DE19822814C2 - Elektronische Verstärkerschaltung und Verfahren für dieselbe - Google Patents

Description

Die Erfindung richtet sich auf eine elektronische Verstärkerschaltung sowie auf ein Verfahren für dieselbe.

In Fig. 6 der Zeichnung ist ein Schaltbild einer herkömmlichen Verstärkerstufe mit zwei in Reihe geschalteten Leistungstransistoren T₁, T₂ wiedergegeben, mit denen die an dem Lastwiderstand R_L anliegende Ausgangsspannung U_A kontinuierlich zwischen den beiden Versorgungsspannungswerten V₊, V_- verstellt werden kann. Bei einer derartigen Verstärkerschaltung ergibt sich das prinzipielle Problem, daß der durch den Lastwiderstand R_L fließende Strom I_A, multipliziert mit dem an dem jeweils stromleitenden Transistor T₁, T₂ anliegenden Spannungsabfall V₊-U_A bzw. U_A-V_- eine erhebliche Verlustleistung in dem betreffenden Transistor T₁, T₂ verursacht, welche den Wirkungsgrad der Schaltung erheblich reduziert. Deshalb ist es bereits bekannt, die Leistungstransistoren T₁, T₂ nicht mit dem Eingangssignal U_E direkt anzusteuern, sondern dieses Signal zusammen mit der von dem gemeinsamen Anschluß G der beiden Leistungsstellglieder T₁, T₂ gegebenenfalls über einen Tiefpaß R, C₂ zurückgekoppelten Spannung U_G einer Ansteuerschaltung R/M zuzuführen, in der ein Modulationsbaustein von einem Regler derart angesteuert wird, daß der Spannungsistwert U_G einem Spannungssollwert U_E möglichst gut nachgeführt wird. Indem hierbei eine Pulsweitenmodulation vorgenommen wird, ist es möglich, die beiden Transistoren T₁, T₂ wechselweise in den Sättigungszustand zu steuern, so daß die Spannung U_G näherungsweise zwischen den beiden Betriebsspannungen V₊, V_- hin- und hergeschaltet wird. In einem dem gemeinsamen Knoten G nachgeschalteten Filter F, der vorzugsweise durch ein LC-Glied gebildet ist, wird für eine ausreichende Glättung der Ausgangsgrößen I_A, U_A gesorgt, so daß die stark schwankende Spannung U_G an dem Lastwiderstand R_L nur als mäßiger Oberwellenanteil zu erkennen ist. Da die Transistoren T₁, T₂ abwechselnd jeweils gesperrt oder kurzgeschlossen sind, ist entweder der betreffende Strom- oder Spannungswert jeweils etwa 0, so daß die Verlustleistung an diesen Elementen äußerst gering ist. Dieser Vorteil wird jedoch dadurch erkauft, daß anstelle üblicher Leistungstransistoren aufgrund der hochfrequenten Ansteuerung teure Hochfrequenzschalttransistoren T₁, T₂ verwendet werden müssen. Um trotz der hohen Schaltfrequenz Querkurzschlüsse in den Leistungsstellgliedern T₁, T₂ ausschließen zu können, werden dieselben zeitversetzt angesteuert, so daß während einer Übergangsphase beide Transistoren T₁, T₂ gesperrt sind. Hieraus ergeben sich weitere Schaltverzerrungen, die neben einer aufwendigen Konstruktion des Modulationsbausteins R/M auch einen aufwendigen Filterbaustein F bedingen. Dennoch sind die Schaltverzerrungen an dem Lastwiderstand R_L deutlich zu messen, und zwar auch im stand-by-Betrieb, wo die Ansteuerimpulse für die beiden Leistungsstellglieder T₁, T₂ etwa gleich groß sind.

Der erhebliche schaltungstechnische Aufwand, der zur Herabsetzung der Ver­ lustleistung gemäß der Schaltung nach Fig. 6 notwendig ist, verdoppelt sich zusätzlich, wenn der Lastwiderstand R_L an nur einer einzigen Versorgungsspannung V₊ betrieben werden soll, wie sich dies aus Fig. 7 ergibt. Solchenfalls sind zwei Schaltungsblöcke VIa, VIb erforderlich, die ausgangsseitig mit je einem Anschluß des Lastwiderstandes R_L gekoppelt sind. Bei dieser Anordnung bilden jeweils zwei im Gegentakt betriebene Transistoren T_1a, T_2a; T_1b, T_2b je eine Hälfte einer Transistorbrückenschaltung, wobei eine Transistorbrücke T_a von dem Eingangssignal U_E, die andere Transistorbrückenhälfte T_b von dem invertierten I Eingangssignal U_E angesteuert wird. Zwar ist es mit dieser Schaltung möglich, den Ausgangsspannungshub an dem Widerstand R_L zu verdoppeln, so daß dieselbe Ausgangsleistung bereits mit nur einer einzigen Versorgungs­ spannung V₊ erzielt werden kann, was insbesondere für batteriegespeiste Schaltungen im Kraftfahrzeugsektor wichtig ist; der hierzu erforderliche Schal­ tungsaufwand ist jedoch immens. Außerdem ist nach wie vor an dem Aus­ gangswiderstand R_L ein erheblicher Oberwellenanteil insbesondere mit der Modulationsfrequenz der Modulatoren R/M_a, R/M_b vorhanden.

Andererseits ist aus dem Fachaufsatz "Improvement of Power Efficiency for the Class-BD Amplifier with Final Bridge Circuits" von Masayoshi Mochimaru, in "Electronics and Communication in Japan", Part 2, 1991, Vol. 74, No 6, S. 53-61, eine Verstärkerschaltung bekannt, bei welcher die Betrags- und Vorzeicheninformation des zu verstärkenden Signals getrennt werden, und wobei in einem ersten Funktionsblock der Betrag des zu verstärkenden Signals amplitudenmäßig verstärkt wird, und in einem zweiten Funktionsblock die Polarität mit einer Brückenschaltung phasenrichtig umgeschalten wird, deren Brückenhälften aus je zwei in Reihe geschaltenen, im Gegentakt betriebenen Transistoren gebildet sind, wobei die beiden Brückenhälften gemeinsame Eingangsspannung etwa proportional zu dem Betrag des zu verstärkenden Signals verstellt wird. Die vorbekannte Schaltung entspricht etwa dem Blockschaltbild aus der beigefügten Fig. 1. Dabei ist für jede Brückenhälfte ein eigener, von dem anderen jeweils unabhängiger Regelkreis vorgesehen, dem das Ausgangspotential der betreffenden Brückenhälfte als Istwert zugeführt ist. Die Sollwerte dieser beiden Regelkreise werden jeweils von dem zu verstärkenden Eingangssignal abgeleitet, indem mittels unterschiedlich gepolter Einweggleichrichter positive Halbwellen des Eingangssignals als Sollwert nur einem der beiden Regelkreise zugeführt werden, während negative Halbwellen ausschließlich zu dem anderen Regelkreis gelangen. Einer der beiden Regelkreise wird daher immer mit einem konstanten "Ersatzsollwert" betrieben, so dass sich ein ausgeprägtes Umschaltverhalten ergibt, das erhebliche Signalverzerrungen mit sich bringt. Die beiden Regelkreise sind nicht in der Lage, diese Verzerrungen auszuregeln, da sie das bereits verzerrte Signal als Sollwerte erhalten.

Aus den geschilderten Nachteilen des bekannten Stands der Technik resultiert das die Erfindung initiierende Problem, das vorbekannte Schaltprinzip, wobei die Betrags- und Vorzeicheninformation des zu verstärkenden Signals getrennt werden, und wobei in einem ersten Funktionsblock der Betrag des zu verstärkenden Signals amplitudenmäßig verstärkt und in einem zweiten Funktionsblock die Polarität mit einer Brückenschaltung phasenrichtig umgeschalten wird, deren Brückenhälften aus je zwei in Reihe geschaltenen, im Gegentakt betriebenen Leistungsstellgliedern gebildet sind, wobei die beiden Brückenhälften gemeinsame Eingangsspannung etwa proportional zu dem Betrag des zu verstärkenden Signals verstellt wird, dahingehend zu verbessern, daß die an dem Lastwiderstand R_L zu messenden Strom- und Spannungswerte möglichst frei von Schaltverzerrungen und/oder sonstigen Oberwellen sein sollen.

Zur Lösung dieses Problems sieht die Erfindung eine elektronische Verstärkerschaltung und ein Verfahren zum Verstärken eines elektronischen Signals vor, wobei die Betrags- und Vorzeicheninformation des zu verstärkenden Signals getrennt werden, und wobei in einem ersten Funktionsblock der Betrag des zu verstärkenden Signals amplitudenmäßig verstärkt wird, und in einem zweiten Funktionsblock die Polarität mit einer Brückenschaltung phasenrichtig umgeschalten wird, deren Brückenhälften aus je zwei in Reihe geschaltenen, im Gegentakt betriebenen Leistungsstellgliedern, insbesondere Transistoren gebildet sind, wobei die beiden Brückenhälften gemeinsame Eingangsspannung etwa proportional zu dem Betrag des zu verstärkenden Signals verstellt wird, welcher eine Gleichspannung überlagert ist, so dass sie beim Nulldurchgang des zu verstärkenden Signals einen endlichen Minimalwert annimmt, und wobei das an den Eingängen der Leistungsstellglieder einer Brückenhälfte anliegende Steuersignal gegenüber dem entsprechenden Ansteuersignal für die andere Brückenhälfte invertiert ist, und den Ansteuersignalen für beide Brückenhälften eine Gleichspannung überlagert ist, so dass diese beim Nulldurchgang der zu verstärkenden Signalspannung ein mittleres Potential, bezogen auf die Potentiale der Eingangsspannung annehmen; erfindungsgemäß werden die Ansteuersignale für beide Brückenhälften aus dem Ausgangssignal eines Reglerbausteins oder Regelverstärkers erzeugt, dessen Sollwert aus dem zu verstärkenden Signal generiert ist, während der Istwert von der Ausgangsspannung der Brücke abgeleitet wird.

Entsprechend dem Grundkonzept des Verfahrens wird die in dem zu verstärkenden Eingangssignal enthaltene Information aufgeteilt in eine Betragsinformation und in eine Vorzeicheninformation. Dabei wird In einem ersten Verfahrensschritt aus einer konstanten Eingangsspannung, die bspw. von einer Batterie geliefert werden kann, betragsmäßig (etwa) die gewünschte Ausgangsamplitude erzeugt, wobei diese Amplitude nahezu den Wert der Spannungsversorgung V₊ erreichen kann. Indem anschließend durch phasenrichtige Polumschaltung das zunächst durch Betragsbildung komprimierte Signal wieder vorzeichenrichtig "auseinandergefaltet" wird, kann der maximale Spannungshub der Ausgangsspannung gegenüber der Speisespannung verdoppelt werden. Hierbei ist im Gegensatz zu der bekannten Betriebsweise nur ein einziger ggf. zu taktender Spannungssteller in Form des Betragsverstärkers notwendig, wodurch der schaltungstechnische Aufwand gegenüber der Anordnung gemäß Fig. 7 erheblich reduziert ist. Da außerdem die Anzahl der Modulationsbausteine halbiert ist, reduzieren sich auch die Oberwellen in dem Ausgangssignal. Die in dem zweiten Verfahrensschritt vorzunehmende, pha­ senrichtige Polaritätsumkehr wird vermittels einer Brückenschaltung aus zwei Paaren von in Reihe geschalteten Leistungstellgliedern bewirkt, wobei das Ansteuersignal für eine Brückenhälfte gegenüber dem Ansteuersignal für die andere Brückenhälfte invertiert ist, und wobei die beiden Brückenhälften ge­ meinsame Eingangsspannung der in dem ersten Funktionsblock erzeugten Ausgangsspannung entspricht. Diese Brückenschaltung dient dazu, um die auf niedrigem Leistungsniveau getrennte Betrags- und Vorzeicheninformation auf hohem Leistungsniveau wieder zusammenzuführen. Da die Leistungsstellglieder dieser Brückenschaltung vorwiegend zur phasenrichtigen Polaritätsumkehr verwendet werden, ist ihre Schaltfrequenz deutlich niedriger als bei der herkömmlichen Anordnung gemäß Fig. 7, wo alle Leistungstransistoren mit der weitaus höheren Modulationsfrequenz getaktet werden. Deshalb können bei dem erfindungsgemäßen Prinzip im Rahmen des zweiten Funktionsblocks standardmäßige Schalttransistoren mit einem niedrigen Frequenzspektrum Verwendung finden, wodurch die Hardwarekosten erheblich gesenkt werden können. Durch Überlagerung einer Gleichspannung nimmt die beiden Brückenhälften gemeinsame Eingangsspannung beim Nulldurchgang der zu verstärkenden Signalspannung einen endlichen Minimalwert an. Diese Maßnahme trägt der Tatsache Rechnung, daß die nachgeschaltete Transistorbrücke unterhalb einer minimalen Eingangsspannung aufgrund der endlichen Spannungsabfälle an den Leistungstransistoren nicht mehr exakt zu arbeiten vermag. Andererseits ist diese minimale Restspannung an dem Lastwiderstand nicht zu erkennen, da dessen Spannung als Differenzspannung zwischen den Ausgangsanschlüssen der beiden Brückenhälften dennoch zu 0 wird. Indem die Ansteuersignale für beide Brückenhälften aus dem Ausgangssignal eines Reglerbausteins oder Regelverstärkers erzeugt werden, dessen Sollwert aus dem zu verstärkenden Signal generiert ist, während der Istwert von der Ausgangsspannung der Brücke abgeleitet wird, können einerseits in einem ersten Funktionsblock erzeugte Oberwellen weitestgehend ausgeregelt werden, so dass die Ausgangsspannung über dem Lastwiderstand äußerst präzise dem gewünschten Vielfachen der zu verstärkenden Signalspannung nachgeführt wird. Darüber hinaus hat die Ankopplung beider Brückenhälften an denselben Regler den Vorteil, dass dieser ununterbrochen arbeitet und daher im Gegensatz zum Stand der Technik während des Betriebs niemals strukturelle Schaltungsänderungen vorgenommen werden, so dass keinerlei Schaltverzerrungen mehr zu befürchten sind.

Sofern - wie die Erfindung weiterhin vorsieht - die Referenzspannung für die Ansteuersignale im Verhältnis zu einem der beiden Potentiale der Eingangsspannung der Transistorbrücke festgehalten wird, können die Ansteuersignale für die beiden Brückenhälften so lange gegensinnig verstellt werden, bis eine Ansteuerspannung das betreffende Eingangssignalpotential der Brücke und/oder ein Transistor einen Sättigungszustand erreicht hat, und anschließend wird ausschließlich die andere Ansteuerspannung oder der betreffende Transistor verstellt. Bei einer derartigen Vorgehensweise kann die Referenzspannung zeitlich konstant vorgegeben werden, so daß sich alle Steuersignale innerhalb der Ansteuerelektronik auf ein zeitlich konstantes Potential beziehen lassen. Soll dagegen die Ansteuerung der beiden Brückenhälften über den gesamten Amplitudenbereich hinweg gegensinnig erfolgen, so empfiehlt es sich, die Ansteuersignale auf eine Hilfsspannung zu beziehen, die durch eine Spannungsteilung aus der Eingangsspannung der Transistorbrückenschaltung gewonnen wird.

Es liegt im Rahmen der Erfindung, daß dem Ansteuersignal für beide Brücken­ hälften eine Gleichspannung überlagert ist, so daß diese beim Nulldurchgang der zu verstärkenden Signalspannung etwa ein mittiges Potential, bezogen auf die Eingangsspannungspotentiale der Brückenschaltung, annehmen. Diese Maßnahme dient dazu, beim Nulldurchgang der zu verstärkenden Signalspannung die über der Transistorbrücke noch anliegende Rest-Eingangsspannung etwa hälftig auf die beiden Transistoren jeder Brückenhälfte aufzuteilen. Dadurch befinden sich alle Transistoren der Brückenschaltung in wohl definierten Zuständen, und die Ausgangsspannung an dem Lastwiderstand kann gegebe­ nenfalls mit einem übergeordneten Regelkreis exakt auf 0 ausgeregelt werden.

Das erfindungsgemäße Verfahren erlaubt eine Weiterbildung dahingehend, daß die Ansteuersignale als Stellgrößen eines Regelkreises dienen, dessen Sollwert der zu verstärkenden Signalspannung und dessen Istwert der ggf. mit dem reziproken Verstärkungsfaktor multiplizierten Brückenausgangsspannung entspricht. Hierbei kann die Tatsache genutzt werden, daß der an den Transi­ storen der Brückenschaltung abfallende Spannungswert unabhängig von deren Schaltzustand stets äußerst gering ist, da deren Eingangsspannung mit Aus­ nahme der überlagerten Gleichspannung sowie ggf. einer durch Taktung des Verstärkungsstransistors der ersten Stufe hervorgerufenen Oberwellenspektrums bereits der gewünschten Ausgangsspannung entspricht. Die vier Lei­ stungsstellglieder der Brückenschaltung können daher ohne merkliche Ver­ schlechterung des Wirkungsgrades analog verstellt werden und damit als Stellglieder eines übergeordneten Spannungsregelkreises verwendet werden, mit dem bspw. das von dem ersten Verstärkungsschritt herrührende Oberwel­ lenspektrum nahezu vollständig ausgeregelt werden kann. Auf diesem Weg läßt sich eine nahezu verlustlose und gleichzeitig verzerrungsfreie Leistungs­ verstärkung eines beliebigen Eingangssignals bewirken.

Eine erfindungsgemäße Verstärkerschaltung umfaßt einen Betragsbildner, einen Additions- oder Subtraktionsbaustein, welcher dem Betrag des zu verstärkenden Signals und/oder einem im Rahmen einer Regelung rückgekoppelten Signal eine konstante Gleichspannung hinzufügt, eine nachgeschaltete Verstärkerstufe in Form einer verstellbaren Spannungsquelle, eine dieser nachgeschaltete Transistorbrückenschaltung zur Polaritätsumkehr, deren Brückenhälften aus je zwei in Reihe geschalteten, in Gegentakt betriebenen Transistoren gebildet sind, wobei das an den Eingängen der Transistoren einer Brückenhälfte anliegende Steuersignal gegenüber dem entsprechenden Ansteuersignal für die andere Brückenhälfte invertiert ist, und ferner eine konstante Hilfsspannung, welche bei der Generierung der Ansteuersignale für die beiden Brückenhälften derart verwendet wird, dass die Ansteuersignale und/oder die Brückenausgangspotentiale beim Nulldurchgang der zu verstärkenden Signalspannung den Wert der konstanten Hilfsspannung annehmen; erfindungsgemäß ist die Ausgangsspannung der Brücke als Istwert mit einem Reglerbaustein oder Regelverstärker gekoppelt, dessen Sollwert aus dem zu verstärkenden Signal generiert ist, und der auf die Ansteuersignale beider Brückenhälften einwirkt.

Dem verwendeten Schaltungskonzept entsprechend umfaßt die erfindungsgemäße Schaltung demnach zwei Funktionsblöcke, wobei ein erster Funktionsblock einen Betragsbildner für das Eingangssignal aufweist, dem eine Verstärkerstufe nachgeschaltet ist, und wobei ein zweiter Funktionsblock eine Polariätsumkehrbaugruppe für das Ausgangssignal der Verstärkerstufe des ersten Funktionsblocks aufweist, die eingangsseitig mit dem Eingangssignal gekoppelt ist. Die erfindungsgemäße Aufteilung in Funktionsblöcke erlaubt einen modularen Aufbau der elektronischen Verstärkerschaltung, so daß zusätzlich zu den eingangs dargelegten Vorteilen des erfindungsgemäßen Schaltungsprinzips ein übersichtlicher Aufbau ermöglicht wird, der Montage, Prüfung und Wartung vereinfacht. Indem der zweite Funktionsblock durch eine Brückenschaltung reali­ siert ist, deren Brückenhälften aus je zwei in Reihe geschalteten, im Gegentakt betriebenen Leistungsstellgliedern gebildet sind, wobei das Ansteuersignal für eine Brückenhälfte gegenüber dem Ansteuersignal für die andere Brückenhälfte invertiert ist, und wobei diese Brückenschaltung mit ihren, den beiden Brückenhälften gemeinsamen Eingängen an eine verstellbare Spannungsquelle angeschlossen ist, die ihrerseits eingangsseitig mit der zu verstärkenden Signalspannung über einen Betragsbildner gekoppelt ist, wird die Funktion der Polaritätsumkehr jedes der beiden Anschlüsse des Lastwiderstandes funktionsmäßig aufgetrennt in die Entkoppelung von einem der beiden Versorgungsspannungsanschlüsse V₊, Masse, und in die Ankoppelung an den jeweils anderen Anschluß der Versorgungsspannung. Der Additions- oder Subtraktionsbaustein, welcher dem Betrag der zu verstärkenden Signalspannung und/oder dem zurückgekoppelten und ggf. herabgeteilten Spannungswert der verstellbaren Spannungsquelle eine konstante Gleichspannung hinzufügt, sorgt dafür, daß die beiden Brückenhälften gemeinsame Eingangsspannung beim Nulldurchgang der zu verstärkenden Signalspannung einen endlichen Minimalwert annimmt. Diese konstante Gleichspannung ist dabei derart (additiv oder subtraktiv) mit der Betragsfunktion zu verknüpfen, daß eine minimale Eingangsspannung der Brückenschaltung niemals unterschritten wird, welche deren Funktionsfähigkeit gewährleistet. Zur weiteren Optimierung der Schaltung ist eine konstante Hilfsspannung vorgesehen, welche von der Ansteuerschaltung und/oder einem Reglerbaustein als Referenzspannung verwendet wird, so daß die Ansteuersignale der beiden Brückenhälften und/oder die Brückenaus­ gangspotentiale beim Nulldurchgang der zu verstärkenden Signalspannung den Wert dieser Hilfsspannung annehmen. Wird diese Hilfsspannung als konstant vorgegeben, so kann diese als virtuelles Bezugspotential für sämtliche Elemente der Ansteuerelektronik verwendet werden, wodurch sich übersichtliche Spannungsverhältnisse ergeben. Wird andererseits diese Hilfsspannung durch einen Spannungsteiler aus dem Eingangssignal der Brückenschaltung erzeugt, so läßt sich über den gesamten Aussteuerbereich ein nahezu ideales Gegen­ taktverhalten der beiden Brückenhälften realisieren. Die wichtigste Maßnahme zur Verbesserung der Schaltungseigenschaften besteht in der Koppelung der Brückenausgangsspannung mit einem auf die Ansteuersignale einer oder beiden Brückenhälften einwirkenden Reglerbaustein oder Regelverstärker als dessen Istwert, wobei dessen Sollwert aus der zu verstärkenden Signalspannung generiert ist. Hierdurch werden die Leistungsstellglieder der Brückenschaltung über ihre Funktion als Polaritätsumkehrschaltung hinaus (kleinsignalmäßig) als Stellglieder verwendet, um die in dem vorangehenden Schritt erzeugte, vorzugsweise gefilterte und ggf. (vor-)geregelte Brückeneingangsspannung ausgangsseitig präzise auf das gewünschte Vielfache der zu verstärkenden Signalspannung auszuregeln, wobei letzte, durch die Taktung hervorgerufene Oberwellen eliminiert werden können, so daß niedrige Schaltungsverluste mit einer ausgezeichneten Reinheit des Ausgangssignals einhergehen.

Indem der Ausgangsspannung einer getakteten Spannungsquelle ein Filter, insbesondere ein Tiefpaß, nachgeschaltet ist, läßt sich eine (Vor-)Glättung be­ wirken, so daß die nachgeschaltete Polaritätsumkehrschaltung eine bereits nahezu optimal an die gewünschte Ausgangsspannung am Lastwiderstand an­ gepaßte Eingangsspannung vorfindet. Dieser Filter kann in der üblichen Form als LC-Glied ausgebildet sein.

Damit insbesondere die gewünschte Ausgangsspannung dieses ersten Funkti­ onsblockes möglichst exakt einem Vielfachen des Betrags des Eingangssignals entspricht, kann dieses Signal im Rahmen einer Regelschleife zurückgeführt sein. Als Stellglied eines derartigen Regelkreises kann die verstellbare Span­ nungsquelle selbst bzw. ein dieser vorgeschalteter Modulationsbaustein, ins­ besondere für Pulsweitenmodulation, verwendet werden.

Sofern eine konstante Hilfsspannung verwendet wird, so sollte deren Potential sich etwa mittig bezogen auf die Eingangsspannung beim Nulldurchgang der zu verstärkenden Signalspannungen befinden. Solchermaßen sind für den Bereich des Nulldurchganges der zu verstärkenden Signalspannung, in welchem zur Polaritätsumkehr die Leistungsstellglieder der Brückenschaltung umgeschaltet werden, optimale Bedingungen geschaffen, indem vorübergehend alle vier Transistoren der Brücke in denselben Arbeitspunkt gesteuert werden. Somit sind an der Polaritätsumkehr beide Brückenhälften beteiligt, so daß sich die Anstiegsgeschwindigkeit an jedem der Leistungsstellglieder auf den halben Wert bezogen auf den Anstieg der Ausgangsspannung reduziert.

Die Erfindung sieht weiterhin vor, daß die Leistungsstellglieder einer Brücken­ hälfte als zueinander komplementäre Transistor-Emitterfolger ausgebildet sind. Hierdurch ist es möglich, deren Basis-Ansteuersignale mit geringem Aufwand aus einem einzigen Ansteuersignal abzuleiten.

Zu diesem Zweck sieht die Erfindung vor, daß die Transistor-Emitterfolger im AB- Betrieb angesteuert werden, insbesondere durch Einschaltung einer oder mehrerer Vorspannungsquellen. Derartige Vorspannungsquellen können bspw. durch vorgespannte Zener-Dioden oder von einem Konstantstrom durchflossene Widerstände gebildet sein, welche für eine konstante Spannungsdifferenz zwischen den Basisanschlüssen der Transistoren einer Brückenhälfte Sorge tragen. Indem diese Vorspannung etwa in der Größenordnung der Basis-Emitter- Durchlaßspannung liegt, ist einerseits sichergestellt, daß jeweils nur ein Leistungstransistor vollständig durchgeschaltet sein kann, während andererseits im Umschaltbereich eine gewisse Begradigung der Kennlinie erfolgt.

Weitere Merkmale, Eigenschaften, Vorteile und Wirkungen auf der Basis der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung sowie anhand der Zeichnung. Diese zeigt in:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer elektronischen Verstärkerschaltung zur Darstellung des dem Stand der Technik und der Erfindung gemeinsamen, grundlegenden Schaltungskonzepts;

Fig. 2 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Verstärkers;

Fig. 3 einen Schaltplan des Funktionsblocks III aus Fig. 2;

Fig. 4 ein Schaltbild des Funktionsblocks IV aus Fig. 2;

Fig. 5 ein Diagramm mit Signalverläufen der Eingangsspannung und der beiden Ausgangsspannungspotentiale der Brückenschaltung des Funktionsblocks IV aus den Fig. 2 und 4;

Fig. 6 ein Schaltbild eines herkömmlichen Gegentaktverstärkers mit ge­ takteter Ansteuerung; sowie

Fig. 7 eine durch Reihenschaltung zweier Verstärker gemäß Fig. 6 ge­ bildete Transistorbrückenschaltung.

In Fig. 1 ist eine auf die notwendigen Funktionskomponenten reduzierte Aus­ führungsform einer Elektronikschaltung 1 wiedergegeben. Diese zerfällt in zwei Funktionsblöcke 2, 3, denen jeweils unterschiedliche Aufgaben übertragen sind. Das Eingangssignal 4 wird zunächst im Rahmen des Funktionsblocks 2 einem betragsbildenden Baustein 5 zugeführt und daraufhin auf den gewünschten Amplitudenwert, welcher maximal etwa der Versorgungsspannung V₊ entsprechen kann, verstärkt 6. Diese verstärkte Betragsfunktion 7 bildet die leistungsmäßige Eingangs- oder Versorgungsspannung für einen im Rahmen des Funktionsblocks 3 vorgesehenen Polarisationsumkehrbaustein 8. Dieser wird in Abhängigkeit von der Phase des Eingangssignals 4 umgeschaltet, um ein phasenrichtiges, amplitudenmäßig verstärktes Ausgangssignal 9 zu erzeugen. Zur Betätigung des Umkehrschalters 8 kann ein Vorzeichen- oder Phasenerkennungsbaustein 10 vorgesehen sein.

Fig. 1 veranschaulicht das einfachste, ungeregelte Schaltschema, läßt jedoch bereits die Vorteile dieses Schaltungskonzepts erkennen: Es ist nur ein einziger Verstärkungsbaustein 6 vorhanden, der durch geeignete Maßnahmen verlustarm gestaltet werden kann; im Falle einer Taktung des Vertärkers 6 gibt es daher nur eine einzige Oberwellenquelle, obwohl die Amplitude des wechselgerichteten Ausgangssignals 9 nahezu den Wert der Versorgungsspannung V₊ erreichen kann.

Fig. 2 zeigt eine demgegenüber verbesserte, erfindungsgemäße Ausführungsform, bei der zusätzliche Maßnahmen ergriffen sind, um den Oberwellenanteil des Ausgangssignals weitgehend zu unterdrücken. Auch die Verstärkerschaltung 11 zerfällt in zwei Funktionsblöcke 12, 13. Wie bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, so wird das Eingangssignal 14 einem betragsbildenden Baustein 15 zugeführt und gelangt von diesem zu einem getakteten Verstärker 16. Dessen Ausgangssignal 17 bildet zusammen mit der positiven Versorgungsspannung V₊ die leistungsmäßige Eingangsspannung für eine Transistor-Brückenschaltung 18, zwischen deren beiden Ausgangsanschlüssen 19a, 19b der Lastwiderstand R_L angeschlossen ist.

Eine erste Besonderheit dieser Schaltung ist im Rahmen des Funktionsblocks 12 der Aufbau der Verstärkerschaltung 16: Ein Hochfrequenztransistor 20 wird von einem Modulationsbaustein 21 mit einem pulsweitenmodulierten Signal getaktet. Um die durch die Taktung entstehenden Spannungssprünge soweit als möglich vorzufiltern, ist dem Ausgang, bspw. Kollektor des Hochfrequenztransistors 20 ein Filter 22 nachgeschaltet, der bspw. aus einem LC-Glied ähnlich der Anordnung nach Fig. 6 gebildet sein kann. Das geglättete Ausgangssignal 17 dieses Filterbausteins 22 wird als Istwert einem als Regler geschalteten Operationsverstärker 23 zugeführt, der darüber hinaus als Regelsollwert das Ausgangssignal 24 des betragsbildenden Bausteins 15 empfängt. Der somit geschlossene Regelkreis sorgt dafür, daß das Ausgangssignal 17 des ersten Funktionsblocks 12 möglichst exakt einem Vielfachen der Betragsfunktion 24 entspricht.

Der Polarisationsumkehrbaustein 8 ist bei der Schaltungsanordnung 11 nach Fig. 2 als Transistorbrücke 18 ausgebildet. Jede der beiden Brückenhälften 25, 26 besteht aus einem Paar von in Serie geschalteten Transistoren T₁-T₄. Die beiden Transistoren T₁, T₂ bzw. T₃, T₄ je einer Brückenhälfte 25, 26 sind in dem dargestellten Beispiel aus zueinander komplementären Bipolartransistoren ausgewählt und werden als Emitterfolger betrieben, deren Emitteranschlüsse miteinander gekoppelt sind und je einen der beiden Ausgangsanschlüsse 19a, 19b der Transistorbrücke 18 bilden, während die Kollektoranschlüsse mit der positiven Versorgungsspannung V₊ einerseits und mit der Ausgangsspannung 17 des Funktionsblocks 12 andererseits verbunden sind. Bei dem in Fig. 2 dargestellten, wiederum auf die einfachste Schaltungsanordnung zurückgeführten Beispiel sind die Basisanschlüsse der emitterseitig aneinandergekoppelten Transistoren T₁, T₂ bzw. T₃, T₄ zu Schaltungsknoten 27, 28 zusammengeführt, so daß eine gemeinsame Ansteuerung jeder Brückenhälfte 25, 26 möglich ist. Ferner wird das an die Eingänge der Transistoren T₃, T₄ einer Brückenhälfte 26 anzulegende Steuersignal 28 durch Invertierung 29 des an der anderen Brückenhälfte 25 anliegenden Steuersignals 27 erzeugt.

Als Besonderheit der Schaltungsanordnung 11 nach Fig. 2 dienen die Transi­ storen T₁-T₄ nicht ausschließlich nur zur phasenrichtigen Polarisationsumkehr der amplitudenmäßig verstärkten Betragsfunktion 17, sondern sie bilden gleichzeitig auch Stellglieder eines Regelkreises für die zwischen den Aus­ gangsklemmen 19a, 19b erzeugte, am Lastwiderstand R_L liegende Ausgangsspannung. Diese Spannung wird durch einen Subtraktionsbaustein 30 erfaßt, dessen beiden Eingängen die Spannungen der beiden Ausgangsanschlüsse 19a, 19b zugeführt sind. Das Ausgangssignal 31 des Subtraktionsbausteins 30 bildet den zu dem Regelverstärker 32 rückgekoppelten Ausgangsspannungsistwert, der zwecks Nachführung mit der zu verstärkenden Signalspannung 14 als Sollwert verglichen wird. Die von dem Regelverstärker 32 aus der Regelabweichung ermittelte Stellgröße wird sodann als Steuersignal 27 für eine Hälfte 25 der Transistorbrücke 18 verwendet, während das Steuersignal 28 für die zweite Brückenhälfte 26 durch Invertierung des ersten Steuersignals 27 gebildet wird. Dieser übergeordnete Regelkreis ist in der Lage, die von der Taktung 21 des Hochfrequenztransistors 20 herrührenden Oberwellen in dem Ausgangssignal 17 des ersten Funktionsblocks 12 weitestgehend auszuregeln, so daß die Ausgangsspannung 19 über dem Lastwiderstand R_L äußerst präzise dem gewünschten Vielfachen der zu verstärkenden Signalspannung 14 nachgeführt wird.

In den Fig. 3 und 4 sind konkrete Schaltbilder für die Funktionsblöcke 12 und 13 wiedergegeben, so daß weitere Besonderheiten der erfindungsgemäßen Schaltung erläutert werden können:
Das Eingangssignal 14 wird nach Durchlaufen des Betragsbildners 15 invertiert 33 und gelangt sodann zum positiven Summenpunkt 34 des Regelverstärkers 23. Diesem Summationspunkt 34 wird außerdem das Ausgangssignal 35 eines als Subtrahierer beschalteten Operationsverstärkers 36 zugeführt, an dessen invertierendem Eingang 37 das rückgekoppelte Istwertsignal 17 der ersten Verstärkerstufe 12 angeschlossen ist und auf diesem Weg in subtraktiver Form zu dem Summationspunkt 34 gelangt.

Als Besonderheit ist bei dieser Ausführungsform die um einen konstanten Spannungswert U_Z1 verminderte Ausgangsspannung 38 einer eingangsseitig an die positive Versorgungsspannung V₊ gelegten Zener-Diode 39 über den positiven Eingang 40 des Subtrahierers 36 mit positivem Vorzeichen an den Summationspunkt 34 des Regelverstärkers 23 gekoppelt. Demzufolge wird der konstante Spannungswert V₊-U_Z1 dem invertierten 33 Betrag 15 des zu ver­ stärkenden Signals 14 additiv überlagert und ergibt somit einen Summensoll­ wert 24, 38, dem die Istspannung 17 durch den geschlossenen Regelkreis nachgeführt wird.

Das Diagramm aus Fig. 5 zeigt den Verlauf der Ausgangsspannung 17 der ersten Verstärkerstufe 12 bei einer maximalen, etwa sinusförmigen Aussteuerung des Eingangssignals 14. Man erkennt, daß die Aus­ gangsspannung 17 aufgrund von Betragbsbildung 15 und Invertierung 33 den konstant vorgegebenen Zusatz-Sollwert V₊-U_Z1 niemals überschreitet.

Betrachtet man Fig. 4, so zeigt sich, daß infolge dieses konstanten Zusatz- Sollwerts die über der Transistorbrücke 18 anliegende Spannung den Wert U_Z1 niemals unterschreitet, so daß die Transistoren T₁-T₄ sich stets in steuerbarem Zustand befinden. Die Spannung U_Z1 sollte aus diesem Grund etwas größer bemessen sein als die doppelte Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung der Leistungstransistoren T_1-T₄. Bewährt hat sich eine Spannung U_Z1 von bspw. 2 V.

Die beim Nulldurchgang der Eingangsspannung 14 über der Transistorbrücke 18 liegende minimale Eingangsspannung ist somit etwa identisch zu der Zener- Spannung U_Z1. Diese minimale Eingangsspannung U_Z1 der Transistorbrücke 18, d. h., der Spannungsbereich zwischen V₊ und V₊-U_Z1, soll als Rekombinationszone bezeichnet werden, da die Ausgangsspannungspotentiale 19a, 19b sich beim Nulldurchgang der Eingangsspannung 14, also beim Umschalten der Transistorbrücke 18 zwecks Rekombination des phasenrichtigen Signals aus dem verstärkten Betragssignal in dieser Zone befinden. Damit die Leistungstransistoren T₁-T₄ beim Nulldurchgang des Eingangssignals 14 möglichst verzerrungsfrei umgeschaltet werden können, sollten die Ausgangspotentiale 19 der Transistorbrücke 18 in diesem Schal­ tungszustand etwa in der Mitte der Rekombinationszone liegen. Um dies zu bewirken, ist eine zweite Zener-Diode 41 vorgesehen, deren Zener-Spannung U_Z2 etwa mit derjenigen der ersten Zener-Diode 39 übereinstimmt, und diese ist ebenfalls an die positive Versorgungsspannung V₊ einerseits und über einen Strombegrenzungswiderstand 42 an das Massepotential 43 der Schaltung 11 andererseits angeschlossen. Zwischen dem Ausgangsanschluß 44 der Zener- Diode 41 und der positiven Versorgungsspannung V₊ befindet sich ein aus zwei identischen Widerständen 45 aufgebauter Spannungsteiler, an dessen Ausgang 46 somit die Spannung V₊ - 1/2.U_Z2 = V₊ - 1/2.U_Z1 erzeugt und mit­ tels eines Spannungsfolgers 47 als Referenzspannung 48 niederohmig zur Verfügung gestellt wird. Diese Bezugsspannung 48 wird in einem Subtrahierer 49 von der Eingangsspannung 14 abgezogen, so daß sich für den übergeord­ neten Spannungsregelkreis 30, 32 ein um den konstanten Pegel -U_Z1/2 ge­ genüber der positiven Versorgungsspannung V₊ verschobener Referenzwert ergibt. Da auch innerhalb des Regelkreises sämtliche Operationsverstärker, insbesondere der Inverter 29 und der Subtraktionsbaustein 30, auf die kon­ stante Referenzspannung 48 bezogen sind, findet beim Nulldurchgang des Eingangssignals 14 eine Ausregelung der Ausgangspotentiale 19 der Transi­ storbrücke 18 auf diese Referenzspannung statt.

Infolge der gegensinnigen Ansteuerung beider Brückenhälften 25, 26 werden deren beide Ausgangsspannungen 19a, 19b bei einer Aussteuerung des Eingangssignals 14 zunächst asymmetrisch bezogen auf die Referenzspannung 48 ausgesteuert, wie in Fig. 5 dargestellt. D. h., die Transistoren T₁ und T₄ werden eingeschaltet und die Transistoren T₂, T₃ werden ausgeschaltet, so daß die Spannung 19a etwa bis auf den Wert der Versorgungsspannung V₊ ansteigt, während die Ausgangsspannung 19b etwa der absinkenden Spannung 17 folgt, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist. Sobald der Transistor T₁ vollständig durchgeschaltet ist, kann die Spannung 19a nicht weiter ansteigen, da sie bereits den Versorgungsspannungspegel V₊ erreicht hat. Nun erfolgt ausschließlich eine weitere Ausregelung der Spannung 19b mit Hilfe des Transistors T₄. Aufgrund des geschlossenen Regelkreises wird der Transistor T₄ dabei gerade soweit ausgeregelt, daß die an dem Lastwiderstand R_L anliegende Spannung exakt dem gewünschten Vielfachen der Eingangsspannung 14 entspricht. Andererseits muß der Transistor T₄ hierzu kaum aus seinem Sättigungsbereich herausgesteuert wird, da in gleicher Form die Eingangsspannung 17 der Transistorbrücke 18 absinkt. Sämtliche Transistoren T₁-T₄ arbeiten daher in einem nahezu verlustlosen Zustand.

Beim nächsten Nulldurchgang befinden sich beide Ausgangspotentiale 19a, 19b wieder in der Rekombinationszone, und nun schaltet die Transistorbrücke 18 von den zunächst leitenden Transistoren T₁, T₄ um auf die Transistoren T₂, T₃. Dabei trägt jede Transistorbrückenhälfte 25, 26 gleichermaßen zu dem Spannungsanstieg an dem Lastwiderstand R_L bei, so daß die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit an den beiden Ausgängen 19a, 19b der Transistorbrücke 18 nur jeweils den halben Wert bezogen auf die Ausgangsspannungsänderung annimmt. Hierdurch wird die Konvertierung erheblich erleichtert.

Claims (11)

1. Verfahren zum Verstärken eines elektronischen Signals (4; 14), wobei die Betrags- und Vorzeicheninformation des zu verstärkenden Signals (4; 14) getrennt werden, und wobei zunächst der Betrag (5; 15) des zu verstärkenden Signals (4; 14) amplitudenmäßig verstärkt (6; 16) wird, und anschließend die Polarität mit einer Brückenschaltung (18) phasenrichtig umgeschalten wird, deren Brückenhälften (25; 26) aus je zwei in Reihe geschaltenen, im Gegentakt betriebenen Leistungsstellgliedern, insbesondere Transistoren (T₁, T₂; T₃, T₄) gebildet sind, wobei die beiden Brückenhälften (25, 26) gemeinsame Eingangsspannung (V₊, 17) etwa proportional zu dem Betrag (15) des zu verstärkenden Signals (14) verstellt wird, welcher eine Gleichspannung (-U_Z) überlagert ist, so daß sie beim Nulldurchgang des zu verstärkenden Signals (14) einen endlichen Minimalwert (U_Z) annimmt, und wobei das an den Eingängen der Leistungsstellglieder einer Brückenhälfte (26) anliegende Steuersignal gegenüber dem entsprechenden Ansteuersignal (27) für die andere Brückenhälfte (25) invertiert (29) ist, und den Ansteuersignalen (27, 28) für beide Brückenhälften (25, 26) eine Gleichspannung (48) überlagert ist, so daß diese beim Nulldurchgang der zu verstärkenden Signalspannung (14) ein mittleres Potential, bezogen auf die Potentiale der Eingangsspannung (V₊; 17), annehmen, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuersignale (27, 28) für beide Brückenhälften (25, 26) aus dem Ausgangssignal eines Reglerbausteins oder Regelverstärkers (32) erzeugt werden, dessen Sollwert aus dem zu verstärkenden Signal (14) generiert ist, während der Istwert von der Ausgangsspannung (19) der Brücke (18) abgeleitet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Aussteuerung des zu verstärkenden Signals (14) von dessen Nullpunkt die Ansteuersignale (27, 28) für die beiden Brückenhälften (25, 26) so lange gegensinnig verstellt werden, bis ein Ansteuersignal (27, 28) das betreffende Potential der Eingangsspannung (V₊, 17) der Brücke (18) und/oder ein Transistor (T₁, T₂, T₃, T₄) einen Sättigungszustand erreicht hat, und anschließend ausschließlich das andere Ansteuersignal (27, 28) verstellt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß den Ansteuersignalen (27, 28) für beide Brückenhälften (25, 26) eine Gleichspannung (48 = -U_Z/2) überlagert ist, so daß diese beim Nulldurchgang des zu verstärkenden Signals (14) etwa ein mittiges Potential (V₊-U_Z/2), bezogen auf die Potentiale der Eingangsspannung (V₊; 17), annehmen.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuersignale (27, 28) als Stellgrößen eines Regelkreises dienen, dessen Sollwert dem zu verstärkenden Signal (14) und dessen Istwert der ggf. mit dem reziproken Verstärkungsfaktor multiplizierten Brückenausgangsspannung (19) entspricht.

5. Elektronische Verstärkerschaltung (1; 11) zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einem Betragsbildner (5; 15), einem Additions- oder Subtraktionsbaustein, welcher dem Betrag (15) des zu verstärkenden Signals (14) und/oder einem im Rahmen einer Regelung rückgekoppelten Signal (17) eine konstante Gleichspannung (38) hinzufügt, einer nachgeschalteten Verstärkerstufe (6; 16) in Form einer verstellbaren Spannungsquelle, einer dieser nachgeschalteten Transistorbrückenschaltung (18) zur Polaritätsumkehr, deren Brückenhälften (25, 26) aus je zwei in Reihe geschalteten, in Gegentakt betriebenen Transistoren (T₁, T₂, T₃, T₄) gebildet sind, wobei das an den Eingängen der Transistoren (T₃, T₄) einer Brückenhälfte (26) anliegende Steuersignal (28) gegenüber dem entsprechenden Ansteuersignal (27) für die andere Brückenhälfte (25) invertiert (29) ist, und mit einer konstanten Hilfsspannung (48), welche bei der Generierung der Ansteuersignale (27, 28) für die beiden Brückenhälften (25, 26) derart verwendet wird, dass die Ansteuersignale (27, 28) und/oder die Brückenausgangspotentiale (19a, 19b) beim Nulldurchgang der zu verstärkenden Signalspannung (14) den Wert der konstanten Hilfsspannung (48) annehmen, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsspannung (19) der Brücke (18) als Istwert mit einem Reglerbaustein oder Regelverstärker (32) gekoppelt ist, dessen Sollwert aus dem zu verstärkenden Signal (14) generiert ist, und der auf die An­ steuersignale (27, 28) beider Brückenhälften (25, 26) einwirkt.

6. Verstärkerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die verstellbare Spannungsquelle eine getaktete (21) Spannungsquelle ist.

7. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung der getakteten Spannungsquelle durch einen Filter (22), insbesondere einen Tiefpaß, geglättet ist.

8. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (17) der verstellbaren Spannungsquelle als Istwert einem Reglerbaustein (23) zugeführt ist, dessen Sollwert (24) dem Ausgangssignal des Betragsbildners (15) ent­ spricht, und der auf die verstellbare Spannungsquelle einwirkt.

9. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Potential (V₊-U_Z/2) der konstanten Hilfsspannung (48) sich etwa mittig bezogen auf die Eingangsspannung (V₊-U_Z) beim Nulldurchgang der zu verstärkenden Signalspannung (14) befindet.

10. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsstellglieder (T₁, T₂; T₃, T₄) einer Brückenhälfte (25, 26) als zueinander komplementäre Transistor- Emitterfolger ausgebildet sind.

11. Verstärkerschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistor-Emitterfolger im AB-Betrieb angesteuert werden, insbesondere durch Einschaltung einer oder mehrerer Vorspannungsquellen.