelt. In den einzelnei Kanälen besteht eine Fehlerselbstkorrektur wegei zweimaligem Eingehen jedes Wertes.

Bei /ö= 16 MHz sind acht Vollschwingungen in Zeichen, d.h. 16 Zyklen des Zählers entfallen auf eil Zeichen. Die Schwerpunktauswertung hat ü = 6Schrit te, d. h. wenn während eines Zeichens 5 Halbwellei falsch ankommen, also 11 richtig, so wird das Zeichei immer noch richtig erkannt. Im Impulsdiagramm nacl F i g. 5a bis 5e sind einige Tastfchler und ihr Ausmittelung im Verlauf der Schaltung gcstrichcl eingezeichnet.

Hierzu 12 Blatt Zeichnungen

Claims (12)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Demodulation phasengetasteter Signale, die aus einer einer Trägerschwi ig aufgetasteten, zu übermittelnden digitalen Ze nenfolge bestehen, wobei die eine Phasenlage das eine digitale Zeichen (J) sowie die um 180° ersetzte Phasenlage das andere digitale Zeichen (0) darstellt, und wobei Abtastproben von Momentanwerten des phasengetasteten Signals mit einer Frequenz, die einem Vielfachen der Frequenz der Trägerschwingung entspricht, abgenommen werden, die Polarität dieser Abtastproben festgestellt wird, und zueinander in bestimmter, regelmäßiger zeitlicher Zuordnung stehende Abtastproben hinsichtlich ihrer Polarität miteinander verglichen werden, d a durch gekennzeichnet, daß jeweils einem bestimmten Winkel der Halbperiode der Trägerschwingung entsprechende, aufeinanderfolgende Abtastproben verglichen werden, daß die Folge zweier polaritätsmäßig ungleicher sich entsprechender Abtastwerte aus zwei aufeinanderfolgenden Halbperioden der Trägerschwingung anzeigt, daß kein Umtasten des Signals stattgefunden hat, und daß die Folge zweier vorzeichenmäßig gleicher sich entsprechender Abtastwerte aus zwei aufeinanderfolgenden Halbperioden anzeigt, daß ein Umtasten der Trägerschwingung stattgefunden hat, so daß eine demodulierte digitale Zeichenfolge aus den Anzeigen des Vorliegens einer Umtastung der Trägerschwingung entnommen wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastrate (n) so hoch gewählt wird, daß sie lediglich durch die maximale Geschwindigkeit der verwendeten digitalen Schaltelemente begrenzt ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtaststellen vorwiegend in die Nähe des Maximums und Minimums der Trägerschwingung gelegt werden.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zum Erzielen einer Selbstkorrektur eingetasteter Fehler jede der Abtaststellen pro Halbperiodenwinkel mit Hilfe einer Auswahlschaltung in einem eigenen, getrennten Kanal ausgewertet wird und daß die Korrektur dadurch erfolgt, daß jeder Abtastwert zweimal zur Auswertung herangezogen wird.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine zeitliche Mitteilung der digitalen Werte (0, I) nach Durchführung des Vergleichs so vorgenommen wird, daß festgestellt wird, um vieviel ein Zeichen (I oder 0) über das andere überwiegt, und daß zwei Schwellen bestehen, wobei bei Überschreitung der oberen Schwelle nach oben der Ausgang auf I und bei Überschreitung der unteren Schwelle nach unten der Ausgang auf 0 gesetzt wird (Schwerpunktauswertung).

6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich zur zeitlichen Mittelung in jedem Kanal noch eine Scharmittelung über alle Kanäle durchgeführt wird.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Schwerpunktauswertung, die sich ergebenden Vergleichswerte 1 und 0 seriell in ein Schieberegister mit 1 Bit eingeschoben werden und durch parallele Addition festgestellt wird, wieviel logische I sich zu jedem Zeitpunkt im Schieberegister befinden, daß eine untere Grenze in der Anzahl der addierten Werte eingeführt wird, die eine Zahl kleiner als die Hälfte der Bitzahl 1 beträgt, und eine obere Grenze in der Anzahl der addierten Werte eingeführt wird, die eine Zahl größer als die Hälfte der Bitzahl 1 beträgt, daß bei Unterschreitung der unteren Grenze nach unten der Ausgang auf Null geschaltet wird, daß bei Überschreitung der unteren Grenze nach oben die Null am Ausgang bleibt, daß bei Überschreitung der oberen Grenze nach oben der Ausgang auf Eins geschaltet wird und daß bei Unterschreitung der oberen Grenze nach unten die Eins am Ausgang erhalten bleibt.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte einem sowohl für Links- als auch für Rechtsverschiebung eingerichteten Schiebezähler mit ü Bit eingegeben werden, der immer in einer, jedoch nicht derselben Stufe eine logische I aufweist, die an den Enden des Schieberegisters nicht ausgespeichert werden kann, sondern dort in der jeweils letzten Stufe stehenbleibt, daß diese eingespeicherte logische I bei einem eingegebenen Vergleichswert I nach rechts und bei einem Vergleichswert 0 nach links verschoben wird, daß sich bei Eintreffen einer Überzahl von ü an Vergleichswerten I gegenüber Vergleichswerten 0 die eingespeicherte I in der rechten Endlage befindet und bei Eintreffen weiterer Vergleichswerte I nichts ändert, daß bei einer Überzahl ü an Vergleichswerten 0 dasselbe für die linke Seite gilt und daß jeweils bei Vorliegen der eingespeicherten I in einer Endlage der Ausgang auf 0 bzw. I umgeschaltet wird und sich erst dann wieder ändert, wenn die andere Endlage erreicht wird.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle des Schiebezählers ein vorwärts und rückwärts zählender Dualzähler verwendet wird, der bei Eintreffen einer I in der einen Richtung und einer 0 in der anderen Richtung zählt, und daß der Zähler nicht vom höchsten Zählwert auf den Nullzustand übergehen kann und umgekehrt, sondern in den Endlagen stehen bleibt.

10. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle des Schiebezählers eine andere vorwärts und rückwärts zählende Einrichtung verwendet wird, welche über die Endlagen nicht hinauszählen kann.

11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei Nichtsynchronlauf der Abtastfrequenz mit der Frequenz des Trägers oder einer seiner Harmonischen (f_c¥=2nfo) durch Auslassen oder Hinzufügen von im Rhythmus des Taktes ausgegebenen Abtastwerten zu geeigneten Zeitpunkten durch Aufschalten von aus dem Signal gewonnenen Impulsen eine Platzsynchronisation vorgenommen wird.

12. Schaltung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das phasengetastete Signal (U_e) an einem Eingang eines mit seinem zweiten Eingang mit einer logischen Null beschalteten ODER-Gatters (J) geführt ist, anstelle dessen sich auch jede beliebige Schwellwertschaltung verwenden läßt, die je nachdem, ob der Eingang positiv oder negativ ist, eine Ausgangsspannung vom Pegel der logischen I oder der logischen 0

abgibt, daß der Ausgang dieses ODER-Gatters (I) mit dem Eingang eines von einem Takt gesteuerten Schieberegisters (a bis e) verbunden is,t, daß an das Schieberegister (a bis ejeine Antivalenzschaltung (4, 5) derart angeschlossen ist, daß sie aus zwei 5 ausgewählten Einzelstufen (a, e) zwei sich entsprechende Abtastwerte in zwei aufeinanderfolgenden Halbperioden vergleicht daß ein vom Takt (Cl) geschalteter Ringzähler (k, I, m, n) für die Kanalzuordnung vorgesehen ist, der so viele Zählstufen (k, I, m n) aufweist wie auszuwertende Abtastwerte pro Halbperiode vorhanden sind und von dem nur eine Zählstufe jeweils eine logische 0 enthält und die anderen eine logische I enthalten, wobei diese logische 0 durch den Takt (Cl) jeweils um eine Zählstufe verschoben wird, daß der Ausgang der Antivalenzschaltung (4, 5J mit Eingängen von durch den Takt (Cl) gesteuerten bistabilen Multivibratoren (f, g, Λ, j) verbunden ist, deren Anzahl der Zahl der auszuwertenden Abtaststellen pro Halbperiode entspricht und deren zusätzliche Eingänge jeweils mit dem entsprechenden Ausgang einer Zählerstufe des Ringzählers (k, I, m, n) verbunden ist, daß zur Abfrage der bistabilen Multivibratoren (f, g, h, j) eine von den einzelnen Zählerstufen des Ringzählers (k, I, m, n) gesteuerte Gatteranordnung vorgesehen ist, die aus zwei Reihen (7, 9, 11, 13 bzw. 6, 8, 10, 12) aus ausgangsseitig negierenden ODER-Gattern besteht, die eingangsseitig jeweils mit einem ihrer Eingänge mit einem der beiden Ausgänge der bistabilen Multivibratoren (f, g, h, j) verbunden sind, wobei eine Gatterreihe (6, 8, 10, 12 bzw. 7, 9, 11, 13) jeweils einer Ausgaugsseite einer bistabilen Kippstufe (f, g, h, j) zugeordnet und mit einer Wired-Or-Schaltung verbunden ist, und daß am Ausgang dieser Gatteranordnung (6 bis 13) zwei ausgangsseitig invertierende, an jeweils einem Eingang vom Takt gesteuerte ausgangsseitig invertierende ODER-Gatter (16, 17) vorgesehen sind, die jeweils an einem Eingang von einer Reihe der ausgangsseitig negierenden Gatter (6, 8, 10, 12 bzw. 7, 9, 11, 13) angesteuert sind und von denen das eine (16) bei jedem eine logische 0 ergebenden Abtastwert einen Impuls und das andere (17) bei jedem eine logische I ergebenden Abtastwert einen Impuls abgibt.