DE19913084A1

DE19913084A1 - Oszillatorschaltung

Info

Publication number: DE19913084A1
Application number: DE1999113084
Authority: DE
Inventors: Werner Dietrich
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1999-03-23
Filing date: 1999-03-23
Publication date: 2000-10-19

Abstract

Eine Oszillatorschaltung mit einem gesteuerten Oszillator (VCO), dessen Frequenz (omega) über ein Stellsignal (U¶e¶) änderbar ist, bei welcher der Stelleingang des Oszillators (VCO) am Ausgang eines erstem Summierers (SU1) liegt, dessen einem Eingang das Stellsignal (U¶e¶) und dessen anderem Eingang das Ausgangssignal (Up) eines ersten Phasendetektors (PD1) zugeführt ist, wobei einem Eingang des ersten Phasendetektors (PHD) das Ausgangssignal (phi) des Oszillators (VCO) und dem anderen Eingang das Ausgangssignal (phi-DELTAphi) eines Phasenschiebers (PHS) zugeführt ist, an dessen Eingang das Ausgangssignal (phi) des Oszillators liegt.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Oszillatorschaltung mit einem gesteuerten Oszillator, dessen Frequenz über ein Stell signal änderbar ist.

Gesteuerte Oszillatoren, im folgenden oft kurz VCO bezeichnet (Voltage Controlled Oscillator), ändern die Frequenz ihres Ausgangssignals in Abhängigkeit von der Höhe eines Eingangs signals, wobei eine Spannungs- oder Stromsteuerung vorliegen kann. Gesteuerte Oszillatoren werden sowohl in der Niederfre quenz- als auch in der Hochfrequenz-technik eingesetzt, wobei Ausgangspunkt der Erfindung hochfrequente Oszillatoren im GHz-Bereich waren.

Unter einem Oszillator mit großem Ziehbereich soll ein Oszil lator verstanden werden, dessen Ziehbereich wesentlich größer ist, als die für eine Anwendung benötigte Varianz der Aus gangsfrequenz.

Es gibt unterschiedliche Gründe, strom- oder spannungsgesteu erte Oszillatoren mit großem Ziehbereich zu verwenden. Einer seits zeichnen sich z. B. Ringoszillatoren und RC-Oszillato ren durch einfache Integrierbarkeit in digitale Schaltungen aus, andererseits haben diese Oszillatoren aber hohe Ferti gungstoleranzen und einen großen Temperaturgang. Ein VCO, der auf dieser Technik beruht, muß daher einen ausreichend hohen Ziehbereich aufweisen, um diese Toleranzen auszugleichen. Ein weiterer Grund für einen relativ großen Ziehbereich stellt die Verwendung eines Oszillators für mehrere Frequenzbänder dar, wie z. B. beim Mobilfunk.

VCOs werden hauptsächlich in PLL-Schaltungen verwendet. Wenn der Ziehbereich des VCO wesentlich größer als die Bandbreite der PLL-Schaltung ist, ergibt sich ein unnötig großer Phasen jitter am Ausgang der PLL, sowie Probleme beim Einrasten der PLL.

Eine Aufgabe der Erfindung liegt darin eine Oszillatorschal tung anzugeben, welche trotz Verwendung kostengünstiger ge steuerter Oszillatoren mit hohen Toleranzen und/oder großen Phasenrauschen letztlich eine geringe Frequenzdrift und klei nes Phasenrauschen aufweist.

Diese Aufgabe wird mit einer Oszillatorschaltung der eingangs genannten Art gelöst, bei welcher erfindungsgemäß der Stel leingang des Oszillators am Ausgang eines ersten Summierers liegt, dessen einem Eingang das Stellsignal und dessen ande rem Eingang das Ausgangsignal eines ersten Phasendetektors (PD1) zugeführt ist, wobei einem Eingang des ersten Phasende tektors das Ausgangssignal des Oszillators und dem anderen Eingang das Ausgangssignal eines Phasenschiebers zugeführt ist, an dessen Eingang das Ausgangssignal des Oszillators liegt.

Dank der Erfindung können Mittenfrequenz und Ziehsteilheit auf die gewünschten Werte gesetzt werden und die Frequenz drift sowie das Phasenrauschen werden um Größenordnungen verbessert.

Soll die Oszillatorschaltung für sehr unterschiedliche Fre quenzbereiche verwendet werden, so empfiehlt es sich, wenn das Ausgangssignal des ersten Phasendetektors einem Eingang des ersten Summierers über einen zweiten Summierer zugeführt ist, an dessen Eingängen einerseits das Ausgangssignal des Phasendetektors und andererseits ein Steuersignal liegen, da hierdurch die Einschränkung des Ziehbereiches vermindert werden kann.

Falls mit Hilfe eines zweiten Phasendetektors eine Phasenre gelschleife gebildet ist, wobei der Ausgang des zweiten Pha sendetektors zumindest dem ersten Summierer zugeführt ist, und an einem Eingang des zweiten Phasendetektors das Aus gangssignal des Oszillators und an seinem zweiten Eingang ein Referenzsignal liegen, erhält man einen Oszillatorkreis bei welchem eine automatische Bereichseinstellung erfolgen kann.

Dabei ist es zur Erhöhung der Stabilität unter Beibehaltung eines großen Ziehbereichs vorteilhaft, falls der Ausgang des zweiten Phasendetektors über einen P- bzw. PI-Regler als Stellsignal dem einen Eingang des ersten Summierers und über einen I- bzw. PI-Regler als Steuersignal dem einen Eingang des zweiten Summierers zugeführt ist.

Die Flexibilität der Schaltung läßt sich weiter erhöhen, falls zumindest in der Rückführung der Phasenregelschleife zu dem zweiten Phasendetektor ein Rückwärtsteiler vorgesehen ist.

In der Praxis hat es sich als besonders zweckmäßig erwiesen, wenn der erste und/oder zweite Phasendetektor als EXOR-Gatter ausgebildet ist.

Insbesondere bei höheren Frequenzen, z. B. im GHz-Bereich empfiehlt es sich, den Phasenschieber als Laufzeitleitung auszubilden.

Kostengünstig ist es ferner, falls der gesteuerte Oszillator als Ringoszillator oder als RC-Oszillator ausgebildet ist.

Außerdem kann es vorteilhaft sein, falls das Ausgangssignal des ersten Phasendetektors dem ersten Summierer über einen Verstärker zugeführt ist, da sich hierdurch Signalpegelabwei chungen in dem Phasendiskriminator, dem Phasenschieber und dem zweiten Summierer kompensieren lassen. Dabei ist es nicht zuletzt zur Erhöhung der Stabilität und zur Phasenkorrektur empfehlenswert, falls der Verstärker einen Frequenzgang mit Tiefpaßcharakteristik aufweist.

Die Erfindung samt weiterer Vorteile ist im folgenden anhand beispielsweiser Ausführungsformen näher erläutert, die unter Zuhilfenahme der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen

Fig. 1 eine erste Ausführungsform der Erfindung in einem Blockschaltbild,

Fig. 2 die Ausführung nach Fig. 1 in eine äußere Phasenre gelschleife integriert,

Fig. 3 eine zweite Ausführungsform der Erfindung, wieder in einem Blockschaltbild,

Fig. 4 die Ausführung nach Fig. 3 in eine äußere Phasenre gelscheife integriert, und

Fig. 5 bis 7 Ortskurven des Dämpfungsfaktors für Phasen rauschen bei verschiedenen Ausführungen eines Verstärkers im inneren Phasenregelkreis.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung besteht aus einem ge steuerten Oszillator VCO dem ein Signal U_e zugeführt wird, das von dem Ausgang eines ersten Summierers SU1 stammt. Das Ausgangssignal ϕ wird einem Eingang eines ersten Phasendetek tors PD1 direkt und dem zweiten Eingang über einen Phasen schieber PHS als Signal ϕ - Δϕ zugeführt. Das Ausgangssignal U_p des Phasendetektors PD1 ist über einen Verstärker VER einem Eingang des Summierers SU1 als Signal U_f zugeführt und an dem zweiten Eingang des Summierers liegt ein Stellsignal U_e. Strichliert eingezeichnet ist ein drittes Eingangssignal in den Summierer SU1, nämlich ein fiktiver Störeingang, über den eine zu den Phaseninstabilitäten äquivalente Störspannung U_st eingespeist werden kann.

Der Begriff "Verstärker" VER ist hier sehr allgemein zu se hen, d. h. er kann positive oder negative Verstärkung ebenso aufweisen, wie Filtereigenschaften, z. B. jene eines Tiefpas ses. Außerdem ist der Verstärker VER stellvertretend für allfällige weitere Verstärker zu sehen, z. B. solche in Sum mierern und Phasendetektoren.

Für die Berechnung des Verhaltens dieser Schaltung wird von der Mittenfrequenz des Oszillators ausgegangen. Die Mitten frequenz ist jene Frequenz, die bei einer Eingangsspannung Ue = Ue_m auftritt. Ue_m liegt in der Mitte des Ziehbereichs des unbeschalteten VCOs. Diese Mittenfrequenz ω_m ist der Nullpunkt für die Frequenzabweichung.

Die Frequenz in Abhängigkeit von den Ziehspannungen ist durch die VCO-Kennlinie
K_{o . . .} Verstärkungsfaktor (Ziehsteilheit) des VCO festgelegt.

Die Phase als Integral der VCO-Ausgangsfrequenz in Verbindung mit der Laplace-Transformation führt die VCO-Kennlinie in

über.

Für den einfachen Fall einer verlustfreien Leitung als Pha senschieber ist das Signal am Ausgang des Phasenschiebers:

Das Differenzphase von direktem und phasenverschobenem VCO- Ausgangssignal ist:

Am Ausgang des Phasendetektors PD1 ergibt sich eine über eine Periode gemittelte Spannung

Nach dem Verstärker VER liegt ein Signal U_f vor:

Die Führungsspannung des gesteuerten Oszillators VCO ergibt sich daher zu:

Unter Verwendung der Beziehung für die VCO-Kennlinie ergibt sich für die Änderung der Ausgangsfrequenz des Oszillators VCO in Abhängigkeit von den Eingangsspannungen:

Für kleine p ergibt sich daraus eine neue Beziehung zwischen Frequenz und Ziehspannung

welche als Kennlinie eines fiktiven VCOs angesehen werden kann.

Um den Ziehbereich zu verkleinern und die Störeinflüsse mög lichst gering zu halten muß

1-τ.K_o.K_PD.F(0) << 1

oder

τ.K_o.K_PD.F(0)<< 0

sein. Dann verhält sich die Schaltung wie ein VCO mit gerin gerer Ziehsteilheit.

Für große Verstärkungen F(0) = F ergibt sich ein Grenzwert

Die Ziehsteilheit des gesteuerten Oszillators VCO wird nicht mehr durch den Oszillator selbst sondern durch die Beschal tung bestimmt.

Bei einer statischen Abweichung der Mittenfrequenz des unbe schalteten VCO vom Sollwert ergibt sich durch die Beschaltung eine Verbesserung der Frequenzgenauigkeit infolge einer ge ringeren Frequenzabweichung:

Die rechnerische Mittenfrequenz des beschalteten VCO ist der Sollwert und wird durch den Phasenschieber PHS festgelegt. Bei dieser Frequenz hat die durch den Phasenschieber bestimm te Differenzphase am Eingang des Phasendetektors PD1 einen Wert, bei dem der Phasendetektor keine Ausgangsspannung lie fert.

Bei einem für diese Zwecke optimalen EX-OR-Phasendetektor ergeben sich folgende Verhältnisse:
Eine EX-OR-Phasendetektor liefert die Ausgangsspannung:

U_p = (Δϕ - ϕ_PD).K_PD

K_PD. . . Verstärkungsfaktor des Phasendetektors PD1

ϕ_PD . . . Bereichsmitte des Phasendetektors PD1

Bei Δϕ = ϕPD verschwindet die Ausgangsspannung des Phasende tektors. ϕ_PD definiert daher die Mittenfrequenz des beschal teten Oszillators die dem Sollwert der Frequenz entspricht. Der lineare Zusammenhang zwischen Phase und Spannung exi stiert nur für gewisse Bereiche:

m = 2n; mπ ≦ Δϕ ≦ (m + 1)π → π_PD = (m + ½)π; K_PD < 0

m = 2n + 1; mπ ≦ Δϕ ≦ (m + 1)π → ϕ_PD = (m + ½)π; K_PD < 0

Für eine verlustfreie Leitung als Phasenschieber PHS lassen sich daraus die zulässigen Frequenzbereiche definieren. ω_PD ist jene Frequenz, bei der der Phasenschieber die Differenz phase ϕ_PD erzeugt, und entspricht daher der Sollfrequenz des VCO.

Die Sollfrequenz läßt sich also durch die Laufzeit des Pha senschiebers PHS definieren.

Die folgenden Beispiele sollen die Erfindung und ihre Dimen sionierung noch näher beleuchten.

Beispiel 1

Der Verstärker VER soll durch eine konstante, frequenzunab hängige Verstärkung F charakterisiert werden. Für eine harmo nische Schwingung ergibt sich:

Durch Einführung des Dämpfungsfaktors b für den Phasenjitter und der Phasendrehung Φ

ergibt sich:

Fig. 5 zeigt eine typische Ortskurve des Dämpfungsfaktors, wobei
K_o.K_PD.F = -10, τ = 1 und Ω als Parameter in 0,2 π-Schritten gewählt wurde. Dieselbe Kurve ergibt sich, wenn K_o.K_PD.F = -1, τ = 10 und Ω als Parameter mit 0,02 π-Schritten gewählt wird. Wie man sieht, besteht im gesamten Frequenzbereich keine Schwingneigung, da der Punkt 0 nicht umrundet wird.

Beispiel 2

Als zweites Beispiel soll ein EXOR-Phasendetektor PD1 und als Phasenschieber PHS eine Leitung mit frequenzunabhängiger Laufzeit und m = 0 betrachtet werden. Die Oszillatorschaltung soll für 10 GHz Mittenfrequenz dimensioniert werden.

Ein EXOR-Phasendetektor hat ein positives KPD für den Phasen bereich 0 bis π. Die Bereichsmitte ist π/2. Der zulässige Frequenzbereich für den linearen Bereich des Phasendetektors bei 10 GHz Mittenfrequenz ist 0 bis 20 GHz.

Eine Leitung mit der Laufzeit τ bewirkt eine Phasenverschie bung

Δϕ = ω.τ.

Die Bereichsmitte wird erreicht, wenn

ω_PD ist die Grundfrequenz des Phasenschiebers PHS, bei der die Phasendrehung so groß ist, daß das Eingangssignal in der Bereichsmitte des Phasendetektors PD1 liegt.

Bei der Mittenfrequenz von 10 GHz ergibt sich daraus eine Laufzeit von 25 ps. Bei einer angenommenen Ausbreitungsge schwindigkeit im Medium von 1,5 * 10¹⁰ cm/s beträgt die Länge der Leitung 3,75 mm. Bei einer Fertigungstoleranz von 0,03 mm und einem Temperaturkoeffizienten von 10^-5 bleibt die Fre quenztoleranz der Mittenfrequenz unter ± 1%.

Bei praktischen Anwendungen, z. B. in Netzelementen digitaler Übertragungs- und Vermittlungssysteme, liegt die Oszillator schaltung in bekannter Weise in einer Phasenregelschleife PLL, die hier auch äußere Phasenregelschleife genannt werden soll. Fig. 2 zeigt eine solche Beschaltung, wobei der Ausgang des gesteuerten Oszillators VCO gegebenenfalls über einen Rückwärtsteiler RWT zu einem Eingang eines zweiten Phasende tektors PB2 geführt ist. An dem anderen Eingang des Phasende tektors PD2 liegt ein Referenzsignal f_reg, z. B. ein hochgenau er Referenztakt. Der Ausgang des zweiten Phasendetektors ist allenfalls unter Einbeziehung eines Tiefpaßfilters TPF als Stellsignal U_e dem Summierer SU1 zugeführt.

Für eine breitbandige Phasenregelschleife mit einer Grenzfre quenz von 80 MHz und einem zulässigen Jitter von 0,15 UI_SS bei dieser Frequenz wird ein Ziehbereich von ± 37 MHz oder ± 0,37% der Oszillatorfrequenz benötigt. Es werden also weniger als 2% Ziehbereich für den Ausgleich der Frequenzto leranz der Leitung und für den Jitter benötigt.

Der unbeschaltete (Ring)Oszillator VCO hat ebenfalls eine Sollfrequenz von 10 GHz. Die Abweichung der Mittenfrequenz von dieser Frequenz kann aber ± 25% betragen, der Ziehbe reich beträgt ± 50% von der tatsächlichen Mittenfrequenz. Damit liegt die mögliche Frequenz des unbeschalteten VCO immer im linearen Bereich der Kombination Laufzeitleitung bzw. Phasenset über PHS-Phasendetektor PD1.

Wenn im beschalteten Fall b = 12,5 gewählt wird, beträgt die Abweichung der Mittenfrequenz nur mehr ± 2%, der Ziehbereich ist ± 4%, also für die Anwendung ausreichend.

Für die Dimensionierung des Regelkreises wird von folgenden Annahmen ausgegangen:
Zulässiger Frequenzbereich 0 GHz < f < 20 GHz
Steuerspannung für den VCO ± 0,5 V K_o = 2 * π * 10¹⁰
Ausgangsspannung des Phasendetektors PD1 ± 0,5 V K_PD = 1/π
Laufzeit τ = 25 * 10^-12

Der Verstärkungsfaktor des Verstärkers VER muß auf -23 ein gestellt werden. Die Ortskurve von b für Jitterfrequenzen von 0 bis 1,6 GHz ist in Fig. 6 dargestellt.

Beispiel 3

Gegenüber dem Beispiel 2 wird nur die Länge der Laufzeitlei tung, welche als Phasenschieber PHS dient, verändert.

Für 10 GHz ergibt sich wieder:
Zulässiger Frequenzbereich 6,66 GHz < f < 13,33 GHz
Steuerspannung für den VCO ± 0,5 V KO = 2 * π *1010
Ausgangsspannung des Phasendetektor PD1 ± 0,5 V K_PD -1/π
Laufzeit τ = 75 * 10-12

Die maximale Frequenzabweichung des unbeschalteten Oszilla tors VCO liegt noch im zulässigen Frequenzbereich. Die Ver stärkung des Verstärkers VER kann gegenüber dem ersten Bei spiel um den Faktor 3 verringert werden. Die Ortskurve von b für Jitterfrequenzen von 0 bis 1,6 GHz ist in Fig. 7 darge stellt.

Wenn man die Ortskurven der Dämpfungsfaktoren b in beiden Beispielen vergleicht, sieht man, daß durch größere Laufzeit ein größerer Phasenwinkel bei gleicher Jitterfrequenz ent steht. Der Phasenwinkel ist jedoch für das Jitterverhalten von untergeordneter Bedeutung. Wesentlich ist der Betrag der Jitterdämpfung, die im betrachteten Bereich annähernd kon stant ist.

Bei der Ausführungsform der Erfindung nach Fig. 1 bzw. 2 wird die Frequenzgenauigkeit und Stabilität des Oszillators VCO wesentlich verbessert. Dabei wird die Ziehsteilheit und durch die Aussteuergrenze des Verstärkers auch der Ziehbereich verringert, ein im Normalfall gewünschtes Verhalten. Wenn der Oszillator jedoch für sehr unterschiedliche Frequenzen ver wendet werden soll, ist eine solche Einschränkung des Ziehbe reichs nicht erwünscht. Durch geringe Veränderungen in der Schaltung kann die Begrenzung durch Verstärker umgangen wer den, was unter Bezugnahme auf Fig. 3 weiter unten erläutert wird.

Zuvor ist zu der Schaltung nach Fig. 1 bzw. Fig. 2 zu bemer ken, daß ihr Vorteil darin liegt, daß Frequenzabweichungen des Oszillators VCO von einer eingestellten Sollfrequenz automatisch korrigiert werden, ohne ein externes Korrektursi gnal über den Eingang Ue zu benötigen. Die Wirkung der Schal tung beruht darauf, daß ein frequenzabhängiges Signal Uf erzeugt wird, welches bei Abweichungen der VCO-Frequenz von der Sollfrequenz die Frequenz des VCO wieder in Richtung Sollfrequenz korrigiert. Wenn über Ue die Frequenz des VCO verstellt wird, so wird über Uf ein Teil dieser Frequenzver stellung wieder rückgeführt. Dadurch wird die effektive Zieh spannung Uv reduziert und die Ziehsteilheit relativ verrin gert. Uf ist also negativ zu Ue. In vielen Anwendungen soll die effektive Ziehsteilheit wesentlich verringert werden, Uv ist also wesentlich geringer als Ue und Uf ist negativ zu Ue, im Betrag aber nahezu gleich groß. Um eine volle Aussteuerung des VCO im zulässigen Bereich zu ermöglichen, sind also Werte von Ue und Uf notwendig, die wesentlich größer sind als die zulässige Ziehspannung am VCO. Das ist oft technologiebedingt nicht möglich, da die notwendigen Verstärker für Ue einen beschränkten Aussteuerbereich besitzen. Dadurch ist der ef fektive Ziehbereich des VCO eingeschränkt.

Die in Fig. 3 gezeigte Schaltung löst das Problem der genann ten Übersteuerung. Hier ist zwischen dem Ausgang des ersten Phasendetektors PD1 und dem einen Eingang des Summierers SU1 noch ein zweiter Summierer SU2 geschaltet, wobei an dessen einem Eingang das Ausgangssignal U_P des Phasendetektors PD1 und an dessen anderem Eingang ein Steuersignal U_S liegen. Durch Addition des Steuersignals U_S zur Ausgangsspannung des Phasendetektors Up vor dem Filter kann der lineare Verstär kungsbereich für Up beliebig verschoben werden. Bei einer Filterverstärkung v wirkt sich die Spannung Us aus wie eine Eingangsspannung Ue = v * Us. Die Frequenz des Oszillators VCO verändert sich so weit, daß Up + Us ≈ 0 ist, und der Verstärker VER nicht übersteuert wird. Mit Us läßt sich daher der Frequenzbereich, in dem der beschaltete VCO betrieben werden kann, einstellen.

Durch Einbindung in eine PLL-Schaltung, d. h. in eine äußere Phasenregelschleife PLL gemäß Fig. 4 kann eine automatische Frequenzbereichseinstellung erfolgen. Das Ausgangssignal ϕ des gesteuerten Oszillators VCO ist wiederum einem Eingang eines zweiten Phasendetektors PD2 - allenfalls über einen Rückwärtsteiler RWT, vgl. Fig. 2 - zugeführt. Der Ausgang dieses Phasendetektors PD2 gelangt über einen P- oder PI- Regler als Stellsignal Ue an einen Eingang des ersten Summie rers SU1 und über einen I- oder PI-Regler PIR als Steuersi gnal Us an den einen Eingang des zweiten Summierers SU2. Das Ausgangssignal des zweiten Phasendetektors PD2 bewirkt als Korrektursignal die Frequenz- und Phasennachführung des VCO- Ausganges.

Das Korrektursignal wird somit auf zwei Pfade aufgeteilt. Der erste Pfad über den (P)/I-Regler erzeugt hauptsächlich einen Integralanteil, dem ein Proportionalanteil, abhängig von der Auslegung des Verstärkers VER und der benötigten Jitterver träglichkeit, überlagert ist. Die Übertragungsfunktion für die die Ansteuerung des VCO ist durch die Serienschaltung der Übertragungsfunktion des (P)/I-Reglers PIR und dem Verstär kers VER gegeben.

Der zweite Pfad führt über den Proportional- oder Proportio nal/Integralregler PRE direkt zur Ansteuerung des VCO. Die Summe der Übertragungsfunktionen dieser zwei Pfade stellt die Filterfunktion einer PLL2. Ordnung dar, deren Berechnung Stand der Technik ist.

Der Vorteil der Schaltung liegt in zwei Aspekten:

a) Bei einem Taktregenerator beispielsweise, der den System takt aus einem NRZ-Datensignal ableiten soll, muß der rückgewonnene Takt aus den Flanken des Datensignals ge wonnen werden. Der Abstand der Flanken ist abhängig da von, wie viele gleiche 0- oder 1-Informationen hinter einander liegen. Nur ein Übergang 0-1 oder 1-0 liefert eine auswertbare Flanke, die über die Proportionalanteile und den Intergralanteil die Frequenz und Phase nachre geln. Die Dichte dieser Flanken kann unter ungünstigen Umständen sehr gering sein. Im Zeitraum zwischen diesen Flanken fehlt das Korrektursignal, das den VCO auf die richtige Frequenz nachregelt. Die Stabilität des Oszilla tors muß so groß sein, daß bei den maximalen Abständen zwischen den Flanken kein Phasenjitter entsteht, der grö ßer als der zulässige Eigenjitter ist. Diese Frequenzsta bilität wird durch Up und den Verstärker VER und dessen Frequenzgang erreicht.
b) Durch die Summenbildung von Up mit dem Signal des (P)/I- Reglers PIR kann der gesamte Ziehbereich des gesteuerten Oszillators VCO ausgenutzt werden, ohne Einschränkungen durch die Begrenzungen des Aussteuerbereichs von Verstär kungselementen.

Claims

1. Oszillatorschaltung mit einem gesteuerten Oszillator (VCO), dessen Frequenz (ω) über ein Stellsignal (U_e) änderbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Stelleingang des Oszillators (VCO) am Ausgang eines ersten Summierers (SU1) liegt, dessen einem Eingang das Stellsignal (U_e) und dessen anderem Eingang das Ausgangsignal (U_p) eines ersten Phasendetektors (PD1) zugeführt ist, wobei einem Eingang des ersten Phasendetektors (PHD) das Aus gangssignal (ϕ) des Oszillators (VCO) und dem anderen Eingang das Ausgangssignal (ϕ - Δϕ) eines Phasenschiebers (PHS) zu geführt ist, an dessen Eingang das Ausgangssignal (ϕ) des Oszillators liegt.

2. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (U_p) des ersten Phasendetektors (PD1) einem Eingang des ersten Summierers (SU1) über einen zweiten Summierer (SU2) zugeführt ist, an dessen Eingängen einerseits das Ausgangssignal des Phasendetektors und andererseits ein Steuersignal (U_S) lie gen.

3. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß mit Hilfe eines zweiten Phasendetektors (PD2) eine Phasenregelschleife gebildet ist, wobei der Ausgang des zweiten Phasendetektors (PD2) zumindest dem ersten Summierer (SU1) zugeführt ist, und an einem Ein gang des zweiten Phasendetektors (PD2) das Ausgangssignal (ϕ) des Oszillators (VCO) und an seinem zweiten Eingang ein Refe renzsignal (f_ref) liegen.

4. Oszillatorschaltung nach Anspruch 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des zweiten Phasendetektors (PD2) über einen P- bzw. PI-Regler (PRE) als Stellsignal (U_e) dem einen Eingang des ersten Summierers (SU1) und über einen I- bzw. PI-Regler (PIR) als Steuersignal (U_S) dem einen Eingang des zweiten Summierers (SU2) zugeführt ist.

5. Oszillatorschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest in der Rück führung der Phasenregelschleife zu dem zweiten Phasendetektor (PD2) ein Rückwärtsteiler (RWT) vorgesehen ist.

6. Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und/oder zweite Phasendetektor (PD1, PD2) als EXOR-Gatter ausgebildet ist.

7. Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (PHS) als Laufzeitleitung ausgebildet ist.

8. Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der gesteuerte Oszilla tor (VCO) als Ringoszillator ausgebildet ist.

9. Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der gesteuerte Oszilla tor (VCO) als RC-Oszillator ausgebildet ist.

10. Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des ersten Phasendetektors (PD1) dem ersten Summierer (SU1) über einen Verstärker (VER) zugeführt ist.

11. Oszillatorschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (VER) einen Frequenzgang mit Tiefpaßcharakteristik aufweist.