-
ImpulsschaltungLinsbesondeIe für Thyristorspeisegeräte Die Erfindung
betrifft eine Impulsschaltung zur Erzeugung periodischer in Bezug auf den Nulldurchgang
einer vorgegebenen Netzwechselspannung durch eine Steuergleichspannung in ihrer
Änfangsphasenlage proportional zur Größe der Steuergleichspannung steuerbare Rechteckimpulse,
insbesondere für Thyristorspeisegeräte mit Phasenanschnittsteuerung.
-
Thyristorspeisegeräte, die am Ausgang durch Anschnittsteuerung veränderbare
Gleichspannungsimpulse abgeben und die primärseitig an ein Wechsel- oder Drehstromnetz
angeschlossen sind, benötigen ein Impulserzeuger- und -steuergerät, das die zur
Zündung der Thyristoren erforderlichen Impulse liefert.
-
An ein solches Gerät werden folgende Anforderungen gestellt: a) die
Impulse sollen am Gerätausgang im Takt der Netzfrequenz erscheinen; b) die Anfangsphasenlage
der Impulse relativ zum liulldurchgang
der Netzspannung soll als
lineare Funktion einer von außen anzulegenden Gleichspannung veränderbar sein; c)
die vordere Impulsflanlie der abzugebenden Impulse soll möglichst steil sein, um
die Thyristor-Einschaltverluste klein zu halten; d) Störimpulse, die beispielsweise
über die unvermeidlichen Verdrahtungskapazitäten und -induktivitäten der Verbindungsleitung
zwischen dem Steuergerät und den Thyristoren an den Ausgang des Impulssteuergeräts
gelangen, dürfen nicht zur Bildung eines unkontrollierbaren Zündimpulses führen;
e) die von der angelegten veränderbaren Steuergleichspannung abhängige Phasenlage
der Zündimpulse, d.h. die Ausgangskennlinie des Impulserzeuger-und -steuergeräts
soll möglichst kleinen Fertigungsstreuungen unterliegen; f) Oberwellen in der Versorgungsspannung
sollen die vorgenannte Kennlinie möglichst wenig beeinflussen; g) trotz der geforderten
Unempfindlichkeit gegen Störspannungen auf der Versorgungsspannung und am Impulsausgang
soll das Gerät im Hinblick auf eine gute Regeldynsmik auf Änderungen der Steuergleichspannung
möglichst ohne zusätzliche Verzögerung ansprechen; h) der Schaltungsaufwand soll
möglichst gering sein.
-
Mit bekannten Impulsgeräten, die im Prinzip weiter unten noch näher
erläutert werden, lassen sich die Anforderungen a bis g mehr oder weniger gut erfüllen.
Der für die Erfüllung aller Forderungen bisher jedoch nötige Schaltungsaufwand ist
ganz beträchtlich. Es ist daher Aufgabe der Erfindung durch einen äußerst einfachen
Schaltungsaufbau sämtliche oben angegebenen Anforderungen an ein Impulserzeuge und
-steuergerät, das insbesondere die zur Zündung von Thyristoren erforderlichen Impulse
zu liefern vermag, zu erfüllen, wobei die nach dem Stand der Technik mögliche Impulsqualität
mindestens beibehalten werden soll.
-
Die Erfindung ist bei einer Impulsschaltung der eingangs erwcjhnten
iirt gekennzeichnet durch ein Paar in Mitkopplungsschaltung miteinander verbundener
komplementärer Transistoren, dessen einer Eingangstransistor eingangsseitig an ein
RC-Integrationsglied angeschlossen ist, dessen Kondensator durch eine von der Wechselspannug
gesteuerte Ventilanordnung überbrückt ist, wobei der Einsatzpunift für die den Üffnungswinkel
des Transistorpaares bestimmende Auf- und Entladung des Kondensators durch die am
dem Eingang des Eingangstransistors abgekehrten hnschlußende des Kondensators angelegte
Steuergleichspannung bestimmt ist.
-
Vorteilhafterweise besteht die Ventilanordnung aus zwei kathodenseitig
galvanisch miteinander verbundener Dioden, wobei die Anode der einen Diode am Anschlußpunkt
des RC-Integrationsglieds für den Eingang des Transistors und die Anode der anderen
Diode an Anschlußende des Kondensators für die Steuergleichspannung angeschlossen
ist. Der Widerstand des RC-Integrationsglieds liegt dann, insbesondere wenn eine
genau reproduzierbare Beziehung zwischen dem Wert der Steuergleichspannung und der
Phasenlage der erzeugten Impulse gefordert wird,an dem, dem Eingang des Transistors
abgekehrten Ende an einer starren Bezugsgleichspannung. Die steuernde Wechselspannung
wird der Ventilanordnung an den beiden miteinander verbundenen Kathoden der Dioden
zugeführt, wobei je nach der Größe der Wechselspannung die Nathoden der Dioden mit
dem Anschlußpunkt der Wechselspannung über einen Vorwiderstand verbunden sein können.
-
Das orwähnte komplementäre Transistorpaar wird durch einen npn-Transistor,
beispielsweise als Eingangstransistor, und einen pnp-Transistor als Ausgangstransistor
gebildet. Bei einer erprobten vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung liegen
die beiden Transistoren in Emitter-Basis-Schaltung, wobei dann der Mittkopplungsweg
vom Kollektor, d.h. Ausgang des husgangstransistors auf die Basis des Eingangstransistors
über einen geeignet gewsihl-en Ohm'schen Widerstand erfolgt. Um möglichst wenig
Bauclemente zu benötigen, kann die Anordnung so getroffen
sein,
daß als Arbeitswiderstand des Eingangstransistors die Emitter-Basis-Strecke des
Ausgangstransistors und gegebenenfalls ein einziger zusätzlicher Ärbeitswiderstand
dient.
-
Wenigstens einer der Emitter der beiden Transistoren, beispielsweise
der Eingangstransistor, liegt emitterseitig auf einem starren Bezugspotential, beispielsweise
auf Masse, um so genau reproduzierbare Verhältnisse und eine weitgehend lineare
Beziehung zwischen der Steuergleichspannung und der Phasenlage der Ausgangsimpulse
in Bezug auf den Nulldurchgang der steuenden Wechselspannung zu gewährleisten.
-
Durch eine einfache Schaltungsmaßnahme, nämlich durch eine einzelne
Diode in Reihe zwischen dem Kollektor des Ausgangstransistors und dem Ausgang des
Geräts, läßt sich erreichen, daß auf den Geräteausgang gelangende Störimpulse wirksam
unterdrückt werden, so daß insbesondere auch die Transistoren gegen plötzlich auftretende
Spannungsspitzen auf der Ausgangsleitung wirksam geschützt sind. Gleichzeitig wird
durch diese einfache Schaltungsmaßnahme erreicht, daß über den hlitkopplungsweg
vom Ausgang des Geräts her kein unerwünschter, weil unkontrollierbarer Ladestrom
auf den Kondensator des RC-Integrationsglied während der Zeitperiode tErdessen Aufladung
gelangen kann.
-
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Zeichnungen beispielshalber
erläutert. Es zeigt: Bild 1 in Blockschaltbilddarstellung das Prinzip der bisher
bekannten Impulsgeräte, wobei im Bild rechts die Strom-bzw.
-
Spannungsverläufe an den Aus- und Eingängen der jeweiligen Stufen
angedeutet sind; Bild 2 den Schaltungsaufbau eines erfindungsgemäßen Impulserzeuger-
und -steuergeräts; Bild 3A u. 3B dient zur Verdeutlichung der Signalabläufe an verschiedenen
Punkten der Schaltungsanordnung nach Bild 2, wobei zwei verschiedene Werte für die
Steuergleichspannung zugrunde gelegt werden und
Bild 4 dient zur
Verdeutlichung der Vorgänge in der Schaltung nach Bild 2, wenn die eingangsseitige
Netzwechselspannung von einer Brummspannung überlagert ist.
-
Die nach dem Stand der Technik bekannten Impulserzeuger- und -steuergeräte
arbeiten nach dem in Bild 1 gezeigten Prinzip.
-
Die Versorgungs- oder Netzwechselspannung durchläuft ein Filter 1.
Die an dem Ausgang dieses Filters 1 erscheinende oberwellenarme Wechselspannung
wird beispielsweise einem Schmitt-Trigger oder einem in gleicher Weise arbeitenden
bistabilen Element 2 zugeführt, das an seinem Ausgang eine der Eingangswechselspannung
phasengleiche Rechteckspannung abgibt. Diese Rechteckspannung steuert einen Integrator
3, der eirtBägezahnspannung liefert. In der darauf folgenden Vergleicherstufe 4
wird die Sägezahnspannung mit einer Steuergleichspannung verglichen.
-
Am Ausgang der Vergleicherstufe 4 erscheint dann ein Spannungssprung,
wenn die Sägezahnspannung größer wird als die Steuerspannung. Die nachgeschaltete
Impulsverstärkerstufe 5 dient zur Leistungsverstärkung, zur Entkopplung und gegebenenfalls
zur Verbesserung der vorderen Impulsflanke.
-
flit diesen bekannten Impulserzeuger- und -steuergeräten lassen sich
die oben angegebenen technischen Forderungen a bis g zufriedenstellend erfüllen,
der Schaltungsaufwand und die fertigungstechnisch einzuhaltenden Toleranzbedingungen
sind jedoch , wie bereits erwähnt, ziemlich hoch.
-
Bei der im Bild 2 beispielshalber gezeigten Schaltungsanordnung eines
erfindungsgemäßen Impulserzeuger- und -steuergeräts werden lediglich zwei Transistoren
und einige passive Bauelemente benötigt, womit sich sämtliche Forderungen a bis
g sehr zufriedenstellend erfüllen lassen.
-
Die eigentliche Impulserzeugerstufe besteht im dargestellten Beispiel
aus zwei komplementären Transistoren, d.h. einem npn-Transistor 13 als Eingangsstufe
und einem pnp-Transistor 14
als Aüsgangsstufe, die beide in Emitter-Basis-Schaltung
liegen.
-
Der Ausgang, d.h. der Kollektor des Transistors 13 ist über einen
Widerstand 16 auf den Eingang, d.h. die Basis des Transistors 14 geschaltet, so
daß bei dem emitterseitig an einer popositiven Speisespannungsklemme 5 liegenden
Transistor 14 die Basis-Emitter-Strecke dieses Transistors 14 und der Widerstand
16 als Arbeitswiderstand für den Transistor 13 zu betrachten sind. DerAusgang, d.h.
der Kollektor des Transistors 14 ist vom Punkt 19 über einen Widerstand 18 auf den
Eingang, d.h.
-
die Basis des Transistors 13 gekoppelt, so daß im weiter unten zu
erläuternden Sinne bei Ansteuerung der beiden miteinander gekoppelten Transistoren
13 und 14 an der Basis des Transistors 13 eine I"iittkopplungsschleife gebildet
ist.
-
Die Basis des Transistors 13 ist über einen Widerstand 17 an einen
Anschiußpunkt 12 eines RC-Integrationsgliedes angeschlossen, das durch einen Widerstand
11 und einen Kondensator 2 gebildet ist. Der Kondensator 2 ist durch die Reihenschaltung
zweier Dioden 8 und 9 überbrückt, wobei die Anordnung so getroffen ist, daß die
beiden Anschlußenden des Kondensators 2 jeweils mit einer Anode verbunden sind,
während die Kathoden der Dioden 8 und 9 galvanisch miteinander verbunden und über
einen Vorwiderstand 10 an eine Anschlußklemme 3 geführt sind, die die Eingangsklemme
für die steuernde Netzwechselspannung bildet.
-
Die Steuergleichspannung wird dem unteren Fußpunkt 1 des Kondensators
2 zugeführt, wobei für die weiter unten erläuterte Funktionsweise der Schaltungsanordnung
gilt, daß eine Spannung null an diesem Punkt, bezogen auf das Potential,an einer
Klemme 7 einer größtmöglichen Aussteuerung, d.h. einem frühestmöglichen Zündwinkel
entsprechen soll. Im dargestellten Beispiel liegt an der Klemme 7 Massepotential,
wobei zweckmässigerweise der Emitter des Transistors 13 unmittelbar an dieses Massepotential
gelegt ist. Eine negative Steuergleichspannung von etwa 5 Volt soll bei der dargestellten
Schaltunsanorunung
einen spätesten Zündwinkel entsprechen. An der
Klemme 3 wird, wie erwähnt, die Netzwechselspannung zugeführt, auf deren Nulldurchgang
ins Positive der Zündwinkel, d.h. die Impulsvorderflunke der zu erzeugenden Impulse
bezogen sein soll. Die Wechselspannung soll groß sein gegenüber dem möglichen Hub
der Steucrgleichspannung an Punkt 1. Das dem Punkt 12 abgekehrte Ende des Wideistandes
11 des RO-Integrationsgliedes 2,11 ist am Punkt 4 an eine ausreichend stabilisierte
positive Gleichspannung (iur die gewählte Schaltung etwa 15 Volt) angeschlossen.
An der Elenme 5 wird eine leistungsfähige, gegebenenfalls stabilisierte Gleichspannungsquelle
zur Spannungsversorgung für die TRansistoren 13 und 14 angeschlossen. Die erwünschten
Impulse treten als positive f3pannungsimpulse an der Klemme 6 auf.
-
Im folgenden wird die Funktionsweise der soweit beschriebenen Schaltungsanordnung
in Einzelheiten erläutert.
-
Solange die Wechselspannung an der Kleinine 3 negativ ist, sind die
beiden Dioden 8 und 9 leitend. Die lfiderstände 10 und 11 sind so ausgelegt, daß
der von der Wechselspannung über den Widerstand 10 abgesaugte Strom größer ist als
der Strom, der von der positiven Spannung an der Klemme 4 über den Widerstand 11
getrieben wird. Da beide Dioden 8 und 9 leitend sind, steht über dem Kondensator
2 keine Spannung,und am Punkt 12 erscheint die an Punkt 1 angelegte Steuergleichspannung.
Da diese Steuergleichspannung voraussetzungsgemäß nur zwischen null und negativen
Werten variieren soll, ist der Transistor 13 und damit auch der Transistor 14 gesperrt.
Die Widerstände 15, 16, 17 und 18 sind stromlos. Am Ausgang 6 erscheint kein Impuls.
-
Geht die Wechselspannung in die positive Halbwelle über, so werden
die Dioden 8 und 9 in dem Moment gesperrt, da der Momentanwert der Wechselspannung
den Wert der Steuergleichspannung übersteigt. Der Kondensator 2 wird damit über
Widerstand 11 von der Gleichspannung an der Klemme 4 aus aufgeladen. Die sich am.
Kondensator 2 aufbauende Spannung entspricht am Punkt 12 der algebraischen Summe
aus der-angelegten Steuergleichspannung am Punkt 1 und der Spannung über dem Kondensator
2.
-
Die im einzelnen interessierenden Spannungsverläufe sind in Bild 3
dargestellt. Zum Zeitpunkt t1 (s.Bild 5 ) erreicht die Spannung am Punkt 12 den
Wert der Basis-Emitter-Schwellspannzng des Transistors 13. Dieser Transistor 19
wird damit leitend, so daß sein Rollektorpotential etwas absinkt. Dies hat zur Folge,
daß sofort auch der Transistor 14 zu leiten beginnt, dessen Kollektorpotential am
Punkt 19 damit ansteigt und über den Widerstand 18 fließt der Basis des Transistors
13 ein zusätzlicher Steuerstrom zu, so daß durch den damit bestehenden Mitkoppeleffekt
die Basis des Transistors 13 zu positiven Spannungswerten nach oben gerissen wird
und der Transistor 13 voll durchschaltet. Damit wird auch der Transistor 14 voll
geöffnet und es entsteht an Punkt 19 ein steiler Spannungsanstieg, der von zufälligen
Änderungen der Steuerspannung am Punkt 1 nach Beginn der Impulsbildung nicht mehr
abhängt-. Über einen Ausgangswiderstand 15 und eine Diode 20 gelangt die Spannung
am Punkt 19 an den Impulsausgang 6 und kann von dort aus in bekannter Weise einem
zu steuernden Thyristor 21, einem Ohmschen Verbraucher, einem G]eichstro':imotor,
einem Inverterantrieb, einer Drehstrommaschine mit vorgeschaltetem Umrichter, einem
Heizungsgerät oder dgl. zugeführt werden.
-
Nach erfolgter Durchschaltung der Transistoren 13 und 14- bleibt die
Spannung am Punkt 12 etwa konstant und entspricht der Basis-Emitter-Spannung bei
durchgeschaltetem Transistor 13, da der Widerstand 17 im Vergleich zu Widerstand
11 sehr niederohmig ist (s. Kurve 12 zwischen t1 und t2 in Bild 3A).
-
Unterschreitet die Wechselspannung 3 zum Zeitpunkt t2 die Spannung
am Punkt 12, so werden die Dioden 8 und 9 wieder leitend und die Spannung am Kondensa,tor
2 bricht zusammen. Der Impuls ist damit beendet, der Kondensator 2 ist entladen
und der Vorgang kann beim nächsten Anstieg der Wechselspannung zu positiven Werten
wieder von vorne beginnen.
-
Bild 3B zeigt die Verhältnisse, wenn die Steuergleichspannung am Punkt
1 anstelle von -2 Volt in Bild 3A auf -5 Volt abgesenkt wird. Ein Vergleich der
Bilder 3A und 3B zeigt, daß die Impulsverzögerung bezogen auf den Nulldurchgang
der Wechselspannung am Punkt 3 etwa linear von der angelegten Steuergleichspannung
an
Punkt 1 clbhängt. Die kurve 12' in Fig. 3B zeigt den Verlauf der Spannung am Punkt
12 bei einem stark negativem Wert der Steuergleichspannung. Die Kurve 6' läßt den
verzögert einsetzenden und damit kürzeren Impuls 6' erkennen.
-
Die Aufladung des Kondensators 2 bei gesperrten Dioden 8 und 9 erfolgt
natürlicit entsprechend einer exp-Funktion. Um gute und für die praxis ausreichende
Linearität zwischen Steuergleichspannung und dem Zündwinkel sicher zu stellen, sollte
das Verhältnis der Lade spannung am Punkt 4 zur maximalen Steuergleichspannung am
Punkt 1 nicht wesentlich kleiner werden als f: : 1, d.h.
-
bei maximalem Hub der Steuergleichspannung " spätestens Zündwinkel)
soll die Durchschaltung des Transistorpaares 13,14*bei Erreichen von 39 96 der Ladespannung
für den Kondensator 2 erfolgen.
-
Wt t der Schaltungsanordnung lassen sich Impulse mit Impulslängen
von etwa 1800 elektrisch, bezogen auf die Wechselspannung, d.h.
-
etwa entsprechend der Dauer einer Halbwelle der Wechselspannung erzeugen.
Zur Begrenzung der Impulsdauer kann zwischen der Ausgangsklemme 6 und dem Thyristor
(bzw.Verbraucher) 21 noch ein Zeitglied bekannt er ausführung eingeschaltet sein.
-
Vergleicht man die erfindungsgemäße Schaltung und ihre Funktionsweise
mit den oben aufgestellten Anforderungen, so ergibt sich, daß die Forderungen a
und b, d.h. die periodische Erzeugung der Impulse mit der Netzfrequenz und die Phasenlage
der Impulse relativ zum Nulldurchgang der Netzspannung als lineare Punktion einer
von außen zugeführten Gleichspannung erfüllt sind. Die Forderung c (steile Impulsflanke)
ist durch den Mitkoppeleffekt über Widerstand 18 erfüllt. Die Forderung d, daß Störimpulse
nicht zur Bildung unkontrollierbarer Zündimpulse führen dürfen, wird durch die Diode
20 erfüllt. Diese Diode verhindert einerseits, daß während der Zeit der Kondensatorladung
ein zusätzlicher unerwünschter Ladestrom über die Widerstände 15,18 und 17 auf den
Kondensator 2 gelangt und hält andererseits Spannungsspitzen, die unter Umständen
auf der Verbindungsleitung zum Thyristor auftreten können, vom Transistor 13 fern.
Gleichzeitig *spätestens
ist auch der Transistor 14 gegenüber Spannungsspitzen
geschützt.
-
Da der Zeitpunkt, zu den ein Impuls gegeben werden soll, durch Spannungsvergleich
anstelle von Stromvergleich bestimmt wird, und da der Integrations- oder Ladekreis
11,2 in der Zeit der Kondensatorentladung mit den übrigen Schaltelementen nur über
in Sperrichtung gepolte Halbleiterübergänge verbunden ist, ist die Zahl der die
Reproduzierbarkeit bestimmter Elemente gering, d.h. der Schaltunc?saufbau unterliegt
nur geringen Fertigungsstreuungen (Forderung e).
-
Sollte die Wechsel spannung, durch Oberwellen bedingt, mehrfache Nulldurchgänge
aufweisen, so setzt die Ladung des Kondensators 2 zwar etwas verfrüht ein, in den
Zeitintervallen negativer Wechselspannung j jedoch wird der Kondensator mindestens
teilweise wieder entladen (s. schraffierte Bereiche in Bild 4).
-
Nach dem endgültigen Übergang der Wochselspannung in den positiven
Halbwellenbereich ergibt sich dann der mit 121,gekennzeichnete Spannungsverlauf,
der von dem bei ungestörter Netzspannung zu beobachtenden Spannungsverlauf nur geringfügig
abweicht (Forderung f). Änderungen der Steuergleichsnannung am Punkt 1 bewirken
eine sofortige Änderung der Spannung am Punkt 12.
-
Der nächste auf die Änderung folgende Impuls wird deshalb schon entsprechend
der neuen Steuergleichspannung abgegeben (Forderung g).
-
Bei einem praktisch mit gutem Erfolg erprobten husführungsbeispiel
der Erfindung gemäß Bild 2 waren folgende technische Daten zugrundegelegt.
-
Wechselspannung am Punkt 3: ca. 50 V Steuergleichspannung, max.:
-5 V stabilisierte Gleichspannung am Punkt 4: 15 V Transistor 13: DC 107, f@ # 250
MHz Transistor 14: 2N 2905, f@ # 150 MHz
Widerstand 11 : 251 k
# Widerstand 17 : 1 k Widerstand 18 : 47 k # Widerstand 16 : 100 Widerstand 15 :
10 Q Widerstand 10 : 3,3 k# Spannung an Punkt 5: 15 V