DE2003863C3 - Verstärkungsregelungsschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Verstärkungsregelungsschaltung mit einem in Emittergrundschaltung betriebenen Verstärkertransistor, dessen Basis die zu verstärkenden Signale zugeführt und an dessen Kollektor die verstärkten Signale abgenommen werden, und mit einem quer zum Signalweg liegenden Regeltransistor, dessen Basis ein die Verstärkung der Schaltung bestimmender Steuerstrom zugeführt wird, dessen Emitter mit dem Emitter des Verstärkertransistors gleichstromgekoppelt ist und dessen über einen Gegenkopplungszweig mit seiner Basis verbundener Kollektor außerdem mit der Basis des Verstärkertransistors gleichstromgekoppelt ist.

Aus der DT-PS 932 435 ist eine Verstärkerschaltung bekannt, bei welcher der Verstärkertransistor einer ersten Verstärkerstufe mit Hilfe eines von seinem Kollektor auf seine Basis geführten Gegenmeterschwankungen stabilisiert ist, so daß Transistoren mit nicht genau übereinstimmenden Parametern verwendet werden können. Ferner ist aus der DT-AS 1156 111 ein zweistufiger Transistorverstärker bekannt, bei dem der Transistor der ersten Ver stärkerstufe ebenfalls mit Hilfe eines zwischen seinen Kollektor und seine Basis geschalteten Widerstandes gleichstromstabilisiert ist und mit seinem Kollektor galvanisch an die Basis des Transistors der zweiten

ίο Verstärkerstufe angeschlossen ist. Die Emitter beider Verstärkertransistoren sind zusammen an Bezugspotential geschaltet, und die Transistoren sind thermisch eng miteinander und mit einer wärme trägen Masse in Form des Chassis oder des Gehäuses gekoppelt, damit der Arbeitspunkt der Transistoren und damit der Verstärkungsgrad des Verstärkers nicht in unerwünschter Weise durch Temperaturänderungen der Transistoren wandert. In dieser Patentschrift ist allerdings auch von einer gewollten Verschiebung des Arbeitspunktes — und damit der Gesamtverstärkung — die Rede, die durch eine gewolite Änderung der Betriebstemperatur des gesamten Verstärkers erreicht werden kann, beispielsweise durch eine mehr oder weniger starke Belastung,

mit welcher sich die Kollektorströme der Transistoren, und damit die Gesamttemperatur des Verstärkers verändert.

Bei der eingangs erwähnten, aus der deutschen Patentschrift 1 247 405 bekannten Schaltung besteht die Gegenkopplung zwischen dem Kollektor und der Basis des Regeltransistors aus der Reihenschaltung eines veränderlichen Widerstands mit einem Kondensator. Um den Kollektorruhestrom des Verstärkertransistors zu stabilisieren, ist dieser Transistor mit einem Emitter-Gegenkopplungswiderstand versehen. Wird bei dieser bekannten Schaltung der Regeltransistor auf Grund einer Änderung des seiner Basis zugeführten Steuerstroms durchlässiger, so sinkt nicht nur sein Gleichstromwiderstand, sondern infolge der durch den Kondensator realisierten Wechselstromgegenkopplung auch sein Wechselstromwiderstand. Die am Eingang des Verstärkertransistors liegende Signalspannung wird somit stärker gedämpft. Die Wirkung der bekannten Schaltung beruht daher auf der Änderung der Eingangsdämpfung des Verstärkertransistors in Abhängigkeit von der Änderung des Wechselstromwiderstands des für Signale gegengekoppelten Regeltransistors.
Dieses bekannte Verstärkungsregelungsprinzip bringt jedoch verschiedene Probleme mit sich. Je stärker die Dämpfung des Ausgangssignals sein soll, desto höher muß der Verstärkungsfaktor des Regeltransistors sein, so daß eine Dämpfung des Ausgangssignals auf Null auf Schwierigkeiten stößt. Um bei der bekannten Schaltung den Betriebsstrom des Verstärkertransistors bis Null regeln zu können, ist eine zusätzliche Spannungsquelle im Emitterkreis dieses Transistors vorgesehen, was für eine Ausführung der Schaltung in integrierter Bauweise nicht günstig ist. Ferner haben

in der bekannten Schaltung geringe temperaturbedingte Gleichspannungsverschiebungen an der Basis des Regeltransistors hochverstärkte Gleichspannungsverschiebungen an der Basis des Verstärkertransistors zur Folge, so daß zur Temperaturstabilisierung der Wert des Emitter-Gegenkopplungswiderstands am Verstarkertransistor sehr groß sein muß. Dies und der zur Überbrückung dieses Widerstands notwendige

kopplur.gswiderstarides gleichstrommäßig gegen Para- Wechselstrom-Ableitkondensator erschweren eben-

falls die Herstellung der Schaltung in integrierter Bauweise. Schließlich haben der besagte Emitter-Gegenkopplungswiderstand und die besagte zusätzliche Spannungsquelle auch den Nacht ei-, daß mit ihnen der Bereich der mit der Verstärkungsrsgelungsschaltung erzielbaren Ausgangsamplituden klein ist.

Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine in integrierter Bauweise leicht herzustellende Verstärkungsregelungsschaltung anzugeben, die einen großen Regelbereich umfaßt und eine verbesserte Temperaturstabilisierung ermöglicht. Ausgehend von einer Schaltung der eingangs beschriebenen Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch die Gesamtheit der Merkmale gelöst, daß die Emitter der beiden Transistoren direkt miteinander verbunden sind und daß der Gegenkopplungszweig aus einem zwischen Kollektor und Basis des Regeltransistors geschalteten Gleichstromweg besteht, der einen Widerstand enthält.

Durch die erfindungsgemäße Gleichstromkopplung zwischen Kollektor und Basis des Regeltransistors hat dieser Transistor das Gleichstromverhalten eines Halbleitergleichrichters, der den Basis-Emitter-Übergang des Verstärkertransistors mit einer temperaturkompensierten Vorspannung versorgt. Eine die Steilheit und somit den Verstärkungsfaktor dieses Verstärkertransistors beeinflussende Änderung der Vorspannung erfolgt durch Änderung des Spannungsabfalls am besagten Widerstand, wenn sich der Kollektorruhestrom des Regeltransistors mit dem Steuerstrom ändert. Das Prinzip der erfindungsgemäßen Verstärkungsregelung beruht also nicht wie bei der bekannten Schaltung auf der Änderung der Eingangsdämpfung des Verstärkertransistors in Abhängigkeit von der Änderung des Verstärkungsfaktors des Regeltransistors, sondern durch Beeinflussung der Steilheit des Verstärkertransistors. Dieser Transistor läßt sich deswegen als emittergeerdeter Verstärker mit veränderlicher Steilheit und ohne temperaturkompensierende Gegenkopplung ausführen, weil durch direkte Kopplung seines Basis-Emitter-Übergangs mit dem als Diode wirkenden Regeltransistor eine ausreichend gute Temperaturstabilisierung erfolgt.

Das erfindungsgemäße Regelungsprinzip hat gegenüber der oben beschriebenen bekannten Schaltung im wesentlichen 3 Vorteile. Man kann die Verstärkiingsregelungsschaltung erstens leicht in integrierter Bauweise ausführen, weil sei keine Kondensatoren aufweist. Zweitens sind die Schwankungen des Betriebsstroms kleiner, so daß der Aufbau des Versorgungsteils einfach ist. Drittens umfaßt bei der erfindungsgemäßen Schaltung der Bereich der möglichen Ausgangsspannungsamplitiiden die gesamte zur Verfügung stellende Betriebsspannung.

Die Ernndung wird nachstehend an Hand einer Zeichnung am Ausführungsbeispiel einer Dämpfungsschaltung erläutert, jedoch läßt sich die Schaltung auch für Verstärkerzwecke verwenden.

Die Schaltung enthält zwei Transistoren 10 und 12, deren Emitter an ein Bezugspotenlial geschaltet sind. Zwischen Basis und Kollektor des Transistors 10 ist ein erster Widerstand 14 geschaltet, und der Kollektor ist ferner mit der Basis des Transistors 12 verbunden. Der Kollektor des Transistors 12 ist eistens mit einem Ausgangsanschluß 16 und zweitens über einen Lastwiderstand 18 mit einer Klemme 20 einer Speisespannungsqiicllc j Il verbunden.

Die von der Schaltung zu dämpfenden Signale werden über einen Eingangsanschluß 22 der Basis eines dritten Transistors 24 zugeführt, dessen Kollektor ebenfalls an die Klemme 20 geführt ist, während sein Emitter über einen Widerstand 26 mit dem Kollektor des Transistors 10 verbunden ist.

Ferner enthält die Schaltung einen Vorspannungswiderstand 28, welcher von der Basis des Transistors 10 zu einem Dämpfungsregelanschluß 30 führt, welcher mit einer einstellbaren Gleichspannungsquelle V₁ verbunden ist, die zur Veränderung der Vorspannung des Transistors 10 dient. Durch eine solche Veränderung wird die Dämpfung der dem Eingang des Transistors 24 zugeführten Signale verändert, welche durch den Transistor 24 und den Widerstand 26 zum Ausgangstransistor 12 gelangen.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Signaleingangsanschluß 22 mil dem Ausgang einer Begrenzerstufe eines Verarbeitungskanals für winkelmodulierte Schwingungen bei einem Fernsehempfänger verbunden, welcher modulierte Schwingungen einer Mittelfrequenz von 4,5MHz liefert. Diese Schwingungen können typischerweise eine Spitzenaniplilude von wenigen Volt und einen Gleichstrompegel von 3,5 Volt gegen Masse aufweisen.

Der Ausgangsanschluß 16 ist wiederum mit einer Demodulatorstufe des Verarbeitungskanals verbunden, beispielsweise mit einem Frequenzmodulationsdeiektor, wie er in der USA.-Patentanmeldung. Serial Nr. 705 709 vom 15. Februar 1968. beschrieben ist.

Zur Erläuterung des Betriebs sei angenommen, daß die Transistoren 10 und 12 von der gleichen Klassifikation sind und in ihren Charakteristika einander gut angepaßt sind. Ferner sei angenommen, daß der Wert des Widerstandes 14 etwa ein Zehntel der dynamischen Impedanz des Transistors 10 und dessen Basis aufweist und einen ähnlichen oder gleichen proportionalen Bruchteil des Wertes des Widerstandes 28 hat.

Liegen diese Widerstandsverhältnisse vor und ist die Gleichspannungsquelle V< am Anschluß 30 auf 0 Volt eingestellt, dann fließt praktisch der gesamte Gleichstrom des Transistors 24 und des Widerstandes 26 durch den Transistor 10. Der nicht durch den Transistor 10 fließende Strom Hießt statt dessen durch den Widerstand 14, ist aber so gering, daß an diesem Widerstand nur ein sehr kleiner Gleichspannungsabfall auftritt.

Der durch den Widerstand 26 fließende Gleichstrom ist hierbei praktisch gleich dem durch den Transistor 12 und seinen Lastwiderstand 18 fließenden Strom. Der Grund hierfür liegt darin, daß die Basis-Lmitterübergänge der beiden Transistoren 10 und 12 praktisch parallel geschaltet sind und beide Transistoren von der gleichen Klassifikation sind.

Es sei nun angenommen, daß die Steuerspannungsquelle K₂ so eingestellt wird, daß sie an den Steueranschluß 30 eine positive Gleichspannung liefert. Diese Gleichspannung hat einen entsprechenden Stromfluß durch die Widerstände 28 und 14 in einer Richtung zur Folge, daß die Leitfähigkeit des Transistors 10 ansteigt. Bei dieser Erhöhung der Leitfähigkeit sinkt die Kollektorgleichspannung des Transistors 10 und damit die Basisgleichspannung des ^xransitors 12 ab. Dadurch verringert sich der durch den Transistor 12 fließende Gleichstrom, so daß auch die Übertragungssteilheit des Transistors 12 abnimmt. Da die Spanniingsverstärkung der mit geerdetem Emitter betriebenen Transistorsture 12 unmittelbar "ro'^ortiona! der Steilheit ist sinkt iuich die

Amplitude der am Kollektor des Transistors 12 und am Anschluß 16 anliegenden Signale entsprechend. Auf diese Weise ergibt sich die gewünschte Dämpfung der zugeführten Eingangssignale.

Die Gleichspannung an der Basis-Emjtter-Diode des Transistors 12 läßt sich ausdrucken durch die Gleichung

., k t h I₁, n,

q h βΛ-Ι

wobei A. die Boltzmann-Konstante, T die absolute Temperatur in Grad Kelvin, q die Eleklronenladung, /_e der Emitterstrom des Transistors 12 und /_s der Sättigungsstrom dieses Transistors ist. Ferner ist r_ec der Emitter- und Kontaktwiderstand des Transistors 12, während ri sein Basiseingangswiderstand und β seine Durchlaßstromverstärkung ist.

Vernachlässigt man die Wirkung der beiden letzten Ausdrücke der Gleichung 1 und setzt den Ausdruck

— = 26 mV bei Zimmertemperatur, dann sieht man,

daß ein Absinken von Vbe um etwa 18 mV einer Reduzierung des Emitterstromes dieses Transistors auf die Hälfte entspricht.

Der Kollektorgleichstrom des Transistors 12 verringert sich also bei einem Absinken der Kollektorgleichspannung des Transistors 10 um 18 mV auf die Hälfte. Damit sinkt auch die Steilheit und die entsprechende Signalverstärkung auf die Hälfte. Eine Verringerung der Gleichspannung um je 18 mV bringt also eine Verstärkungsminderung um 6 dB. Das Absinken um 18 mV bzw. um mehr oder weniger ergibt sich aus dem Zusammenwirken der Widerstände 14 und 28 mit der Spannungsquelle V₂.

Wenn die Gleichspannungskomponente des dem Eingangsanschluß 22 zugeführten Signals, wie bereits erwähnt, in der Größenordnung von 3,5 V liegt, dann wird für den Potentialabfall von 18 mV am Kollektor des Transistors 10 nur eine sehr kleine Änderung des durch den Transistor 10 fließenden Stromes benötigt, wenn der Widerstand 26 einen Wert in der Größenordnung einiger kOhm hat. Da sich der durch den Widerstand 26 fließende Strom nicht sehr stark ändern muß. um diese Gleichspannungsänderung zu bewirken, arbeitet der Transistor 10 praktisch linear. Mit den in der Zeichnung angegebenen Werten läßt sich die Gleichspannungsänderung von 18 mV durch Erhöhen der Basis-Spannung des Transistors 10 um etwa 1 oder 2 mV bewirken, so daß der Transistor 10 insbesondere als linearer Spannungsverstärker arbeitet.

Im Betrieb zeigt die dargestellte Schaltung praktisch eine linear-logarithmische Charakteristik, wie sie insbesondere bei Tonfrequenzverstärkern wünschenswert ist, die mit einer Gleichspannung geregelt werden. Werden die relativen Werte für die Widerstände 14 und 28 genau ausgewählt, dann führt eine Gleichspannungsänderung der Spannungsquelle K₂ von beispielsweise 1 V zu einer Amplitudenänderung eines am Anschluß 16 abgenommenen Ausgangssignals um 6 db.

Die beschriebene Schaltung eignet sich insbesondere zur Herstellung in integrierter Form, da sämtliche Bauteile (mit Ausnahme der Spannungsquellen) sich nach den heute bekannten Verfahren herstellen lassen. Die Werte der Ausdrücke r_ec und /V aus Gleichung 1 hängen von den physikalischen Abmessungen im integrierten Aufbau ab. Die Werte ergeben sich zu 3 bzw. 40 Ohm, wenn der integrierte Aufbau klein ist, beispielsweise als Teil eines Verarbeitungskanals für winkelmodulierte Schwingungen ausgebildet ist, wobei die Abmessungen dieses Verarbeitungskanals etwa 1,25 mm im Quadrat und die Abmessungen des Transistors 12 etwa 0,09 -0,14 mm betragen. Die Stromverstärkung/? beträgt hierbei etwa 50.

Wird der Gleichstrom des Transistors 12 zunächst auf 1 mA eingestellt, so bringen die letzten beiden Ausdrücke der Gleichung 1 eine Additionsgröße von

ίο 3,8 mV zur Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 12. Wird der Kollektorstrom des Transistors 12 zu einer Signaldämpfung verringert, so können, wie sich gezeigt hat, diese letzten Ausdrücke zu einem Verzerrungsanteil des Ausgangssignals führen, der in manchen Fällen unerwünscht ist. Eine solche Wirkung tritt jedoch nicht ein, wenn es sich um winkelmodulierte Schwingungen handelt, weil die Verzerrungen als Amplitudenmodulation auftreten, die vom nachfolgenden Frequenzdemodulator unterdrückt wird.

Verwendet man die dargestellte Schaltung als Tonfrequenzvorverstärker, so können diese Verzerrungen jedoch sehr störend werden. Zur Verringerung dieser Probleme kann der durch die Transistoren 10 und 12 fließende Strom herabgesetzt werden, so daß diese letzten Ausdrücke der Gleichung 1 kleiner werden. Andererseits kann die Schaltung auch mit etwas größeren Dimensionen aufgebaut werden, so daß die Werte für r_cc und #V bei gleicher Stromverstärkung β kleiner werden.

Bei der dargestellten und beschriebenen Schaltung werden diese Verzerrungen jedoch noch auf andere Weise verringert. Da die am Emitter des Transistors 24 auftretende Amplitude des Wechselspannungssignals sich verändert, verändert sich auch der Anteil des durch den Widerstand 14 zur Basis des Transistors 10 gelangenden Signals in gleicher Weise. Ebenfalls ändert sich der Kollektorstrom des Transistors 10 in gleicher Richtung wie das Signals, so daß die dynamische Impedanz am Kollektor des Transistors 10 sich in umgekehrter Richtung ändert. Der Transistor 24 und der Widerstand 26 bilden praktisch eine Konstantstromquelle, und daher ändert sich das Signal am Kollektor des Transistors 10 entgegengesetzt zu den vom Transistor 24 gelieferten Signalen, so daß eine Vorverzerrungskomponente der zum Transistor 12 gekoppelten Signale eintritt. Diese Komponente ist jedoch den vom Transistor 12 selbst auf Grund der Änderungen seiner Steilheit bei zugeführten Signalen erzeugten Verzerrungskomponenten entgegengerichtet.

Bei einer innerhalb des Regelbereiches erzeugten

Dämpfung von etwa 40 db betrug die Verzerrung des gedämpften Signals nur 2%· Durch eine weitere

Verringerung der Werte r_ec und r&' ließ sich die Verzerrung noch weiter auf nur wenige Zehntel Prozent herabsetzen. Eine noch stärkere Verringerung läßt sich durch eine Verkleinerung des Wertes des Widerstandes 14 im Verhältnis zu Widerstand 28 und zui Eingangsimpedanz des Transistors 10 erreichen.

Die beschriebene Dämpfungsschaltung läßt sich außerordentlich leicht realisieren und bringt keinerlei Nachteile für das Übertragungsverhalten. Die Schaltung hat sich als Dämpfungsschaltung für Hochfrequenzen in dem erwähnten Bearbeitungskanal füi

winkelmodulierte Schwingungen bewährt, sie eignei sich jedoch ebenfalls für Fernsteuerzwecke, wo eine gleichspannungsgesteuerte Verstärkungsänderung mii linear-logarithmischem Verhalten gewünscht wird

Bei der beschriebenen Ausführungsform führen die Transistoren 10 und 12 anfänglich dieselben Gleichströme, weil sie wegen ihrer gemeinsamen Herstellung die gleichen physikalischen Eigenschaften haben. Jedoch kann auch vorgesehen werden, daß die Gleichströme anfänglich in einem anderen Verhältnis zueinander stehen, wenn die beiden Transistoren in unterschiedlicher Größe (beispielsweise hinsichtlich ihrer Emitterflächen) hergestellt werden.

Eine andere vorteilhafte Eigenschaft der Schaltung besteht darin, daß ohne Zufuhr einer Gleichspannung

am Steueranschluß 30 eine Signalverstärkung statt einer Dämpfung bewirkt werden kann. Der Grund hierfür liegt darin, daß das am Ausgangsanschluß 16 entstehende Signal mit seiner Amplitude die gesamte Speisespannung der Spannungsquelle K₁ ausnutzen kann. Auf diese Weise läßt sich mit Hilfe eines Eingangssignals eine Amplitude von 1 oder 2 V, beispielsweise ein Ausgangssignal am Anschluß 16 mit einer Spitzenamplitude von 5 K_5S erzielen, wenn die Spannungsquelle K₁ einen solchen Wert hat.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Verstärkungsregelungsschaltung mit einem in Emittergrundschaltung betriebenen Verstärkertransistor, dessen Basis die zu verstärkenden Signale zugeführt und an dessen Kollektor die verstärkten Signale abgenommen werden, und mit einem quer zum Signalweg liegenden Regeltransistor, dessen Basis ein die Verstärkung der Schaltung bestimmender Steuerstrom zugeführt wird, dessen Emitter mit dem Emitter des Verstärkertransistors gleichstromgekoppelt ist und dessen über einen Gegenkopplungszweig mit seiner Basis verbundener Kollektor außerdem mit der Basis des Verstärkertransistors gleichstromgekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter der beiden Transistoren (10,12) direkt miteinander verbunden sind und daß der Gegenkopplungszweig aus einem zwischen Kol lektor und Basis des Regeltransistors (10) geschalteten Gleichstromweg besteht, der einen Widerstand (14) enthält.

2. Verstärkungsregelungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Quelle (22, 24) von Eingangsstromsignalen über einen zweiten Widerstand (26) mit dem Kollektor des Regeltransistors (10) verbunden ist und daß eine Betriebsspannungsquelle (20) über einen dritten Widerstand (18) mit dem Kollektor des Verstärkertransistors (12) verbunden ist.

3. Verstärkungsregelungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerstrom von einer variablen Gleichspannungsquelle (K₂) geliefert wird, die über einen vierten Widerstand (28) mit der Basis des Regeltransistors (10) verbunden ist.

4. Verstärkungsregelungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des vierten Widerstands (28) wesentlich größer als der Wert des in der Gegenkopplung enthaltenen ersten Widerstands (14) ist und daß die Eingangsimpedanz an der Basis des Regeltransistors (10) den Wert des besagten ersten Widerstands (14) übersteigt.