DE19843459A1

DE19843459A1 - Verfahren zum Messen eines CDMA-Signals

Info

Publication number: DE19843459A1
Application number: DE19843459A
Authority: DE
Inventors: Kenji Nowara
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 1997-09-22
Filing date: 1998-09-22
Publication date: 1999-04-08
Also published as: JPH1198108A; US6445713B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Messen der Wellenformqualität eines Signals, das in einem CDMA-System zu übertragen ist (CDMA = Code Division Multiple Access = Codeaufteilung mit Mehrfachzugriff).

Ein herkömmliches Verfahren dieser Art ist z. B. in einem Aufsatz mit dem Titel "Overview of Code- Domain Power, Timing, and Phase Measurements", Hewlett-Packard Journal, Seiten 73-93, Februar 1996, beschrieben. Bei diesem Verfahren wird, wie in Fig. 5 gezeigt ist, ein empfangenes und zu messendes Signal, das in ein Zwischenfrequenzsignal umgewandelt worden ist, über einen Eingangs anschluß 11 in einen Basisbandwandlerabschnitt 12 eingegeben und in ein Basisbandsignal umge wandelt. Auf der anderen Seite wird eine Diffusions- bzw. Verteilungscodefolge über einen Eingangs anschluß 13 an einen Referenzsignalerzeugungsabschnitt 14 angelegt, und es wird ein Referenzsignal erzeugt. Anschließend wird durch einen Zeitbasisgewinnungsabschnitt 15 eine Zeitbasis aus dem Referenzsignal und dem von dem Basisbandwandlerabschnitt 12 abgegebenen Basisbandsignal herausgegriffen. Das zu messende, umgewandelte Basisbandsignal wird durch einen Korrekturab schnitt 16 auf der Grundlage der gewonnenen Zeitbasis korrigiert. Danach werden ein Frequenzfehler und eine anfängliche Phase einer Trägerwelle durch einen groben Schätzabschnitt 17 anhand des korrigierten Basisbandsignals und des erzeugter Referenzsignals geschätzt. Das korrigierte, von dem Korrekturabschnitt 16 abgegebene Basisbandsignal wird durch einen weiteren Korrekturabschnitt 18 auf der Grundlage des geschätzten Frequenzfehlers und der geschätzten anfänglichen Phase korrigiert. Ferner werden der Frequenzfehler und die anfängliche Phase der Trägerwelle durch einen eine feine Schätzung ausführenden feinen Schätzabschnitt 19 auf der Grundlage des korrigierten Basisbandsignals und der über den Eingangsanschluß 13 empfangenen Verteilungscodefolge geschätzt. Das von dem Korrekturabschnitt 16 abgegebene Basisbandsignal wird durch einen Korrekturabschnitt 21 auf der Grundlage der geschätzten Werte des Frequenzfehlers und der anfänglichen Phase der Trägerwelle korrigiert. Anhand des korrigierten Basisbandsignals und der über den Eingangsanschluß 13 erhaltenen Verteilungscodefolge wird die Wellenformqualität einschließlich eines Codedomänen-Leistungskoeffizienten (eines Leistungsverhältnisses gegenüber allen Signalen in jedem Kanal) durch einen Meßgrößenberechnungsabschnitt 22 berechnet.

Da bei dem vorstehend erläuterten, herkömmlichen Verfahren die Zeitbasis direkt aus dem Basisband signal herausgegriffen wird, das seinerseits durch Umwandlung aus einem zu messenden Signal gebildet worden ist, besteht die Gefahr, daß die gewonnene Zeitbasis fehlerhaft ist, wenn die Größe des Trägerfrequenzfehlers ein gewisses Ausmaß erreicht. Gemäß der vorstehend zitierten Literatur stelle liegt der zulässige Frequenzfehler bei 400 Hz, wenn die Signallänge, die für die Gewinnung der Zeitbasis heranzuziehen ist, bei 1,25 ms liegt.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zu schaffen, durch das selbst dann, wenn der Trägerfrequenzfehler gleich oder größer als 400 Hz ist, eine Zeitbasis korrekt herausgegrif fen bzw. ermittelt und demzufolge die Wellenformqualität korrekt gemessen werden kann.

Diese Aufgabe wird mit den im Patentanspruch 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Gemäß einem Gesichtspunkt der vorliegender Erfindung wird somit zur Lösung der vorstehend genannten Aufgabe ein Verfahren zum Messen eines CDMA-Signals bereitgestellt, das folgende Schritte umfaßt: einen orthogonal bzw. um 90° umwandelnden Schritt zum Umwandeln eines digitalen, zu messenden Signals in ein erstes komplexes Basisbandsignal; einen die Zeitbasis und den Frequenzfehler schätzenden Schritt zum Abschätzen eines ersten Signalverzögerungswerts anhand des ersten komplexen Basisbandsignals und einer Verteilungscodefolge sowie zum Abschätzen eines ersten Frequenzfehlers unter Heranziehung des geschätzten ersten Signalverzögerungswerts; einen den Frequenzfehler korrigierenden Schritt zum Korrigieren des ersten komplexen Basisbandsignals anhand des ersten Frequenzfehlers und zum Verschieben des ersten komplexen Basisbandsignals um den ersten Signalverzögerungswert, um hierdurch ein zweites komplexes Basisbandsignal zu gewinnen; einen ein Referenzsignal erzeugenden Schritt zum Bilden eines Referenzsignals auf der Grundlage des zweiten komplexen Basisbandsignals und einer Verteilungscodefolge; einen einen Parameter abschätzenden und korrigierenden Schritt, der zum Schätzen und Korrigieren eines Parameters auf der Grundlage des zweiten komplexen Basisbandsignals und des Referenzsignals dient, um hierdurch ein drittes komplexes Basisbandsignal zu erhalten; und einen Meßgrößenberech nungsschritt zum Berechnen eines Meßmerkmals bzw. einer Meßgröße oder eines Meßparameters auf der Grundlage des dritten komplexen Basisbandsignals und des Referenzsignals.

Bei einem Ausführungsbeispiel enthält der orthogonal umwandelnde Schritt einen Abtastratenwandler schritt zum Umwandeln eines komplexen Basisbandsignals in eine Abtastfrequenz, die die n-fache Frequenz (n bezeichnet eine ganze Zahl) ihrer Chip- bzw. Abschnittsrate enthält, um hierdurch das erste komplexe Basisbandsignal zu bilden.

Der die Zeitbasis und den Frequenzfehler abschätzende Schritt umfaßt einen Schritt zum Herausgrei fen bzw. Ermitteln eines Symbolpunkts (bzw. Zeichenpunkt oder Symbolabschnitt), der zum Ermitteln eines am nächsten bei einem Symbolpunkt liegenden Abtastpunkts aus dem ersten komplexen Basisbandsignal dient, um hierdurch einen ersten Signalverzögerungswert zu schätzen, und einen Synchronisations/Frequenzfehler-Schätzschritt zum Erfassen einer Phase einer Verteilungscodefolge für jeden der ermittelten Symbolpunkte aus dem ersten komplexen Basisbandsignal und einer Verteilungscodefolge, um hierdurch den ersten Frequenzfehler anhand der Phasendifferenz zu schätzen.

Der Synchronisations/Frequenzfehler-Schätzschritt umfaßt einen einen langen Codemaskenabschnitt erfassenden Schritt, der zum Ermitteln eines langen Codemaskenabschnitts bzw. Langcode-Masken abschnitts in dem ersten komplexen Basisbandsignal und einer Verteilungscodefolge ausgelegt ist, und einen Schätzschritt zum Ermitteln einer Phase eines Langcodes, der dem langen Codemaskenab schnitt nachfolgt, anhand des ersten komplexen Basisbandsignals und einer Verteilungscodefolge, um hierdurch den ersten Frequenzfehler auf der Basis der Phasendifferenz zu schätzen.

Der Referenzsignalerzeugungsschritt umfaßt einen zur Demodulation und Leistungsschätzung dienenden Schritt, der dazu ausgelegt ist, jeden Kanal auf der Grundlage des zweiten komplexen Basisbandsignals und einer Verteilungscodefolge jedes Kanals zu demodulieren und einen ersten Leistungswert jedes Kanals zu schätzen; und einen Referenzsignalgenerierungsschritt zum Erzeugen eines Referenzsignals für jeden Kanal anhand der Verteilungscodefolge jedes Kanals und des ersten Leistungswerts jedes Kanals.

Der zur Parameterabschätzung und Korrektur dienende Schritt umfaßt einen zweiten Symbolpunkt- bzw. Zeichenpunkt-Meßschritt zum Schätzen eines zweiten Signalverzögerungswerts anhand des zweiten komplexen Basisbandsignals und des Referenzsignals; einen eine Signalverzögerung korrigierenden Schritt zum Verschieben des zweiten komplexen Basisbandsignals entsprechend dem zweiten Signalverzögerungswert, um hierdurch das dritte komplexe Basisbandsignal zu erhalten; einen den Frequenzfehler und die anfängliche Phase schätzenden Schritt, der zum Abschätzen eines zweiten Frequenzfehlers und einer anfänglichen Phase einer Trägerwelle ausgelegt ist; einen einen Frequenzfehler und die anfängliche Phase korrigierenden Schritt zum Korrigieren des dritten komple xen Basisbandsignals entsprechend dem zweiten Frequenzfehler und dem anfänglichen Phasenwert, um hierdurch ein viertes komplexes Basisbandsignal zu bilden; und einen Amplitudenschätzschritt zum Schätzen einer Amplitude jedes Kanals auf der Grundlage des vierten komplexen Basisbandsignals und des Referenzsignals.

Der zweite Symbolpunkt-Meßschritt und der die Signalverzögerung korrigierende Schritt werden bei dem den Parameter schätzenden und korrigierenden Schritt mehrfach eingesetzt.

Bei dem Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung kann selbst dann, wenn ein Eingangssignal (ein digitales, zu messendes Signal) einen recht großen Frequenzfehler enthalten sollte, eine Zeitbasis ermittelt werden, und es können folglich ein Codedomänen-Leistungskoeffizient und ein Wellenform signal eines zu messenden Signals, das einen relativ großen Frequenzfehler besitzt, korrekt gemessen werden.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild, das ein Prinzip des funktionellen Aufbaus der erfindungsgemäßen Lehre veranschaulicht,

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild, das den funktionellen Aufbau eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung veranschaulicht,

Fig. 3 zeigt ein funktionelles Schaltbild, in dem eine weitere Ausführungsform eines die Zeitbasis und den Frequenzfehler schätzenden, in Fig. 2 gezeigten Schätzabschnitts 25 dargestellt ist,

Fig. 4 zeigt ein funktionelles Schaltbild, in dem eine weitere Ausführungsform eines in Fig. 2 gezeigten, zur Parameterschätzung und Korrektur dienenden Korrekturabschnitts 27 darge stellt ist, und

Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild, in dem die funktionelle Gestaltung eines herkömmlichen Meßver fahrens veranschaulicht ist.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 1 bis 4 wird nachfolgend ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild, das den grundlegenden Aufbau eines CDMA-Signalmeßsystems veranschaulicht, bei dem die vorliegende Erfindung zum Einsatz gebracht werden kann. Wie aus Fig. 1 ersichtlich ist, wird ein zu messendes, digitales Signal, das in ein Zwischenfrequenzsignal (IF-Signal) umgewandelt worden ist, an einen Eingangsanschluß 11 angelegt, der mit einem Basisbandwandler abschnitt 12 verbunden ist. Das von dem Eingangsanschluß 11 zugeführte digitale Signal wird durch den Basisbandwandlerabschnitt 12 in ein komplexes Basisbandsignal umgewandelt. Das komplexe Basisbandsignal wird dann an einen zur Gewinnung der Zeitbasis und zum Schätzen eines Frequenz fehlers dienenden Schätzabschnitt 25 geleitet, in dem aus dem komplexen Basisbandsignal eine Zeitbasis herausgegriffen bzw. ermittelt wird und gleichzeitig auch ein Frequenzfehler geschätzt wird. Auf der Grundlage der ermittelten Zeitbasis und des geschätzten Frequenzfehlers wird das komplexe Basisbandsignal korrigiert und an einen zur Parameterschätzung und Korrektur dienenden Korrektur abschnitt 27 geleitet, in dem eine Zeitbasis aus dem korrigierten komplexen Basisbandsignal heraus gegriffen bzw. ermittelt wird. Die Zeitbasis wird folglich aus dem komplexen Basisbandsignal in zwei Schritten gewonnen, nämlich in dem zum Gewinnen der Zeitbasis und Schätzen des Frequenzfehlers dienenden Schätzabschnitt 25 und dem zur Parameterschätzung und Korrektur dienenden Korrektur abschnitt 27.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren kann selbst dann, wenn das Eingangssignal (das zu messen de, digitale Signal) einen Frequenzfehler mit einer gewissen Größe enthalten sollte, die Zeitbasis dennoch ermittelt werden, so daß demzufolge ein Codedomänen-Leistungskoeffizient und die Wellenformqualität eines zu messenden Signals, das einen relativ großen Frequenzfehler aufweist, korrekt gemessen werden.

Fig. 2 zeigt einen konkreten Aufbau eines CDMA-Signalmeßsystems, bei dem die vorliegende Erfindung zum Einsatz kommt. Das Signal, das bei diesem Ausführungsbeispiel gemessen werden soll, ist ein CDMA-Basisstationssignal, das durch eine kurze Codefolge (kurze Code bzw. Kurzcode) und eine lange Codefolge (langer Code bzw. Langcode), die bzw. der ausreichend länger ist als der kurze Code, doppelt aufgespreizt bzw. unterteilt ist und das auf eine Mehrzahl von Kanälen multiplex förmig aufgeteilt ist. Eine Verteilungscodefolge bzw. Aufspreizungscodefolge ist somit ein Produkt bzw. eine Zusammensetzung aus einem langen Code und einem kurzen Code. In jedem Kanal werden hierbei die gleichen langen Codes eingesetzt, wohingegen als die kurzen Codes Codefolgen zum Einsatz kommen, die orthogonal zueinander sind. Ferner wird davon ausgegangen, daß das zu messende Signal durch QPSK (Quadratura Phase Shift Keying = Rechtwinkelphasenumtastung) als primäre Modulation und durch BPSK als sekundäre Modulation (Diffusionsmodulation bzw. Vertei lungsmodulation) moduliert ist. Zusätzlich wird angenommen, daß dieses Signal einen speziellen Kanal hat, der hier als ein Sicht- bzw. Grundkanal (Perch Channel) bezeichnet wird und stets für die Übertragung zur Verfügung steht. Bezüglich eines solchen Signals kann ein Codedomänen-Leistungs koeffizient (ein Leistungsverhältnis zu allen Signalen in jedem Kanal) bei diesem Ausführungsbeispiel gemessen werden. Bei der Berechnung dieses Codedomänen-Leistungskoeffizienten wird jedoch jeder Parameter derart geschätzt, daß der mittlere quadratische Fehler zwischen einem empfangenen Signal und einem Referenzsignal auf einen Mindestwert gebracht ist.

Ein zu messendes und von dem Eingangsanschluß 11 zugeführtes Signal (Trägerfrequenz f_IF), das in ein Zwischenfrequenzsignal umgewandelt worden ist, wird mit einer Abtastfrequenz f_s abgetastet und es wird das abgetastete Signal in einem nicht gezeigten Speicher gespeichert. Zunächst wird ein Abschnitt, der eine geeignete Länge des digitalen Zwischenfrequenzsignals aufweist, aus dem Speicher mit einer geeigneten Zeitgabe gewonnen. Damit aus diesem gewonnenen Signal dann ein komplexes Basisbandsignal erzeugt werden kann, wird das gewonnene Signal in einem Sinuswellen multiplikationsabschnitt (Abwärtswandlerabschnitt) 31 mit einer Sinuswelle bzw. einem Sinussignal multipliziert. Im Anschluß hieran wird dieses Signal durch ein Tiefpaßfilter geleitet. Wenn jedoch die Abtastfrequenz in diesem Fall nicht gleich einem n-fachen der Frequenz einer Chip- bzw. Abschnitts rate einer Verteilungscodefolge ist (n bezeichnet eine ganze Zahl), wird eine Interpolation und/oder ein Ausdünnen in einem Abtastfrequenzwandlerabschnitt 32 ausgeführt, um hierdurch die Abtastfrequenz auf das n-fache der Frequenz der Chip- bzw. Abschnittsrate f_s' zu bringen (n bezeichnet auch hier eine ganze Zahl). Das vorstehend angesprochene Tiefpaßfilter wird üblicherweise als ein Filter für den Interpolationsvorgang und/oder Ausdünnungsvorgang benutzt. Das komplexe Basisbandsignal, das mit der Abtastfrequenz f_s' abgetastet worden ist, wird an einen zur Symbolpunktgewinnung bzw. Symbolabschnittsgewinnung dienenden Gewinnungsabschnitt 33 angelegt, der in einem die Zeitbasis und den Frequenzfehler schätzenden Schätzabschnitt 25 enthalten ist. Hierbei wird ein Abtastpunkt, der am nächsten bei einem Symbolpunkt bzw. Symbolabschnitt liegt, aus den Abtastpunkten heraus gegriffen. Im Anschluß hieran wird dieses Signal mit einer Verteilungscodefolge synchronisiert und es wird zur gleichen Zeit ein Frequenzfehler des Signals in einem zur Synchronisation und Frequenzfeh lerabschätzung dienenden Schätzabschnitt 34 geschätzt. Das Signal wird dann entsprechend der Fehlergröße in einem das komplexe Basisband korrigierenden Korrekturabschnitt 26 korrigiert.

Nachfolgend wird dieses korrigierte Basisbandsignal in einen demodulierenden und die Leistung schätzenden Schätzabschnitt 35 eingespeist, der in einem Referenzsignalerzeugungsabschnitt 14 vorhanden ist. In diesem Fall wird eine Demodulation für jeden Kanal unter Heranziehung einer Verteilungscodefolge ausgeführt. Zur gleichen Zeit wird auch für jeden Kanal die Leistung geschätzt. Anschließend wird ein Referenzsignal für jeden Kanal in einem Referenzsignalerzeugungsabschnitt 36 generiert. Zusätzlich hierzu wird auch ein Referenzsignal für ein Multiplexsignal anhand des Referenz signals für jeden Kanal und der Leistung generiert, die in dem demodulierenden und die Leistung schätzenden Schätzabschnitt 35 geschätzt worden ist.

Im Anschluß hieran wird zunächst ein Abstand zwischen dem Symbolpunkt und einem Abtastpunkt, der am nächsten bei diesem Symbolpunkt liegt, in einem Symbolpunktschätzabschnitt 37 anhand des Referenzsignals für das Multiplexsignal und des korrigierten komplexen Basisbandsignals geschätzt. Der verbleibende Frequenzfehler und die anfängliche Phase werden danach in einem den Frequenz fehler und die anfängliche Phase schätzenden Schätzabschnitt 38 geschätzt. Im Anschluß hieran wird die Amplitude für jeden Kanal erneut in einem Amplitudenschätzabschnitt 39 geschätzt. Schließlich werden ein Codedomänen-Leistungskoeffizient und eine Wellenformqualität in einem Meßmerkmal- bzw. Meßgrößen- oder Meßparameter-Berechnungsabschnitt 22 anhand des komplexen Basisband signals, dessen Parameter jeweils in Korrekturabschnitten 41 und 42 korrigiert worden sind, und des Referenzsignals berechnet. Nachstehend wird jeder Block näher erläutert.

1. Datengewinnung

Zunächst wird ein eine geeignete Länge aufweisender Abschnitt des digitalen Zwischenfrequenzsig nals, das übertragen und in dem Speicher gespeichert worden ist, mit einer geeigneten Zeitgabe gewonnen. Die Anzahl von zu ermittelnden Abtastwerten hängt von der Anzahl von Abtastwerten zur Berechnung eines Codedomänen-Leistungskoeffizienten ab.

2. Basisbandwandlerabschnitt 12

In dem Basisbandwandlerabschnitt 12 wird das digitale Zwischenfrequenzsignal, das übertragen und aus dem Speicher ausgelesen worden ist, in ein komplexes Basisbandsignal umgewandelt, und es wird die Abtastfrequenz in eine n-fache Frequenz (n bezeichnet eine ganze Zahl) der Chiprate bzw. Abschnittsfrequenz der Verteilungscodefolge umgewandelt. Dieser Basisbandwandlerabschnitt 12 weist zwei Unterblöcke auf, nämlich den Sinuswellen-Multiplikationsabschnitt 31 und den Abtastfre quenzwandlerabschnitt 32.

2-1. Sinuswellen-Multiplikationsabschnitt 31

In dem Sinuswellen-Multiplikationsabschnitt 31 wird das übertragene digitale Zwischenfrequenzsignal s_k = s(kT_s) mit einer Sinuswelle exp(-j2πf_IFT_sk) multipliziert (T_s bezeichnet das Abtastintervall).

2-2. Abtastfrequenzwandlerabschnitt 32

Damit die harmonischen Komponenten bzw. Oberwellen aus dem mit dem Sinussignal multiplizierten Signal beseitigt werden, wird das Signal anschließend durch ein Tiefpaßfilter geleitet. Wenn die Abtastfrequenz s des digitalen, übertragenen und aus dem Speicher ausgelesenen Zwischenfrequenz signals hierbei nicht einem n-fachen der Frequenz (n bezeichnet eine ganze Zahl) der Chiprate bzw. Abschnittsfrequenz der Verteilungscodefolge zum Aufteilen bzw. Verteilen des Signals entspricht, wird ein Interpolationsvorgang und/oder ein Ausdünnungsvorgang bzw. Datenverringerungsvorgang derart ausgeführt, daß die Abtastfrequenz zu dem n-fachen (n bezeichnet auch hier eine ganze Zahl) der Frequenz der Chiprate bzw. Abschnittsfrequenz wird. Das vorstehend erwähnte Tiefpaßfilter wird als ein Filter für diesen Interpolations- und/oder Ausdünnungsvorgang eingesetzt. Wenn beispielsweise die Abtastfrequenz des zu übertragenden digitalen Zwischenfrequenzsignals gleich 40 MHz und die Chiprate bzw. Abschnittsfrequenz der Verteilungscodefolge gleich 4,096 MHz ist, wird ein Nyquist- Filter mit 48641 Abgriffen und einer Abtastfrequenz (40 × 512 MHz) dazu benutzt, zunächst das übertragene Signal zu interpolieren und hierbei die Abtastfrequenz auf das achtfache der Frequenz der Chiprate umzusetzen. Im Anschluß hieran wird bei jeweils 625 Abtastwerten ein Signal herausgegrif fen, wodurch die Abtastfrequenz auf das achtfache der Frequenz der Chiprate umgewandelt wird. Im nachfolgenden Text wird unterstellt, daß die Abtastfrequenz das achtfache der Chiprate ist. Auch wenn die Abtastfrequenz (1/T_s) üblicherweise in jedem Meßgerät festgelegt ist, ist allerdings die Chiprate bzw. Abschnittsfrequenz s des übertragenen und einzuspeisenden Signals nicht zwingend konstant, sondern kann in Abhängigkeit von dem jeweiligen System unterschiedlich sein. Die Abtastfrequenz und die Chiprate stehen daher nicht zwingend in einer solchen Beziehung, daß sie jeweils die n-fache Frequenz aufweisen (n bezeichnet auch hier eine ganze Zahl).

3. Schätzabschnitt 25 zur Gewinnung der Zeitbasis und Abschätzung des Frequenzfehlers

In diesem Abschnitt wird die Zeitbasis durch Synchronisieren des komplexen Basisbandsignals mit der Verteilungscodefolge herausgegriffen, d. h. ermittelt. Zur gleichen Zeit wird auch ein Trägerfrequenz fehler geschätzt. Der Schätzabschnitt 25 enthält zwei Unterblöcke, nämlich den Symbolpunktgewin nungsabschnitt 33 und den zur Synchronisation und Frequenzfehlerschätzung dienenden Schätzab schnitt 34.

3-1. Symbolpunktgewinnungsabschnitt 33

In diesem Abschnitt wird ein Abtastpunkt, der am nächsten bei einem Symbolpunkt bzw. Zeichenpunkt (Mitte eines Chips bzw. Codestücks) liegt, aus acht aufeinanderfolgenden Abtastwerten, d. h. den einem Chip bzw. Codestück entsprechenden Abtastwerten herausgegriffen. Bei diesem Verfahren wird ein Wert i zur Maximierung des nachfolgenden Werts ermittelt und es wird dieser Abtastpunkt als derjenige Abtastpunkt beurteilt, der am nächsten bei dem Symbolpunkt liegt:

In diesem Fall repräsentieren x und y jeweils den Realteil und den Imaginärteil des komplexen Basisbandsignals, das mit der achtfachen Rate der Chiprate abgetastet worden ist. Der Wert der Länge ab dem vorlaufenden Rand (Flanke) des komplexen Basisbandsignals bis zu demjenigen Abtastpunkt, der am nächsten bei dem herausgegriffenen Symbolpunkt liegt, entspricht dem ersten geschätzten Signalverzögerungswert, der im Patentanspruch 3 erwähnt ist.

3-2. Schätzabschnitt 34 für die Synchronisation und die Frequenzfehlerabschätzung

In diesem Abschnitt wird das Signal mit einer Codefolge synchronisiert, durch die das Signal diffundiert bzw. aufgeteilt oder unterteilt wird. Gleichzeitig hiermit wird zu diesem Zeitpunkt auch der Trägerfre quenzfehler geschätzt. Eine Mehrzahl von Kanälen ist in dem empfangenen Signal in Multiplexform vorhanden, wobei jedoch zu diesem Zeitpunkt noch nicht bekannt ist, welche Kanäle multiplexver schachtelt sind. In diesem Signal ist jedoch in jedem Fall ein spezieller Kanal (ein Sichtkanal bzw. Grundkanal) vorhanden, über den stets Signale übertragen werden. Daher werden der Synchronisa tionsvorgang und die Frequenzfehlerschätzung unter Ausnutzung der Verteilungscodes ausgeführt, die in dem Grundkanal benutzt werden. Die Verteilungscodefolge, die in dem Grundkanal benutzt wird, ist in diesem Fall orthogonal bzw. rechtwinklig zu der Verteilungscodefolge der anderen Kanäle in einer Periodenlänge des kurzen Codes. Falls daher der Frequenzfehler relativ klein ist, kann der Kanalein fluß, der von einem anderen Kanal als dem Grundkanal herrührt, dadurch beseitigt werden, daß ein empfangenes Basisbandsignal mit der Verteilungscodefolge des Grundkanals mit derselben Phase multipliziert wird und daß die Summe (W) über die gesamte Länge der einen Periode des kurzen Codes gebildet wird. Anschließend wird eine Suche in einer Periode der Verteilungscodefolge des Grundkanals ausgeführt, um hierdurch diejenige Position zu finden, bei der der nachstehend angege bene Wert seinen Maximalwert besitzt. Diese Position kann als die Synchronisationsposition festgelegt werden. Die Länge des kurzen Codes wird in diesem Fall und auch im weiteren Text als 64 Chips bzw. Codestücke angenommen:

In diesem Fall gilt:

U_o,q+g: (q+g)-tes Chip einer Verteilungscodefolge des Grundkanals,
g entspricht 64 x L,
m = 0 bis 63,
L = 0 bis [((Länge des langen Codes)/64)-1].

Ferner ist mit arg(W_m,k,q) die Summe aus der k-ten Symbolphase Φ_k, der Größe der Phasenänderung aufgrund eines Frequenzfehlers und der anfänglichen Phase bezeichnet. Falls somit bei den Werten m und g, die den Synchronisationspunkt bereitstellen oder definieren, gilt, daß r_k gleich r_k = arg(W_m,k,g)-Φ_k ist, läßt sich ein Frequenzfehler auf der Grundlage der nachstehend angegebenen Gleichung schätzen:

Da dies bei dem Fall der QPSK gegeben ist:

Φ_k = Y(arg(W_m,k,g)-ΔΦ_k-1

ΔΦ_k-1 = arg(W_m,k-1,g)-Φ_k-1

Das komplexe Basisbandsignal wird dann in dem Korrekturabschnitt 26 unter Heranziehung des erhaltenen Frequenzfehlers Δf korrigiert. Ferner werden unter der Annahme, daß die Chiprate gleich 4,096 MHz und daß M = 640 ist, die geschätzte Genauigkeit des Frequenzfehlers Δf und der geschätzte zulässige Bereich durch eine Arbeitsstation mit den Werten 70 Hz bzw. +/- 8 kHz ermittelt. Hierbei wird angenommen, daß das komplexe Basisbandsignal derart verschoben worden ist, daß sein führender bzw. vorderer Abtastwert zu einem führenden bzw. vorderen Chip bzw. Codestücks eines kurzen Codes wird. Dies bedeutet, daß das komplexe Basisbandsignal um die Größe eines zweiten Signal verzögerungswerts verschoben wird, der der Länge ab demjenigen Abtastpunkt (Chippunkt), der am nächsten bei dem Symbolpunkt liegt, bis zu dem vorderen Rand eines kurzen Codes in dem komple xen Basisbandsignal entspricht.

4. Referenzsignalerzeugungsabschnitt 14

In dem Referenzerzeugungsabschnitt 14 wird ein Referenzsignal für jeden Kanal unter Heranziehung des empfangenen komplexen Basisbandsignals, das hinsichtlich des in dem zur Synchronisation und zur Fehlerabschätzung dienenden Schätzabschnitt 25 ermittelten Frequenzfehlers korrigiert ist, und einer Verteilungscodefolge erzeugt, die für jeden Kanal benutzt wird. Zunächst wird eine Demodulation für jeden Kanal ausgeführt und es wird zur gleichen Zeit auch die Leistung jedes Kanals geschätzt. Anschließend wird ein Referenzsignal, das eine Abtastrate besitzt, die dem einfachen der Chiprate entspricht, unter Heranziehung der Verteilungscodefolge jedes Kanals erzeugt. Zusätzlich wird in gleichartiger Weise auch ein Referenzsignal eines bzw. für ein multiplexverschachteltes Signal unter Heranziehung der geschätzten Leistung erzeugt. Dieser Block enthält zwei Unterblöcke, nämlich den zur Demodulation und Leistungsabschätzung dienenden Schätzabschnitt 35 und den Referenzsigna lerzeugungsabschnitt 36.

4-1. Schätzabschnitt 35 zur Demodulation und Leistungsschätzung

Hierbei wird eine Demodulation für jeden Kanal ausgeführt und es wird zur gleichen Zeit auch eine Leistung für jeden Kanal auf der Grundlage des korrigierten komplexen Basisbandsignals (x'_k + jy'_k) geschätzt.

Zunächst wird die Demodulation gemäß den nachstehend angegebenen Gleichungen ausgeführt, wobei angenommen wird, daß die jeweiligen Informationsbits des Realteils und des Imaginärteils jeweils a_k bzw. b_k entsprechen:

a_k = Sign(A_i,k,g(x'))

b_k = Sign(A_i,k,g(y'))

Hierbei gilt:

U_i,j: j-tes Chip einer Verteilungscodefolge in dem Kanal i.

Zusätzlich wird die Leistung eines Kanals i in der folgenden Weise geschätzt:

4-2. Referenzsignalerzeugungsabschnitt 36

Da jede Symbollänge (Informationslänge) gleich groß ist wie die Periodenlänge eines kurzen Codes, wird ein Referenzsignal des jeweiligen bzw. für jeden Kanal auf der Grundlage der nachstehend angegebenen Gleichung unter Heranziehung der erhaltenen Demodulationsinformationsbits bzw. demodulierten Informationsbits gebildet:

R_i,k = a_k/64 + jb_k/64.U_i,k

Hierbei ist mit x/y der Quotient (ganze Zahl) bezeichnet, der sich ergibt, wenn x durch y dividiert wird.

In gleichartiger Weise wird ein Referenzsignal für das multiplexverschachtelte Signal unter Heranzie hung der erhaltenen Leistungswerte ermittelt:

Im Anschluß hieran werden Parameter unter Heranziehung des Referenzsignals für das multiplexver schachtelte Signal und des komplexen Basisbandsignals, das in dem Korrekturabschnitt 26 korrigiert worden ist, geschätzt.

5. Parameterschätzabschnitt

In dem Parameterschätzabschnitt werden der Trägerfrequenzfehler, die anfängliche Phase der Trägerwelle, der Abstand zwischen einem Symbolpunkt und einer Amplitude eines Signals in jedem Kanal unter Heranziehung des Referenzsignals für das multiplexverschachtelte Signal bzw. Multiplex signal und des komplexen Basisbandsignals, das in dem Korrekturabschnitt 26 korrigiert worden ist, geschätzt. In diesem Fall wird jeder Fehler derart geschätzt, daß der quadratische Fehler ε zwischen dem Referenzsignal und dem empfangenen Signal auf einen Mindestwert gebracht ist. Dieser Parameterschätzabschnitt enthält drei Unterblöcke, nämlich den Symbolpunktschätzabschnitt 37, den den Frequenzfehler und die anfängliche Phase schätzenden Schätzabschnitt 38 und den Amplituden schätzabschnitt 39.

5-1. Symbolpunktschätzabschnitt 37

Der Frequenzfehler und die Leistung jedes Kanals sind in dem zur Synchronisation und Frequenzfeh lerabschätzung dienenden Schätzabschnitt 34 und dem demodulierenden und leistungsschätzenden Schätzabschnitt 35 jeweils grob geschätzt worden. Hier wird daher unter Zugrundelegung der Annahme, daß jeder Schätzfehler dieser geschätzten Werte jeweils gleich Null ist, der Abstand T zwischen einem Symbolpunkt und dem Abtastpunkt, der am nächsten bei diesem Symbolpunkt liegt, geschätzt. Bei dieser Schätzmethode wird τ auf der Grundlage der Gleichungen δε/δΘ₀ = 0 und δε/δτ = 0 erhalten, wobei hierbei Φ₀ eliminiert wird. In diesem Fall läßt sich das ermittelte τ durch die nachste hend angegebene Gleichung darstellen (in der "*" konjugiert komplex bedeutet):

wobei gilt:

s'': korrigiertes komplexes Basisbandsignal,
Φ_i,k+1: (k+1)-te Symbolphase des Kanals i,
α₁, β₁, γ₁: Koeffizienten der jeweiligen Grade bzw. Ansätze, wenn ein Basisbandfilter durch eine quadratische Gleichung des Schlupfes bzw. Abstands τ gegenüber einem Symbolpunkt approximiert wird,

g(1T_c+τ)=α₁+β₁τ+γ₁τ²,

g(t): Basisbandfilter.

Falls die Chipfrequenz gleich 4,096 MHz ist, die Anzahl von Abgriffen bzw. Anschlüssen eine Zahl ist, die elf Chips bzw. Codestücken entspricht, und L den Wert 960 aufweist, wird in diesem Fall durch eine Arbeitsstation eine Schätzgenauigkeit von T ermittelt, die ungefähr gleich drei Nanosekunden ist. Das komplexe Basisbandsignal wird dann in dem Korrekturabschnitt 41 um diese Größe von τ verschoben.

5-2. Schätzabschnitt 38 zur Abschätzung des Frequenzfehlers und der anfänglichen Phase

In diesem Unterblock werden der verbleibende Frequenzfehler und die anfängliche Phase ermittelt. Als Methode für diese Ermittlung wird die Methode der kleinsten Quadrate benutzt. Das komplexe Basisbandsignal, das um die Größe von τ verschoben worden ist, wird dann in dem Korrekturabschnitt 42 um die Größe des hierbei erhaltenen Werts korrigiert.

5-3. Amplitudenschätzabschnitt 39

In diesem Unterblock wird eine Amplitude jedes Kanals geschätzt. Da in diesem Fall der Frequenzfeh ler, der Schlupf der anfänglichen Phase und der Abstand zu dem Symbolpunkt bereits geschätzt worden sind, wird davon ausgegangen, daß die jeweiligen Fehler dieser geschätzten Werte gleich Null sind.

Eine partielle Differenzierung des quadratischen Fehlers ε zwischen dem Referenzsignal und dem empfangenen Signal wird im Hinblick auf eine Amplitude jedes Kanals ausgeführt. Indem der partielle differentielle Wert (Differentialwert) gleich Null gemacht wird, kann die Amplitude jedes Kanals in der folgenden Weise ermittelt werden:

wobei s''' das Ausgangssignal des Korrekturabschnitts 42 bezeichnet, das durch das von dem den Frequenzfehler und die anfängliche Phase schätzenden Schätzabschnitt 38 abgegebenen Ausgangs signal korrigiert ist. Mit N ist die Schätzlänge bezeichnet.

6. Meßgrößenberechnungsabschnitt 22

In diesem Block wird der Codedomänen-Leistungskoeffizient (das Leistungs- bzw. Spannungsverhält nis zu allen Signalen jedes Kanals) in der nachstehend angegebenen Weise in Übereinstimmung mit seiner Definition auf der Grundlage des Ausgangssignals des Parameter schätzenden und korrigieren den Abschnitts 27 und eines Referenzsignals berechnet:

Hierbei bezeichnet R_i ein ideales Basisbandsignal des Kanals i, während N die Berechnungslänge des Codedomänen-Leistungskoeffizienten bezeichnet.

Ferner wird auch die Wellenformqualität des multiplexverschachtelten Signals bzw. Multiplexsignals in folgender Weise in Übereinstimmung mit deren Definition unter Heranziehung einer Amplitude jedes Kanals berechnet, die in dem Amplitudenschätzabschnitt 39 erneut geschätzt wird:

Hierbei bezeichnet R'' das Referenzsignal des multiplexverschachtelten Signals, das unter Heranzie hung eines Amplitudenwerts jedes Kanals, der in dem Amplitudenschätzabschnitt 39 geschätzt worden ist, erneut generiert wird.

Bei der vorstehenden Beschreibung wird davon ausgegangen, daß das zu messende Signal mittels QPSK bzw. Rechtwinkelphasenumtastung als eine primäre Modulation moduliert worden ist und ferner durch BPSK als Diffusions- bzw. Verteilungsmodulation, d. h. als sekundäre Modulation moduliert worden ist. Was jedoch das zu messende Signal durch QPSK als die sekundäre Modulation (Diffu sions- bzw. Verteilungsmodulation) moduliert worden ist, werden die Gleichungen in jedem Block in der folgenden Weise geändert:

Schätzabschnitt 34 für die Synchronisation und die Frequenzfehlerabschätzung

Demodulations- und Leistungsschätzabschnitt 35

Die Gleichungen für die Ableitung bzw. Gewinnung von Informationsbits lauten wie folgt

a_k = Sign (A_i,k,g)
b_k = Sign (B_i,k,g)
wobei gilt:

U_i,j bezeichnet die j-te Verteilungscodefolge der Realteilseite bzw. des Realteilabschnitts im Kanal i,
V_i,j: bezeichnet die j-te Verteilungscodefolge der Imaginärteilseite bzw. des Imaginärteilabschnitts in dem Kanal i,
Leistung des Kanals i:

Falls in dem zu messenden Signal eine lange Codemaske vorhanden ist, d. h. ein Abschnitt vorliegt, der durch einen kurzen Code unterteilt ist, der lediglich mit einer konstanten Periode in dem Signal eingefügt ist, das durch einen kurzen Code und einen langen Code doppelt diffundiert bzw. unterteilt wird, läßt sich ferner der Codedomänen-Leistungskoeffizient mit hoher Geschwindigkeit dadurch berechnen, daß der für die Synchronisation und die Frequenzfehlerschätzung vorgesehene Schätzab schnitt 34 in zwei Unterblöcke 45 und 46 unterteilt wird, wie dies in Fig. 3 dargestellt ist.

Langcodemaskenerfassungsabschnitt 45

In diesem Unterblock 45 wird ein kurzer Code, der in dem Sichtkanal bzw. Grundkanal eingesetzt wird, dazu benutzt, einen langen Codemaskenabschnitt bzw. Langcodemaskenabschnitt zu erfassen. Bei diesem Verfahren wird die Korrelation zwischen dem empfangenen komplexen Basisbandsignal und dem kurzen Code, der in dem Grundkanal eingesetzt wird, berechnet, und es wird dessen Spitzen wertposition als der Langcodemaskenabschnitt eingestuft. Dies bedeutet, daß die Größe der Signal verzögerung (eine zweite Verzögerungsgröße) ab demjenigen Abtastpunkt (Chippunkt), der am nächsten bei dem Symbolpunkt liegt, der in dem Symbolpunktgewinnungsabschnitt 33 ermittelt wurde, bis zu dem Ende der langen Codemaske bzw. Langcodemaske erfaßt wird.

Synchronisations- und frequenzfehlerschätzender Schätzabschnitt 46

Da die Position der langen Codemaske durch den Langcodemaskenerfassungsabschnitt 45 ermittelt worden ist, kann die Phase bzw. Phasenlage des nachfolgenden langen Codes in einem engen Bereich geschätzt werden. Dies bedeutet, daß die Größe der Signalverzögerung (eine dritte Verzöge rungsgröße) ab der Phase des erfaßten langen Codes bis zu der Phase des langen Codes für den Beginn der Berechnung des Codedomänen-Koeffizienten gemessen wird. Der Suchbereich für den Verteilungscode zum Zeitpunkt der Synchronisation kann demzufolge erheblich verringert werden, und es kann damit ein Hochgeschwindigkeitsprozeß bzw. eine sehr schnelle Verarbeitung erreicht werden. Wenn beispielsweise angenommen wird, daß die Länge des langen Codes gleich 40960 Chips bzw. Codestücken entspricht, und lange Codemasken bei jeweils 2432 Chips für bzw. mit einer Länge, die 128 Chips entspricht, hinzugefügt werden, läßt sich der Codedomänen-Leistungskoeffizient mit der doppelten Geschwindigkeit berechnen.

Je kleiner der verbleibende Fehler ist, desto genauer kann der Symbolschätzabschnitt die Schätzung ausführen. Die Schätzgenauigkeit von τ läßt sich deshalb dadurch verbessern, daß in dem Symbol punktschätzabschnitt 47 die gleiche Anzahl von Prozessen wie in dem Symbolpunktschätzabschnitt 37 wiederholt wird, wobei hierbei bei Bedarf das korrigierte, von dem Korrekturabschnitt 42 abgegebene komplexe Basisbandsignal und das Referenzsignal gemäß der Darstellung in Fig. 4 zum Einsatz gebracht werden können. Wenn die Chiprate gleich 4096 MHz, die Anzahl von Abgriffen bzw. Anschlüssen des Basisbandfilters gleich groß ist wie ein Wert, der elf Chips entspricht, und L den Wert 960 besitzt, kann die Schätzgenauigkeit von τ auf ungefähr das dreifache in der Arbeitsstation erhöht werden.

Wie vorstehend beschrieben, wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein Zeitbasisschlupf bzw. -versatz und ein Trägerfrequenzfehler bezüglich eines empfangenen Signals (eines zu messenden Signals) grob geschätzt, das in ein komplexes Basisbandsignal umgewandelt worden ist. Das komplexe Basisbandsignal wird entsprechend diesem geschätzten Wert korrigiert. Auf der Grundlage dieses korrigierten komplexen Basisbandsignals wird ein Referenzsignal erzeugt. Die Zeitbasis und der Trägerfrequenzfehler werden unter Heranziehung des Referenzsignals und des komplexen Basisbandsignals ermittelt. Das komplexe Basisbandsignal wird weiterhin in Abhängigkeit von der Zeitbasis und dem Trägerfrequenzfehler korrigiert. Da die Meßmerkmale bzw. Meßgrößen oder Meßparameter unter Heranziehung des korrigierten komplexen Basisbandsignals und des Referenz signals berechnet werden, können diese Meßparameter selbst dann korrekt ermittelt werden, wenn in dem Eingangssignal ein relativ großer Trägerfrequenzfehler vorhanden sein sollte.

Bei der Messung der Qualität eines CDMA-Signals, in dem ein langer Code und ein kurzer Code eingebettet sind, kann die Messung folglich selbst dann durchgeführt werden, wenn der Frequenzfeh ler relativ groß ist. Ein empfangenes Signal wird in ein komplexes Basisbandsignal s umgewandelt und ein Symbolpunkt aus dem Signal herausgegriffen. Der Frequenzfehler Δf wird aus dem Phasenversatz gegenüber dem Symbolpunkt ermittelt. Das Signal s wird dann entsprechend dem Frequenzfehler Δf korrigiert, wonach das korrigierte Signal s' anhand eines Verteilungssignals jedes Kanals decodiert wird. Ferner wird die jeweilige Leistung ermittelt und ein jeweiliges Referenzsignal erzeugt. Die Verzögerungszeit τ wird auf der Grundlage der jeweiligen Referenzsignale und der Signale s' ermittelt, derart, daß der quadratische Fehler ε zwischen diesen Signalen den Mindestwert besitzt, wonach das Signal s' gemäß diesem Wert τ korrigiert wird. Für das derart korrigierte Signal s'' werden der Frequenzfehler und die anfängliche Phase gebildet, so daß ε minimiert wird. Das Signal s'' wird dann entsprechend diesem Frequenzfehler und der anfänglichen Phase korrigiert, um hierdurch ein Signal s''' zu erzeugen. Die Amplitude wird unter Heranziehung dieses Signals s''' und des Referenzsignals gemessen und es wird ferner ein Meßparameter berechnet.

Claims

1. Verfahren zum Messen eines CDMA-Signals mit
einem orthogonal umwandelnden Schritt zum Umwandeln eines digitalen, zu messenden Signals in ein erstes komplexes Basisbandsignal
einem eine Zeitbasis und einen Frequenzfehler schätzenden Schätzschritt zum Schätzen eines ersten Signalverzögerungswerts anhand des ersten komplexen Basisbandsignals und einer Verteilungscodefolge, und zum Schätzen eines ersten Frequenzfehlers unter Heranziehung des geschätzten ersten Signalverzögerungswerts,
einem Frequenzfehlerkorrekturschritt zum Korrigieren des ersten komplexen Basisband signals entsprechend dem ersten Frequenzfehler und zum Verschieben des ersten komplexen Basisbandsignals entsprechend dem ersten Signalverzögerungswert, um hierdurch ein zweites komplexes Basisbandsignal zu bilden,
einem Referenzsignalerzeugungsschritt zum Erzeugen eines Referenzsignals auf der Grundlage des zweiten komplexen Basisbandsignals und einer Verteilungscodefolge,
einem Parameterschätz- und -korrekturschritt zum Schätzen und Korrigieren eines Parame ters aus dem zweiten komplexen Basisbandsignal und dem Referenzsignal, um hierdurch ein drittes komplexes Basisbandsignal zu bilden, und
einem Meßmerkmalberechnungsschritt zum Berechnen eines Meßmerkmals auf der Grund lage des dritten komplexen Basisbandsignals und des Referenzsignals.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der orthogonal umwandelnde Schritt einen Abtastratenwandlerschritt zum Umwandeln eines komplexen Basisbandsignals in eine Abtastfrequenz enthält, die die n-fache Frequenz ihrer Chiprate bzw. Codestückfrequenz besitzt, um hierdurch das erste komplexe Basisbandsignal zu bilden, wobei n eine ganze Zahl bezeichnet.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der die Zeitbasis und den Frequenzfehler schätzende Schätzschritt umfaßt:
einen Symbolpunktgewinnungsschritt zum Erfassen eines am nächsten bei einem Symbol punkt liegenden Abtastpunkts, in dem ersten komplexen Basisbandsignal, um hierdurch den ersten Signalverzögerungswert zu schätzen, und
einen Synchronisations- und Frequenzfehlerschätzschritt zum Erfassen einer Phase einer Verteilungscodefolge auf der Grundlage des ersten komplexen Basisbandsignals und der Verteilungs codefolge für jeden der ermittelten Symbolpunkte, um hierdurch den ersten Frequenzfehler anhand der Phasendifferenz zu schätzen.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Synchronisations- und Frequenzfehlerschätzschritt umfaßt:
einen Langcodemaskenerfassungsschritt zum Erfassen eines Langcodemaskenabschnitts in dem ersten komplexen Basisbandsignal und einer Verteilungscodefolge, und
einen Schätzschritt zum Erfassen der Phase eines langen, dem Langcodemaskenabschnitt folgenden Codes in dem ersten komplexen Basisbandsignal und der Verteilungscodefolge, um hierdurch den ersten Frequenzfehler anhand der Phasendifferenz zu schätzen.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzsignalerzeugungsschritt umfaßt:
einen Demodulations- und Leistungsschätzschritt zum Demodulieren jedes Kanals in dem zweiten komplexen Basisbandsignal und einer Verteilungscodefolge jedes Kanals, und zum Schätzen eines ersten Leistungswerts jedes Kanals, und
einen Referenzsignalerzeugungsschritt zum Erzeugen eines Referenzsignals jedes Signals auf der Grundlage der Verteilungscodefolge jedes Kanals und des ersten Leistungswerts jedes Kanals.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Parameterschätz- und Korrekturschritt umfaßt:
einen zweiten Symbolpunktmeßschritt zum Schätzen eines zweiten Signalverzögerungswerts anhand des zweiten komplexen Basisbandsignals und des Referenzsignals,
einen Signalverzögerungskorrekturschritt zum Verschieben des zweiten komplexen Basis bandsignals entsprechend dem zweiten Signalverzögerungswert, um hierdurch das dritte komplexe Basisbandsignal zu bilden,
einen den Frequenzfehler und die anfängliche Phase schätzenden Schätzschritt zum Schät zen eines zweiten Frequenzfehlers und einer anfänglichen Phase einer Trägerwelle,
einen einen Frequenzfehler und die anfängliche Phase korrigierenden Schritt zum Korrigieren des dritten komplexen Basisbandsignals entsprechend dem zweiten Frequenzfehler und dem anfänglichen Phasenwert, um hierdurch ein viertes komplexes Basisbandsignal zu bilden, und
einen Amplitudenschätzschritt zum Schätzen einer Amplitude jedes Kanals anhand des vierten komplexen Basisbandsignals und des Referenzsignals.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Parameterschätz- und Korrekturschritt, der zweite Symbolpunktmeßschritt und der Signalverzögerungskorrekturschritt mehrfach durchgeführt werden.