DE19805373B4

DE19805373B4 - Schaltungsanordnung für Netzteile

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Publication number: DE19805373B4
Application number: DE19805373A
Authority: DE
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1998-02-11
Filing date: 1998-02-11
Publication date: 2009-09-17
Anticipated expiration: 2018-02-12
Also published as: DE19805373A1

Abstract

Schaltungsanordnung für Netzteile mit
– einem Optokoppler mit einem die Netzspannung schaltenden Schalter (U1),
– einem Spannungsregler (LM317),
– einem hochkapazitiven Kondensator (C2) einem Ein- und Ausschaltregler (D5, D6, D7, R112, R113, S3, S4, V6, V7, V8; 4; 5), der parallel zu dem hochkapazitiven Kondensator (C2) geschaltet ist, zur Realisierung einer Zweipunktregelung der Ausgangsspannung,
– einer Laststromsensorschaltung (6) zur Erkennung der Größe des Laststromes für eine Dauereinschaltung des Netzteiles,
– einem sekundärseitigen Gleichrichter (D1) mit Glättungskondensator (C1), der an einen Netztrafo (T1) angeschlossen ist,
– einem Spannungsregler (LM317),
dadurch gekennzeichnet, daß
– die die Steuerschaltung (1, 2, 3, 4, 6, 7, 8, 9, 10, 11) des Netzteils aufnehmende Platine (5) als Steckmodul ausgeführt ist,
– der die Netzspannung schaltenden Schalter ein Triac (2) ist,
– eine Konstantstromschaltung (R105, R106, R107, D4, V4) zur Ladung dieses Kondensators und eine Rückflußsperrdiode (D2)...

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung eines primärgetakteten AC/DC Schaltnetzteiles ohne Gleich- oder Wechselspannungszwischenkreis jedoch mit lastabhängiger Taktfrequenz in den Schaltfrequenzbereichen von 0 Hz oder zwischen 0,2 und ca. 0,000 000 3 Hz zur Verwendung in bisher netzbetriebenen und somit Stand-by behafteten Geräten, in bisher batteriebetriebenen stationären Geräten, sowie in neu entwickelten Geräten.
Nach genauer Studie aller im Haushalt befindlichen und Stand-by behafteten Geräte, stellten sich erschreckende Ergebnisse heraus. Dabei diente die Erkenntnis, daß alle Geräte mit einer Aufnahmeleistung von 1–1,5 Watt auskommen könnten, ohne auf Komfort zu verzichten, als Grundlage der Studie. Diese Aufnahmeleistung kann bei allen Geräten erreicht werden. Stand-by Verbräuche, die über 2 Watt liegen, sind als hoch zu bezeichnen. Weiterhin gilt es zu bedenken, daß die Reduktion auf etwa 1,5 Watt nur zu einer Verringerung des Haushaltverbrauches, aber nicht zu einer Entlastung der Umwelt führen würde, weil die Ruheleistungsaufnahme immer noch vorsatzzeichenlos die Einheit Watt trägt.
Dies zu vermeiden dient die nachfolgend vorgestellte Erfindung. Es sind bereits Stand-by-verbrauchsreduzierte Fernseher im Handel erhältlich, die im Bereitschaftsmodus nur 1 Watt nach Herstellerangaben benötigen.
Der folgende Text verdeutlicht die Probleme, die mit Stand-by verbunden sind und mit einer Leistungsaufnahme von nur 0,1 Watt trotzdem noch nicht gelöst sind.
Ein Fernseher der Marke Grundig soll aufgrund eines Öko-Schalters keinen Stromverbrauch im Stand-by-Betrieb aufweisen. Hierbei ist jedoch nur anzunehmen, daß der Stromverbrauch des Gerätes mit etwa 0,1 Watt den Herstellern einen wesentlich geringeren Verbrauch darstellt als der von Altgeräten und deshalb ein Verbrauch von 0,1 Watt „keinen Stomverbrauch” bedeutet. Dieser Schluß ist falsch, denn 10 Millionen Fernseher verbräuchten mit jeweils 0,1 Watt eine sehr große Stand-by-Strommenge von 1 Megawatt oder rund neun Millionen Kilowattstunden pro Jahr.
Befindet sich dieser Fernseher ein Jahr lang im Stand-by-Betrieb, so könnte mit dieser Energiemenge und einem Fernseher mit 100 Watt Betriebsstromaufnahme etwa neun Stunden ferngesehen werden.
Mit herkömmlichen Geräten, die etwa 10 Watt Stand-by-Verbrauch aufweisen, könnte damit sogar 900 Stunden ferngesehen werden. Das entspricht etwa einer Fernsehzeit von 2,5 h pro Tag, und damit einer normalen Einschaltzeit.
Bei anderen Geräten kann dieses Mißverhältnis zwischen Stand-by-Verbrauch und Betriebsstromverbrauch schlechter ausfallen, so daß der Stand-by-Verbrauch höher ist als der nutzungszeitbdingte Betriebsstromverbrauch. Vorab die Ergebnisse der Studie.
Es verbrauchen demnach 60% der Geräte 80–90% an Energie für umsonst und 30% der Geräte verbrauchen 60–70% an Energie für umsonst.
Darauf hin wurden aus vier Geräten der Netztransformator durch einen sparsameren ausgetauscht, wobei 150 kWh/Jahr eingespart werden konnten. Weitere Maßnahmen stellten sicher, daß „nur” noch 20% der Geräte, aber dafür leider 80–90% für umsonst verbrauchen. Diese Geräte müßten umgehend herstellerseitig verbrauchsreduziert werden. Ansonsten würde der Weltenergiebedarf, mit seinen knapper werdenden Energieträgern, weiter steigen.
In sich entwickelnden Industrieländern mit hohem Wirtschaftswachstum, ist aufgrund der stark wachsenden Bevölkerungszahl ein stark ansteigender Energieverbrauch zu verzeichnen, wobei die längerfristige Deckung dieses Bedarfes auch Experten vor ein nahezu unlösbares Problem stellt.
Der Stand-by-Stromverbrauch kann besonders, und das ist das Extreme daran, in sehr sparsamen Haushalten über 40% betragen.
In Wohnungen kann er zu unbewohnten Zeiten sogar 100% betragen.
Die Elektroenergieerzeugung hat allein in Deutschland einen Anteil von 41% an der Umweltverschmutzung.
Es ist deshalb von Umweltschützern die Forderung erhoben worden, Elektronikgeräte ohne Stand-by-Betrieb herzustellen, um damit den „roten Punkt”, eine meist rotleuchtende LED, die Stand-by signalisiert, abzuschaffen. Ein Fernseher ohne „roten Punkt” kann aber auch Stand-by-behaftet sein. Erst eine hochgenaue Messung läßt eine Aussage zu. Liegt der Meßwert im Bereitschaftszustand oder im abgeschalteten Zustand bei 0,1 Watt, ist Stand-by-Strom vorhanden. Liegt er unter 0.01 Watt, dann ist das Gerät weitestgehend Stand-by frei. Liegt der Meßwert im unteren Mikrowattbereich, so ist das Gerät als ruhestromfrei zu bezeichnen.
Die Forderung nach „neu einzusetzenden Technologien” konnte bisher nicht richtig greifen, weil viele Geräte z. B. die Hauptstromverbraucher im Stand-by, wie Stereoanlage und Telefonanlage mit Fax und Mobileinheit (zusammen mindestens 300 kWh/Jahr umsonst), Anzeigen benötigen, die über den gemeinsamen leistungsfähigen Spannungswandler (Trafo oder Schaltnetzteil) betrieben werden, der eigentlich für den Betriebsfall ausgelegt ist.
Dazu kommt noch, daß z. B. energieintensive Fluoriszenzanzeigen benutzt werden und der Verstärker bei Stereoanlagen im Stand-by noch Strom erhält.
Werden aber billige, kontrastreiche und zugleich farbige LCD-Anzeigen verwendet, und andere Stand-by-Verbraucher im Gerät völlig abgeschaltet, so kann, unter der nachfolgend vorgestellten Erfindung, ein überaus sparsames und effizientes Gerät konstruiert werden.
Aus dem Stand der Technik sind als Stromversorgung zum Betrieb von elektrischen Kleingeräten aus dem Leitungsnetz im allgemeinen Transformatoren mit nachfolgender Gleichrichtung und Glättung (evtl. auch Strom- und oder Spannungsregelung), sowie auch Schaltregler bekannt.
Einen modernen, platz- und energiesparenden Schaltregler stellt das in Form eines Netzsteckers gebaute und im Handel erhältliche Steckernetzteil „MAINY” ( DE 9320893 U1 ) dar.
Die Stromaufnahme des Steckernetzteils „MAINY” beträgt etwa 0,2–1 Watt. Zum Stand der Technik zählt bereits der Ansatz, im Stand-by-Betrieb die Schaltfrequenz von Schaltreglern von 20 kHz–200 kHz auf Werte zwischen 0,2 Hz und 5 Hz zu reduzieren ( DE 29515883 U1 ).
Die mit dieser Erfindung erzielten Vorteile sollen darin bestehen, daß der Stromverbrauch eines im Stand-by befindlichen Verbrauchers, beispielsweise eines Fernsehempfängers, wesentlich geringer ist, als bei den bisher bekannten Geräten dieser Art.
Bekannt ist außerdem noch eine „Elektronische Schaltung zur Reduzierung des Stromverbrauchs eines Transformators” ( WO 1995030183 A1 ).
Der Stromverbrauch dieser Netzteilschaltung kann laut Patentschrift um über 99% gesenkt werden.
Die Stromaufnahme dieser Schaltung ist auf minimal 5 mW zu schätzen. Rechnungsgemäß ergibt sich gegenüber einem Transformator mit 5 Watt Leerlaufverlustleistung eine Einsparung von 99,9%.
Als primärer elektronischer Schalter dient hier ein selbstleitender FET-Schalter. Der als Ladungsspeicher dienende Stützkondensator ist dabei direkt hinter dem Gleichrichter der Transformatorwechselspannung angeordnet. Ein im Netzteilleerlaufzustand schwingender Oszillator wird von einem Spannungsdetektor und oder einem Leerlaufzustandsdetektor am Schwingen gehindert, wenn die Ausgangsspannung unter einen Referenzwert sinkt oder der Leerlaufzustandsdetektor eine angeschlossene Last erkennt.
Die Oszillatorschwingung reißt somit ab. Die Koppelschaltung erhält damit keine Steuerenergie mehr, wodurch die selbstleitenden FET-Transistoren des primären elektronischen Schalters leitend werden und den Kondensator. nachladen.
Aus der DE 19537600 A1 ist eine Elektronische Schaltung zur Energieeinsparung bei Wechselspannungstransformatoren bekannt, wobei die Primärwicklung des Wechselspannungstransformators (Tr1) ständig mit der Phase (L) der Versorgungsspannung verbunden ist und der Nulleiter (N) geschaltet wird. Die sekundärseitige Wechselspannung wird durch Dioden (D1) gleichgerichtet und durch den Gleichspannungskondensator (C1) gespeichert.
Bei dem Energiespeicher zur Speicherung elektrischer Energie und Zeitweisen Speisung eines Stromkreises gemäß der DE 19518782 A1 ist parallel zu einem Stromkreis eine Kondensatorbatterie geschaltet. Die Kondensatorbatterie ist über einen Schalter mit dem Stromkreis verbunden, wobei der Schalter in Abhängigkeit von der Spannung des Stromkreises betätigt und bei einem Spannungsabfall geschlossen wird. Die Kondensatorbatterie ist mittels eines Ladereglers aufladbar.
Die DE 19517861 C1 betrifft ein netzbetriebenes Elektrogerät mit programmunabhängigen Verbrauchern, welche in einem Standby-Betrieb aktiviert sind, mit programmabhängigen Verbrauchern, welche während eines Nutzbetriebs aktiviert sind, mit einer Mikroprozessorsteuerung zur Ansteuerung mindestens der programmabhängigen Verbraucher und mit einer Vorrichtung zur Erzeugung einer Gleichspannung zum Betrieb der Mikroprozessorsteuerung. Um die Verluste im Standby-Betrieb auf einfachem Weg weiter zu verringern, ist parallel zur Mikroprozessorsteuerung ein Kondensator und in der Netzleitung ein von der Mikroprozessorsteuerung betätigbares Schaltelement angeordnet.
Bei dem Verfahren zur Reduzierung des Energieverbrauchs in durch Spannungswandler versorgten Elektrogeräten nach der EP 759655 A2 wird der Spannungswandler über einen elektronischen oder elektromechanischen Schalter von seiner Stromversorgung getrennt, um während der Zeit der Trennung die Verluste im Spannungswandler zu vermeiden. Während der Spannungswandler von seiner Stromversorgung getrennt ist, übernimmt ein Energiespeicher die Versorgung des Verbrauchers. Der Zeitpunkt des Wiedereinschaltens des Spannungswandlers wird vom Ladezustand des Energiespeichers bestimmt bzw. vom aktuellen Energiebedarf des Gerätes.
Der Stand der Technik nach der DE 40 03 253 A1 ermöglicht es, den für die nachfolgend beschriebene Erfindung benötigten hohen Kapazitätswert von Elektrolytkondensatoren auf engstem Raum herzustellen.
Die Nachteile des Standes der Technik liegen in dem zu hohen Leerlaufstrombedarf von Transformatoren (4 – ca. 16 Watt) in elektrischen Kleingeräten.
Bei Schaltreglern ist er nur etwas niedriger. Er kann auch Werte um 15 Watt annehmen.
Der sogenannte Stand-by-Strombedarf ist hauptsächlich auf die Stromversorgungseinrichtung der Geräte zurückzuführen.
Dabei addieren sich auch kleine Stand-by-Verbräuche zu bemerkenswerten Summen (etwa 500 kWh/Jahr pro Haushalt).
Einige Geräte erwärmen sich örtlich auf bis zu 50°C und evtl. noch mehr. Diese Temperaturerhöhung, die gleichzeitig eine Energievernichtung darstellt, ist besonders bei externen Netzteilen gut zu messen.
Diese Geräte stellen eine Brandgefahr durch z. B. unbeabsichtigte Abdeckung dar.
Herkömmliche Stromversorgungen benötigen eine dauernd anliegende Netzspannung zur Funktion. Sie stellen primärseitig, trotz sekundärseitigem Leerlauf, zu allen Zeiten eine teilweise beachtliche Netzlast dar.
Fällt der Strom kurzzeitig aus, erlischt sofort die LCD-Anzeige und oftmals gehen auch die Speicherwerte verloren.
Da diese Geräte für den Betriebsstrombedarf konzipiert sind, lassen sich die Stromversorgungseinrichungen der Geräte nicht auf beliebig kleine Leerlaufströme verkleinern.
Des weiteren können Transformatoren, besonders Schaltnetzteile, zu erheblichen Störungen der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) und den damit verbundenen Störungen der menschlichen Befindlichkeit, insbesondere zu Krebs führen (noch nicht wissenschaftlich exakt bewiesen).
Weiterhin sind bei Schaltnetzteilen Glättungskondensatoren über einen Gleichrichter angeschlossen, das zur Folge hat, daß die Ruhestromaufnahmeleistung, infolge des Kondensatorleckstromes, kaum unter 0,04 Watt zu bringen ist und durch die Netzspannungsschwankungen zusätzliche elektromagnetische Felder entstehen, wenn der Kondensator augenblicklich wieder auf den Maximalwert der Netzspannung nachgeladen wird.
Schaltnetzteile mit Schaltfrequenzen von z. B. 40 kHz können junge Men schen hören, wobei sich u.U. erhebliche Ohrdrücke aufbauen können, die zu Ohrenbeschwerden oder Leistungsabfall führen können.
Hohe Frequenzen sind vom menschlichen Ohr zu hören, nur mit wesentlich geringerer Intensität. Bei großen Amplituden, wie sie z. B. auch in Fernsehern oder in größeren Druckern vorzufinden sind, werden sie wieder hörbar. Geräte, die durchschnittlich nur Mikrowattlasten aufnehmen, werden bisher diskontinuierlich über Solarzellen oder nahezu vollkontinuierlich mit Batterien oder von teilweise sehr verlustreichen Netztransformatoren betrieben. Der Einsatz von Batterien ist dagegen 1000 mal teurer als die Stromversorgung über das Leitungsnetz (angenommen Wirkungsgrad entspricht 100%). Zudem ist der Batteriewechsel aufwendig (Neubeschaffung, Austausch, Recycling). Durch die Neubeschaffung und den Austausch sind Nutzungsausfälle vorprogrammiert. Nicht zuletzt werden viele verbrauchte Batterien falsch entsorgt, so daß ihre Rohstoffe, die nicht in unbegrenzter Menge vorliegen, z. B. Zink, dem Stoffkreislauf entzogen werden und somit verloren gehen oder sogar noch die Umwelt verschmutzen bzw. verseuchen.
Hat ein Entwickler ein Gerät mit Mikrowattlast-Aufnahmestrom konstruiert, so mußte er, bei vorgegebener Netzversorgung, ein Netzteil mit einer über tausendfach höheren Leerlaufstromaufnahme einsetzen.
Durch die hohe Leerlaufstromaufnahme (Stand-by) von elektrischen Kleingeräten steigen der Strombedarf, die Übertragungsverluste und der Grundlastanteil weltweit an.
Bei einer Verdopplung des Strombedarfs vervierfachen sich bereits die Übertragungsverluste.
Das Ziel der Erfindung ist die Elektroenergieeinsparung und die Vermeidung eines zu hohen Stand-by-Stromverbrauches von Kleingeräten (ab 0,01 Watt aufwärts), sowie des Batterieeinsatzes bei stationären Geräten.
Der Erfindung lag die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung für Netzteile zu schaffen, die den Stand-by-Verbrauch von Geräten vollständig beseitigt und im Betriebsfall auch bei Mikrowattlast einen hohen Wirkungsgrad aufweist.
Weiterhin bestand die Aufgabe darin, eine hocheffiziente Spannungsquelle zum Betrieb von Geräten mit Mikrowattlasten z. B. LCD-Anzeigen aus dem Leitungsnetz für Geräteentwickler bereitzustellen.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe mit den Merkmalen des kennzeichnenden Teils des Anspruches 1 gelöst. Eine zweckmäßige Ausgestaltung dieser merkmale erfährt der Gegenstand der Erfindung durch die Merkmale der Unteransprüche.
Die Erfindung soll nachstehend anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert werden.
In der zugehörigen Zeichnung zeigen:
1 ein Blockschaltbild einer Grundvariante des Netzteils,
2 ein Blockschaltbild des Netzteils für Ausgangsspannungen von 1,2–5,5 Volt
3 die Schaltungsanordnung des Netzteils
4 die Ausführung des Einschaltreglers mit einem Operationsverstärker,
5 die Ausführung des Ausschaltreglers mit einem Operationsverstärker,
6 eine Stromsensorschaltung mit Operationsverstärker als einstellbarer Lastsensor,
7 eine Schaltung zur Verringerung der Dropout-Spannung über der Konstantstromschaltung,
8 eine Ausführungsvariante des Erfindungsgegenstandes als Steckmodul im Maßstab 2:1 (vereinfacht),
9 ein Diagramm des Wirkungsgrades η in Abhängigkeit von der Abnahmeleistung P_ab der Erfindung, sowie weiterer Spannungswandler, in doppelt logarithmischer Teilung,
10 ein Diagramm der Gesamtaufnahmeleistung P_Ges des Netzteils in Abhängigkeit von der Zeit,
11 ein Diagramm der Ausgangsspannung U_A in Abhängigkeit von der Zeit,
12 ein Diagramm des Abnahmestromes I_Ab in Abhängigkeit von der Zeit.
1 zeigt das Blockschaltbild einer Grundvariante des Netzteils, wie sie in 3 als Schaltung abgebildet ist.
Der elektrische Leistungsfluß beginnt linksseitig am Netzanschluß mit der Einschaltstrombegrenzung (R101), führt über einen Optokoppler mit Triac (U1), einen Transformator (T1), einen Gleichrichter (D1), einen Glättungskondensator (C1), einen Spannungsregler (LM317), einen Stromregler (V4), eine Rückflußsperre (D2) und einen hochkapazitiven Kondensator (C2) zum Schutzkleinspannungsausgang U_A.
Zum Starten des Netzteils ist ein Taster (S1) über dem Triacausgang des Optokopplers (U1) angeschlossen.
Parallel über dem Stromregler (V4) ist ein Differenzspannungssensor (V5) angeschlossen, der in Reihe mit einer zweiten Rückflußsperre (V2) und einem Vorwiderstand (R102) den ersten Regelkreis zum Optokoppler mit Triac (U1) bildet.
An den Ausgang der Spannung U_A ist ein Ausschaltregler (S5) angeschlossen, der in Reihe mit einer dritten Rückflußsperre (V3), die ausgangsseitig zwischen die zweite Rückflußsperre (V2) und den Vorwiderstand (R102) geschaltet ist, den zweiten Regelkreis zum Optokoppler mit Triac (U1) bildet. 2 zeigt das Blockschaltbild einer Grundvariante des Netzteils für Ausgangsspannungen von 1,2–5,5 Volt. Die Anordnung und die Funktion der Bauteile entspricht dabei mit Ausnahme des DC/DC Wandlers und des Ausschaltreglers (S6) der Bauteilanordnung in 1.
Der Ausschaltregler S6 ist in 5 als Schaltung abgebildet.
Der Ausschaltregler S6 übernimmt die gleiche Funktion wie V5 in 1. Er unterbricht den Nachladevorgang von C2 durch das Abschalten des Netzteils, wenn U_A den Wert Umax erreicht hat.
Der DC/DC Wandler wandelt die an Kondensator C2 im Augenblick des Einschaltens von S6 beim Erreichen von Umin anliegende Spannung in eine höhere Spannung z. B. 5 Volt um. Dadurch schaltet der Optokoppler mit Triac U1 sicher die Netzspannung durch.
In 3 begrenzt der Widerstand R101 den Einschaltstrom auf einen für den Triac U1 unschädlichen Wert. Dem Transformator T1 folgen Gleichrichter D1 mit Glättung C1 und ein Spannungsregler z. B. LM317. Eine Konstantstromschaltung, bestehend aus R105, R106, R107, V4 und D4, lädt über eine Diode D2 einen hochkapazitiven Kondensator C2 auf, an dem die Ausgangsspannung, die Steuerspannung zum Einschalten des Optokopplers U1 und kurzzeitig die Steuerenergie für den Optokoppler U1 entnommen werden. Über der Konstantstromschaltung wird die Schaltspannung zum Abschalten des Optokopplers U1 mit einem Transistor V5 abgegriffen. Dieser übernimmt kurzzeitig nach dem Einschalten des Optokopplers U1, durch den Einschaltregler, das Ansteuern des Optokopplers U1 bis zum Ende des Ladevorganges oder bis zum Abtrennen eines, am Ausgang angeschlossenen Verbrauchers. Die Regelung der Einschaltschwelle erfolgt mit einem oder mehreren Drehwahlreglern S3 und S4, die in Reihe zueinander angeordnet sind, und an diese Z-Dioden D6 und D7 mit jeweils unterschiedlicher Durchbruchsspannungsteilung angeschlossen sind.
Mit dem Z-Diodendrehwahlschalter S3 kann die Einschaltspannung Umin grob und in doppelter Ausführung mit S4 feiner eingestellt werden. Dabei sind die an S3 geschalteten Z-Dioden D7 grob, und die an S4 geschalteten Z-Dioden D6 fein unterteilt.
Ein Widerstand R112 in Reihe mit dem Drehwahlregler begrenzt den durch die aktive(n) Z-Diode(n) fließenden Strom. Da diese Z-Dioden im Ausgangsspannungsbereich von Umin < U_A < Umax leitend sind, liegt an dem Gate von C-MOS-Transistor V8 negatives Potential an. Der Transistor V8 ist leitend und zieht somit das Potential am C-MOS-Inverter, der aus den Transistoren V6 und V7 besteht, eingangsseitig auf positives Potential. Am Ausgang des Inverters liegt damit negatives Potential an, welches den C-MOS-Transistor V3 gesperrt hält, der den Optokoppler mit Triac U1 und die Funktionskontroll-LED H1 über den Strombegrenzungswiderstand ansteuert.
Wird dem auf Umax aufgeladenem Kondensator C2 ein Laststrom entnommen, so hält er die Ausgangsspannung für einige Zeit zwischen Umax und Umin aufrecht, bis Umin erreicht wird. Die aktive Z-Diode geht in den Sperrbereich und sperrt den Stromfluß durch R112. Damit zieht der Widerstand R112 das Gatepotential von Transistor V8 auf positives Signal. Der Transistor V8 sperrt. Der aus den Transistoren V6 und V7 bestehende C-MOS-Inverter wird eingangsseitig, durch den Sperrstrom, der in Sperrichtung geschalteten Diode D5, auf negatives Potential gezogen. Am Ausgang des Inverters liegt damit positives Potential an. Der Transistor V3 wird leitend und steuert somit den Optokoppler mit Triac U1 und die in Reihe geschaltete Kontroll-LED H1 über den strombegrenzenden Widerstand R102 an. Der Triac zündet sofort. Der Widerstand R101 begrenzt den Einschaltstrom. Der Transformator T1 ist dem Netz zugeschaltet und lädt den Kondensator C1 über den Gleichrichter D1 auf. Der Spannungsregler LM317 erzeugt eine konstante Ausgangsspannung, die mit dem Widerstand R104 eingestellt werden kann. Der Widerstand R103 dient der Grundbeschaltung des Spannungsreglers LM317. Der Konstantstrom zur Ladung des Kondensators C2 kann mit dem Widerstand R106 eingestellt werden.
Die Konstantstromschaltung, bestehend aus R105, R106, R107, V4 und D4 lädt über die Diode D2 den hochkapazitiven Kondensator C2 auf. Der Transistor V5 wird durch den Spannungsabfall über Transistor V4, Widerstand R107 und Diode D3 sofort leitend. Die Diode D3, dient zur Vergrößerung der Ladeschlußspannung Umax, weil der Ladestromsensortransistor V5 dadurch länger leitend ist. Der Widerstand R108 dient zur Basisstrombegrenzung von V5. Mit dem leitend werdenden Transistor V5 kann ein Basis-Emitter-Strom durch den Transistor V1 über den Strombegrenzungswiderstand R109 und den Kollektor von Transistor V5 fließen. Damit wird der Transistor V1 leitend und zieht damit das Gate des Transistors V2 auf positives Potential. Der Transistor V2 wird leitend.
Dadurch erhält der Optokoppler mit Triac U1 innerhalb kürzester Zeit nach dem Einschalten von U1, durch Transistor V3, sein Steuersignal vom Transistor V2. Der Triac des Optokopplers U1 bleibt somit angesteuert und hält den Transformator T1 an die Netzspannung geschaltet. Die Spannung am Kondensator C2 steigt sehr schnell an.
Wenn der Ladeschluß des Kondensators C2 erreicht ist, entspricht die Ausgangsspannung U_A der Spannung des Spannungsreglerausganges abzüglich der Flußspannung von Diode D2 und der Dropout-Spannung der Konstantstromschaltung über V4 und D3.
Je nach verwendeter Kondensatorkapzität von C2 ergeben sich unterschiedlich lange Speicherzeiten.
Mit einem Kondensatorwert von C2 von 10 000 μF ergab sich eine Speicherzeit von etwa sieben Stunden bei ausgangsseitigem Leerlauf, was einer durchschnittlichen Leerlaufstromaufnahme von 0,000 025 Watt entsprach.
Dieser Kondensator hatte einen Leckstrom von 1,5 μA.
Wird ein Kondensator mit einem zehnmal geringeren Leckstrom verwendet, so kann eine Leerlaufstromaufnahme von maximal 0,000 005 Watt erreicht werden.
Ein Kondensator mit einem Kapazitätswert von 100 000 μF und geringem Leckstrom kann die Ausgangsspannung einige Tage zwischen Umax und Umin aufrecht halten.
Die Taktfrequenz ist abhängig von der Kapazität und dem Leckstrom des Kondensators, der Stromentnahme und des Strombedarfes für die Regelschaltung zum Einschalten des Optokopplers.
Die Taktfrequenz liegt infolge einer möglichst großen Speicherzeit im Milli- bis Mikrohertzbereich.
Durch die aufgezeigte Funktionsweise ergibt sich ein sehr hoher Wirkungsgrad von etwa 75% bei Lasten im Mikrowattbereich.
Ein normaler Kleintransformator erreicht bei dieser geringsten Last nur einen Wirkungsgrad von wenigen hundertstel Prozent.
4 zeigt die Ausführung des Einschaltreglers mit einem unbeschalteten Operationsverstärker V15.
Die Versorgungsspannung für die Schaltung wird parallel am Kondensator C2 in 3 abgeleitet.
Um lange Speicherzeiten durch C2 in 3 und somit eine geringe durchschnittliche Leerlaufaufnahmeleistung zu erhalten, sollte der Eigenstrombe darf des Operationsverstärkers V15 möglichst unter 10 μA liegen.
Die Z-Dioden D10 und D11 dienen zur Stromeinsparung des gesamten Einschaltreglers. Sie bewirken, daß der Strom erst oberhalb des Z-Wertes linear ansteigt.
Mit dem Widerstand R303 kann die minimale Ausgangsspannung des Netzteils stufenlos eingestellt werden. Der Widerstand R301 dient zum Erhalten eines möglichst großen Einstellbereichs. Der Widerstand R302 und die Diode D11 bilden eine Referenzspannung, die über Umin bis Umax konstant bleibt.
Liegt am Kondensator C2 eine Spannung zwischen Umax und Umin an, so liegt am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers ein, gegenüber dem nichtinvertierenden Eingang, positives Potential an. Damit geht der Operationsverstärker in die negative Sättigung. Am Ausgang liegt Minus an. Sinkt die Kondensatorspannung gering unter den eingestellten Minimalwert, so liegt am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers ein, gegenüber dem nichtinvertierenden Eingang, negatives Potential an. Damit geht der Operationsverstärker in die positive Sättigung. Am Ausgang liegt Plus an.
Der Ausgang des OPV kann dem Gate von Transistor V3 in 3 zugeführt werden.
5 zeigt die Ausführung des Ausschaltreglers mit einem unbeschalteten Operationsverstärker V16.
Der Eigenstrombedarf dieses Operationsverstärkers kann hierbei bis zu 2 mA betragen.
Die Schaltung arbeitet nach dem gleichen Prinzip wie in 4 beschrieben, nur daß hier die Ausschaltspannung mit dem Widerstand R403 eingestellt werden kann, und statt der Z-Diode D10 der Widerstand R404 dient.
Der Ausgang des OPV kann dem Gate des Transistors V2 in 3 zugeführt werden.
6 zeigt eine Stromsensorschaltung mit Operationsverstärker V17 zur Lasterkennung.
Die Schaltung dient zur Vermeidung von kurz aufeinander folgenden Einschaltimpulsen des Optokoppler mit Triac U1 in 3 im Schaltfrequenzbereich von 0,2–5 Hz, hervorgerufen,durch einen im Verhältnis zum Kapazitätswert von C2, zu großen Laststrom.
Liegt dieser Betriebszustand vor, kann das Netzteil über den Optokoppler mit Triac U1 in 3 auf Dauer eingeschaltet werden.
Mit dem Einstellwiderstand R503 kann die Einschaltschwelle des Operationsverstärkers V17 stufenlos verändert werden. Dabei kann der Laststrom, durch R_L vorgerufen, zwischen dem unteren Mikro- bzw. Milliamperebereich liegen.
Der Widerstand R504 liefert eine zum Laststrom proportionale Flußspannung, die dem nichtinvertierenden Eingang zugeführt ist. Die Widerstände R502 und R503 bilden einen Spannungsteiler, wobei die an R503 anliegende Spannung im oberen Mikrovoltbereich liegt, und etwa der über R504 abfallenden Spannung entspricht.
Wird eine als niederohmig zu bezeichnende Last R_L angeschlossen, so fällt über dem Widerstand R504 eine größere, gegenüber der an Widerstand R503 anliegenden Spannung ab. Am nichtinvertierenden Eingang liegt somit positives Potential. Am Ausgang des Operationsverstärkers liegt damit ebenfalls ein positives Potential an, welches aber etwa der Betriebsspannung des Operationsvertärkers V17 entspricht.
Der Widerstand R501 ist vom Ausgang des Operationsverstärkers auf den Minuspol der Last R_L zurückgekoppelt. Liegt am Ausgang nur ein geringes Potential, so erhöht der Widerstand R501 den an R504 bestehenden Spannungsabfall durch R_L. Damit wird ein besseres Schaltverhalten erzielt.
7 zeigt eine Schaltung zur Verringerung der Dropout-Spannung über der Konstantstromschaltung die, wie hier vereinfacht gezeigt, nur noch R107, V4 und D3 enthält.
Der Eingang E1 wird an den Ausgang des Operationsverstärkers V17 in 6 angeschlossen. Der Anschluß A1 wird direkt hinter dem Gleichrichter D1 in 3 an den Pluspol angeschlossen.
Liefert der Operationsverstärker V17 positives Signal, so schalten die Transistoren V18 und V19 durch. Der Transistor V19 zieht das Gate-Potential von Transistor V20 auf das an der Z-Diode liegende Potential. Damit wird der Transistor V20 leitend und reduziert den Spannungsabfall über R107, V4 und D3 auf wenige zehn Millivolt.
Die Z-Diode D13 Verhindert die Zerstörung des Transistors V20 durch Überspannung. Der Widerstand R604 begrenzt den Stromfluß, wenn die Zündspannung der Z-Diode D13 überschritten wird. Der Widerstand R605 sorgt dafür, daß Transistor V20 völlig sperrt, wenn er kein positives Signal erhält. Die Widerstände R601, R602 und R603 begrenzen die Ströme durch die Transistoren V18 und V19.
8 zeigt eine mögliche Ausführungsvariante als Steckmodul im 2:1 vergrößerten Maßstab ohne Leiterbahnen.
Dabei sind der Strombegrenzungswiderstand (1) und der Optokoppler mit Triac (2) linksseitig angeordnet.
Ein in Kunststoff vergossener, direkt gebondeter Kundenwunsch-IC (4), die Rückflußsperrdiode (3), der Konstantstromregler (6), der Umax-Regelwiderstand des Ausschaltreglers (7), der Widerstand (8) gemeinsam mit der Z-Diode (9) des C-MOS-Einschaltreglers, sowie der Leistungstransistor (10) und der Anti-Dropout-C-MOS-Transistor (11), bilden die wichtigsten Bauteile zur Steuerung des Netzteiles.
Die Steckerleiste (12) ist auf der Platine (5) aufgelötet, und dient zum Übertragen aller Schalt- und Steuersignale auf eine Leiterplatte eines Gerätes. Auf dieser sind der Netztransformator, der Brückengleichrichter mit Glättung, der Spannungsregler, sowie der hochkapazitive Kondensator untergebracht.
9 zeigt ein Diagramm in doppelt logarithmischer Teilung. Dabei ist der Wirkungsgrad η in Abhängigkeit von der Abnahmeleistung P_Ab, der Netzteile, dargestellt.
Die Gerade (1) stellt hierbei die Effizienz, der in 3 abgebildeten Schaltungsanordnung unter Verwendung eines Kondensators mit 10 000 μF, sowie eines speziell geblätterten Transformators (0,2 Watt Leerlaufaufnahme) dar.
Wie aus dem Diagramm ersichtlich ist, liegt der Wirkungsgrad bei Abgabeleistungen von 0,7 mW bis 10 mal bei konstant 70%. Ab einer Abgabeleistung von 0,7 mW abwärts ist ein Abfallen der Geraden 1 infolge der etwa 25 μW betragenden Leerlaufstromaufnahme zu verzeichnen.
Diese hohe Effizienz, bei Abgabeleistungen von weniger als 10 mW, können ein hochmodernes Schaltnetzteil oder spezialgeblätterter Transformator, mit jeweils 0,2 W Leerlaufstromaufnahme, welche beide als Kurve (5) dargestellt sind, nicht erreichen.
Den bei 70% liegenden Wirkungsgrad erklärt der Zusammenhang, daß zur Konstantstromladung am Transformatorausgang die volle Spannung anliegt, die zu jedem Zeitpunkt über der Kondensatorspannung an C2 in 3 liegt.
Die Vergrößerung der Abgabeleistung auf etwa 0,2 Watt, die als unterbrochene Gerade 2 dargestellt ist, kann mit einem Kondensator von etwa 0,1 Farad, oder mehr, erreicht werden.
Unter Pat.Nr. DE 400 3253 ist ein Dielektrikum angemeldet, welches die Speicherung von 25 mC in einem Volumen von ca. 0,2 cm³ ermöglicht.
Durch die Kapazitätsvergrößerung wird bei der Umschaltung auf Dauer-Ein- Betrieb des Netzteiles der Übergang (3) gegenüber dem Übergang (4) verringert. Das ist wichtig, wenn der Betriebsstrom z. B. eines Gerätes über lange Zeit in dem Bereich zwischen 10 mal und 0,1 W liegt. Aufnahmeleistungen in diesem Bereich stellen jedoch keine sinnvolle Stand-by-Verbrauchsreduzierung dar (Siehe Einleitung) und sollten deshalb ausschließlich nur bei Funkempfangsgeräten zu messen sein.
Weiterhin ist aus dem Diagramm ersichtlich, daß der spezialgeblätterte Transformator bzw. das hochmoderne Schaltnetzteil (jeweils Kurve 5) mit jeweils einer maximalen Abgabeleistung von 4 Watt, einen über mehrere Watt annähernd konstanten hohen Wirkungsgrad von über 90% aufweisen. Die Kurve eines einfachen Transformators, wie er weit verbreitet eingebaut wird, beginnt dagegen nur bei 50% und fällt dann in Folge des schlechten Wirkungsgrades schon von Beginn an nahezu konstant ab.
Die Senkrechte (7), bei 1 Watt eingezeichnet, zeigt, mit welchem Wirkungsgrad effiziente-(5) und einfache Spannungswandler (6) heute betrieben werden könnten bzw. werden, um nur eine Verringerung der Stand-by-Betriebskosten, aber keine Umweltentlastung zu erreichen.
10 zeigt die Gesamtaufnahmeleistung P_Ges des Netzteiles in Abhängigkeit von der Zeit in einem Diagramm. Dabei ist die Zeitachse zwischen den beiden Nachladevorgängen (1a) und (2a) gekürzt. Die Leistungswerte sind Beispielwerte.
Das Diagramm entspricht bis auf Intervall 4c in 12 den Diagrammen der 11 und 12.
Aus dem Diagramm ist ersichtlich, daß zwischen den Nachladevorgängen (1a) und (2a), und der Dauereinschaltung (3a), primärseitig kein Strom fließt, da der Optokoppler mit Triac U1 in 3 gesperrt ist.
Zusätzlich ist die Proportionalität zwischen der Gesamtaufnahmeleistung P_Ges und des Abgabestromes I_Ab von 12 bei der Dauereinschaltung (3a) zu erkennen.
Die Einschaltzeit t_Ein beträgt bei Verwendung eines Kondensators mit 10 000 μF etwa 0,16 s. Die Ausschaltzeit t_Aus beträgt dabei sieben Stunden. 11 zeigt die Ausgangsspannung U_A in Abhängigkeit von der Zeit in einem Diagramm. Die Spannungswerte sind Beispielwerte.
Es ist zu erkennen, daß die Ausgangsspannung Umax innerhalb der Zeit t_Ein sofort wieder erreicht wird. Ein zusätzlicher Nachladevorgang (1b) ist aufgrund des Abgabestromes in 12 im Intervall 5c nötig.
Weiterhin ist am Diagrammverlaufsende eine konstant bleibende Ausgangsspannung zu erkennen, obwohl der Abgabestrom im Intervall 6c, der 12, auf z. B. 10 mA fällt, wenn der Dauereinschaltstrom auf z. B. 1 mA vorher eingestellt wurde.
In den Intervallen 2c, 3c und 5c der 12 wurde der Dauereinschaltstrom nicht eingestellt bzw. deaktiviert.
12 zeigt den Abnahmestrom I_Ab in Abhängigkeit von der Zeit in einem Diagramm. Es sind hierbei einzelne Zeitabschnitte in Intervalle eingeteilt. Die Stromwerte sind Beispielwerte.
Das Intervall 1c entspricht dabei dem Leerlauf des Netzteiles. Ein pulsförmiger Abnahmestrom ist im Intervall 2c dargestellt. Dabei steht die Abnahmestromhöhe und die Anzahl der Impulse in keinem quantitativen Zusammenhang zu den ersten beiden Nachladevorgängen in 10.
Im Intervall 3c ist ein konstanter Widerstand als Last eingeschaltet. Kurz nach dem Zuschalten der Last, erfolgt ein Nachladevorgang, der die Aus-Ausgangsspannung wieder auf Umax erhöht. Der Abnahmestrom steigt dabei proportional zur Ausganggsspannung U_A in 11 an, und fällt nach dem Ladeschluß wieder etwas ab. Kurze Zeit später wird der Widerstand gegen einen anderen mit einem höheren Widerstandswert ausgetauscht, was im Intervall 5c dargestellt ist.
Im Intervall 6c wird ein leistungsfähiger Verbraucher als Last angeschlossen, der zusätzlich noch geregelt wird. Die Stromaufnahme kann dabei unter Einsatz der Anti-Dropout-Schaltung mit nur einem MOSFET bis zu 3A betragen. Mit dem Aktivieren der Stromsensorschaltung, der 6, zu Beginn des Intervalls 6c, bleibt die Ausgangsspannung U_A des Netzteils in 11 konstant, auch wenn I_Ab auf z. B. 10 mA fällt.
Vorteile der Erfindung
Die ultra geringe Leerlaufstromaufnahme mit einem Durchschnittswert von 0,000 025 Watt, welche durch den Einsatz eines leckstromarmen Kondensators noch auf einen Wert von ca. 0,000 005 Watt verbessert werden kann, ist neben der daraus resultierenden bis zu dreimillionenfach oder 99,9999% betragenden Stromeinsparung gegenüber herkömmlichen Netzteilen als bedeutender Vorteil hervorzuheben.
Das Netzteil stellt, im Gegensatz zu herkömmlichen Netzteilen, bei sekundärseitigem Leerlauf auch primärseitig über sehr große Zeiten einen Leerlauf dar.
Der hohe Wirkungsgrad des Netzteiles bei Lasten im Milli- bis Mikrowattbereich stellt ebenso einen beachtlichen Vorteil dar, wie die daraus resultierende hohe Elektromagnetische Verträglichkeit mit Dämpfungwerten im Leerlauf um –50 dB.
Es entstehen praktisch keine elektromagnetischen Störfelder im Leerlauf oder bei Mikrowattlast.
Die im Mikrohertzbereich liegende ultra geringe Schaltfrequenz ist im Gegensatz zu den Schaltfrequenzen herkömmlicher Schaltregler, die sich im Kilohertzbereich bewegen, grundsätzlich nicht hörbar. In Arbeits- bzw. Büroräumen entfallen belastende hochfrequente Störtöne.
Eine Erwärmung bzw. Überhitzung des Transformators im Leerlauf wird ausgeschlossen, wodurch die Brandgefahr wesentlich reduziert wird. Verlustreichere Transformatoren, die sich im Leerlauf auf bis zu 70°C erhitzen, und in vielen Geräten teilweise auch als vergossener Trafobaustein vorzufinden sind, könnten unter Verwendung dieser Erfindung nur deshalb weiter eingebaut werden, weil die Stromeinsparung im Stand-by so groß ist.
Wird die Schaltung in bisher batteriebetriebene, stationäre Geräte eingebaut, so können aufgrund des hohen Wirkungsgrades Batterien und Kosten eingespart werden, was zu einer Umwelt- und Resoucenschonung führt.
In der Entladephase, zwischen Umax und Umin, liegt keine Restwelligkeit der Ausgangsspannung vor.
Durch die kleine Baugröße und das niedrige Gewicht, als Steckmodul, kann die Schaltung nahezu überall nachträglich eingebaut werden, und damit zur Stromreduzierung eines Gerätes im Stand-by-Betrieb wesentlich beitragen. Die automatische Umschaltung in den Betriebsmodus Dauer-Ein ermöglicht das Betreiben von Lasten im Wattbereich.
Durch die ausgangsseitige Anordnung eines elektrischen Generators z. B. eines Solarpanels oder einer Solaranlage mit Energiespeicher kann eine umweltschonende und netzgestützte Stromversorgungsanlage entstehen, welche bei ausreichender Solarenergieerzeugung netzseitig einen Leerlauf darstellt. Dabei erfolgt die Umschaltung auf Netzbetrieb automatisch.

Claims

Schaltungsanordnung für Netzteile mit – einem Optokoppler mit einem die Netzspannung schaltenden Schalter (U1), – einem Spannungsregler (LM317), – einem hochkapazitiven Kondensator (C2) einem Ein- und Ausschaltregler (D5, D6, D7, R112, R113, S3, S4, V6, V7, V8; 4; 5), der parallel zu dem hochkapazitiven Kondensator (C2) geschaltet ist, zur Realisierung einer Zweipunktregelung der Ausgangsspannung, – einer Laststromsensorschaltung (6) zur Erkennung der Größe des Laststromes für eine Dauereinschaltung des Netzteiles, – einem sekundärseitigen Gleichrichter (D1) mit Glättungskondensator (C1), der an einen Netztrafo (T1) angeschlossen ist, – einem Spannungsregler (LM317), dadurch gekennzeichnet, daß – die die Steuerschaltung (1, 2, 3, 4, 6, 7, 8, 9, 10, 11) des Netzteils aufnehmende Platine (5) als Steckmodul ausgeführt ist, – der die Netzspannung schaltenden Schalter ein Triac (2) ist, – eine Konstantstromschaltung (R105, R106, R107, D4, V4) zur Ladung dieses Kondensators und eine Rückflußsperrdiode (D2) zur Verhinderung der Entladung des hochkapazitiven Kondensators (C2) vorhanden sind, – eine Anti-Dropout-Schaltung (7) und eine Aufwärtsregelungsschaltung (DC/DC Wandler) zum Ansteuern der Leuchtdiode (H1) des Optokopplers mit Triac (U1) für Netzteilausgangsspannungen von 1,2–5V vorhanden sind, – der Netztrafo (T1) primärseitig in Reihe mit einer Einschaltstrombegrenzung (R101) und dem Optokoppler mit Triac (U1) geschaltet ist, – ein Ein-Taster (S1) des Netzteils parallel an den Optokoppler mit Triac (U1) angeschlossen ist, – der Spannungsregler (LM317) parallel an den Glättungskondensator (C1), angeschlossen ist, – die Konstantstromschaltung (R105, R106, R107, D4, V4), die Rückflußsperrdiode (D2) und der hochkapazitive Kondensator (C2) eine Reihenschaltung parallel zu dem Spannungsregler (LM317) bilden, – ein Entladewiderstand (R111) in Reihe mit einer Aus-Taste (S2) des Netzteiles (3), die als Um-Taster ausgeführt ist, und diese Reihenschaltung parallel zu dem hochkapazitiven Kondensator (C2) geschaltet ist, – die Anti-Dropout-Schaltung aus drei Schalttransistoren besteht, wobei ein pnp-Transistor (V19) so angeordnet ist, daß durch einen angesteuerten npn-Transistor (V18) über dessen Kollektor-Emitter-Strecke ein durch einen Widerstand (R602, R603) begrenzter Basisstrom von dem pnp-Transistor (V19) abfließen kann und dieser dadurch das Gate eines Mosfet-Transistors (V20), der mit seinen beiden Anschlüssen (Source und Drain) die Bauteile der Konstantstromladeschaltung überbrückt, bzw. im leitenden Zustand kurzschließt, ansteuert, wobei eine Z-Diode (D13) über einen Widerstand (R604) am Emitter des pnp-Transistors (V19) eine zu hohe Gatespannung am Mosfet-Transistor (V20) vermeidet und ein weiterer Widerstand (R605) die Entladung der Gate-Kapazität des Mosfet-Transistors (V20) im nicht angesteuerten Zustand ermöglicht.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Einschaltregler aus einem Feldeffekt-Transistor mit einer an dessen Gate über einen Pol angeschlossenen Diode und einem über den anderen Pol angeschlossenen Widerstand, sowie einer an dessen Source in Sperrrichtung an den Minuspol angeschlossenen Diode, und einem oder mehreren Feldeffekt-Invertern besteht.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Einschaltregler aus einem als Schmitt-Trigger geschalteten Operationsverstärker besteht, in dessen invertierenden und nichtinvertierenden Eingangskreisen jeweils eine Z-Diode in Sperrrichtung gegen Minuspotential geschaltet ist und dessen Stellwiderstand im invertierenden Eingangskreis auch als computerprogrammierbarer Widerstand ausgeführt sein kann.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß mit einem oder mehreren Drehwahlschalter(n), an den/die Z-Dioden mit verschiedenen Zündspannungswerten angeschlossen sind, die minimale Ausgangsspannung im Zweipunktbetrieb stufenweise eingestellt werden kann.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß durch das Parallelschalten der Basis-Emitter-Strecke eines Transistors (V5) über dem Transistor (V4) der Konstantstromschaltung ein Schaltsignal zum Schalten des Netzteils zu erhalten ist.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausschaltregler aus einem als Schmitt-Trigger geschalteten Operationsverstärker besteht, in dessen nichtinvertierenden Eingangskreis eine Z-Diode in Sperrrichtung gegen Minuspotential geschaltet ist und dessen Stellwider-stand im invertierenden Eingangskreis auch als computerprogrammierbarer Widerstand ausgeführt werden kann.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Laststromsensorschaltung aus einem als Schmitt-Trigger geschalteten Operationsverstärker besteht, an dessen invertierenden Eingang ein einstellbarer Spannungsteiler und an dessen nichtinvertierenden Eingang ein Spannungspotential von einem Widerstand im Lastkreis abgeleitet wird, sowie ein Rückkopplungswiderstand auf den Ausgang des Operationsverstärkers geschaltet ist.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die gesamte digitale bzw. analoge Schaltungs- und Verstärkertechnik in einem oder mehreren Kundenwunschschaltkreis(en) auf der Platine (5) untergebracht ist.