DE19740360A1 - Leistungsverstärkerschaltung mit temperaturkompensiertem Pegelschieber - Google Patents
Leistungsverstärkerschaltung mit temperaturkompensiertem PegelschieberInfo
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Description
Diese Erfindung betrifft allgemein Kommunikationsgeräte und
im besonderen eine Leistungsverstärkerschaltung, die in
Kommunikationsgeräten benutzt wird.
Leistungsverstärker werden in einem Kommunikationsgerät
genutzt, wie in einem Funktelefon, für die Verstärkung von
Hochfrequenz(RF) Signalen zur Übertragung. Ein Typ von Funk
telefon arbeitet im GSM Funktelefonsystem (Gruppe Spezieller
Mobil-Funktelefone). Im GSM System teilen sich bis zu 8 Funk
telefone gleichzeitig einen einzelnen Kanal, auf dem zu
senden ist. Jedes der Funktelefone ist begrenzt, RF Signale
während eines zugewiesenen Zeitabschnitts von ungefähr 577 µs
zu senden. Die Funktelefone müssen innerhalb des 577 µs
Fensters ihren Leistungsverstärker zu der geeigneten Frequenz
schnell aufsteuern, die RF Signale senden und den Leistungs
verstärker schnell heruntersteuern. Im Ergebnis muß die
Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers mit großer Genauig
keit gesteuert werden, um die Systemanforderungen zu erfüllen
und nicht die anderen Funktelefone zu stören, die sich den
gleichen Kanal teilen. Diese Steuerung kann durch die Verwen
dung einer Rückkopplungsstruktur mit geschlossener Schleife
erreicht werden, wie jene, offenbart im U. S. Patent No.
5,150,075 durch Hietala u. a., betitelt "Methoden und Geräte
zur Aufsteuerung von Leistungsverstärkern" ("Power Amplifier
Ramp Up Method and Apparatus"), herausgegeben am 22. September
1992 und angemeldet Motorola, Inc.
Ein vielfach benutzter Leistungsverstärker umfaßt Transisto
ren des Verarmungstyps, wie Gallium-Arsenid (GaAs) MESFET
(Metall-Halbleiter Feldeffekt-Transistoren) Bauelemente. GaAs
MESFETs sind nützlich, weil sie eine vergleichsweise hohe
Elektronenmobilität haben und gute Leistungsfähigkeit über
einen weiten Frequenzbereich aufweisen. Da der GaAs MESFET
ein Transistor des Verarmungstyps ist, erfordert es die
Anwendung einer negativen Vorspannung an seiner Steuerelek
trode (Gate) für eine aktive Betriebsweise. Die negative
Vorspannung wird typischerweise durch einen Pegelschieber
geliefert, der an die Steuerelektrode des GaAs MESFETs gekop
pelt ist. Da die Schwellenspannung der Steuerelektrode eines
GaAs MESFETs sich mit Schwankungen der Temperatur verändert,
muß der Pegelschieber justierbar sein, um die negative
Vorspannung entsprechend so zu variieren, daß die exakte
Steuerung der Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers
aufrecht erhalten wird. Ein solcher Pegelschieber ist im U. S.
Patent No. 5,559,471 durch Black u. a. offenbart, betitelt
"Ein Verstärker und die zugehörige Vorspannungsschaltung" ("An
Amplifier and Biasing Circuit Therefore"), herausgegeben am
24. September 1996 und angemeldet von Motorola, Inc. Zusätz
lich zur Justierbarkeit würde es weiterhin wünschenswert
sein, die Temperaturempfindlichkeit des Pegelschiebers selbst
zu minimieren, um zusätzliche Genauigkeit der Steuerung der
Ausgangsleistung zu erreichen.
Was also benötigt wird, ist ein Pegelschieber für den
Gebrauch in einer Leistungsverstärkerschaltung, der ein Rück
kopplungssystem mit geschlossener Schleife beinhaltet, das
nicht empfindlich für Temperaturveränderungen ist.
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das ein Kommunikationssystem
erläutert, das ein Kommunikationsgerät einschließt,
welches einen Sender enthält; und
Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm, das eine Leistungs
verstärkerschaltung für den Gebrauch in dem Sender
der Fig. 1 erläutert.
Eine Leistungsverstärkerschaltung für die Verstärkung eines
Hochfrequenz(RF) Signals, das an einem Eingang empfangen
wird, in ein verstärktes RF Signal an einem Ausgang, beinhal
tet eine Kopplerschaltung, einen zweiten Eingang, einen
Leistungsverstärker und einen Pegelschieber. Die Koppler
schaltung ist an den Ausgang gekoppelt, um einen Pegel des
verstärkten RF Signals zu ermitteln. Der zweite Eingang
empfängt ein Steuersignal, das von dem ermittelten Pegel
abgeleitet ist. Der Leistungsverstärker enthält einen Tran
sistor, der eine Steuerelektrode hat, die an den Eingang
gekoppelt ist,und eine Abzugselektrode (Drain), die an den
Ausgang gekoppelt ist. Der Pegelschieber ist an den zweiten
Eingang und die Steuerelektrode gekoppelt und liefert in
Reaktion auf das Steuersignal eine Vorspannung an die Steuer
elektrode. Der Pegelschieber enthält eine Schaltungsanord
nung, um die Temperaturempfindlichkeit der Vorspannung zu
minimieren. Im Gegensatz zu bestehenden Pegelschiebern
kompensiert der nachfolgend offenbart Pegelschieber Tempera
turveränderungen in einer Leistungsverstärkerschaltung durch
die Anwendung der Steuerelektrodensteuerung und Rückkopplung
mit geschlossener Schleife.
Ein Kommunikationssystem, wie ein Funktelefon-Kommunikations
system 100, beinhaltet ein erstes Kommunikationsgerät, wie
einen Fernsendeempfänger 102 und ein zweites Kommunikations
gerät, wie ein Funktelefon 104. Der Fernsendeempfänger 102
sendet und empfängt Hochfrequenz(RF) Signale 105 an und von
Kommunikationsgeräten innerhalb einer bestimmten geografi
schen Fläche. Das Funktelefon 104 ist ein solches Kommunika
tionsgerät, das in der geografischen Fläche enthalten ist.
Das Funktelefon 104 enthält eine Antenne 106, einen Empfänger
108, einen Sender 110, eine Steuereinheit 112, eine Benutzer
schnittstelle 114 und eine Batterie 116. Die Batterie 116
liefert elektrische Energie für den Betrieb des Funktelefons
104.
Beim Empfang wandelt die Antenne 106 die RF Signale 105 in
elektrische Empfangssignale um und koppelt die elektrischen
Empfangssignale an den Empfänger 108. Der Empfänger 108 setzt
die elektrischen Empfangssignale in elektrische Basisbandsig
nale um, demoduliert und dekodiert die elektrischen
Basisbandsignale, um die durch die RF Signale 105 gesendeten
Daten wiederherzustellen,und liefert die Daten an die Steu
ereinheit 112. Die Steuereinheit 112 formatiert die Daten in
verständliche Sprache oder Informationen für den Gebrauch an
der Nutzerschnittstelle 114. Die Nutzerschnittstelle 114
teilt die erhaltenen Informationen oder die Sprache einem
Nutzer mit. Typischerweise enthält die Nutzerschnittstelle
eine Anzeige, eine Handtastatur, einen Lautsprecher und ein
Mikrofon.
Bei der Übertragung des RF Signals 105 vom Funktelefon 104
zum Fernsendeempfänger 102 sendet die Nutzerschnittstelle 114
Nutzereingangsdaten zur Steuereinheit 112. Die Steuereinheit
112 formatiert die von der Nutzerschnittstelle 114 erhaltenen
Nutzereingangsdaten in kodierte Basisbandsignale und sendet
die kodierten Basisbandsignale zum Sender 110 zur Umwandlung
in RF modulierte Signale und Verstärkung. Der Sender 110
koppelt die verstärkten RF modulierten Signale an die Antenne
106 zur Umwandlung und Abstrahlung an den Fernsendeempfänger
102 als die RF Signale 105.
Die Steuereinheit 112 enthält einen Ausgang 124 für die
Bereitstellung des kodierten Basisbandsignals über die
Leitung 128 an einen Eingang 126 des Senders 110 zur Modula
tion. Die Steuereinheit 112 enthält eine Leistungsverstärker
steuerschaltung (PAC) 122. Die PAC Schaltung 122 hat Ausgänge
130, 132 und 134 für die Bereitstellung eines Hauptversor
gungssteuersignals, eines Freigabesignals mit einem Span
nungspegel VEN bzw. eines Vorspannungssteuersignals mit einem
Spannungspegel VCN zu entsprechenden Eingängen 136, 138 und
140 des Senders 110 über die entsprechenden Leitungen 142,
144 und 146. Die PAC Schaltung 122 enthält einen Eingang 148
für den Empfang eines Leistungspegels der verstärkten modu
lierten RF Signale, die vom Sender 110 ausgehen und über
Ausgang 150 des Senders 110 und Leitung 152 rückgekoppelt
werden. Über die Erkennung des rückgekoppelten Leistungspe
gels bestimmt die PAC Schaltung 122 den Spannungspegel des
Vorspannungssteuersignals. In der erläuterten Ausführung ist
der Spannungspegel VEN ungefähr 3 V und der Spannungspegel
VCN ist über einen Bereich von ungefähr 0 V bis 2 V steuer
bar. Andere geeignete Spannungspegel- und bereiche können
ausgewählt werden. Das Funktelefon 104 enthält andere Steuer
verbindungen, die die Steuereinheit 112 an andere Funktions
elemente des Funktelefons 104 koppelt. Diese Verbindungen
sind jedoch nicht in Fig. 1 erläutert, um die Abbildung nicht
unnötig zu verkomplizieren.
Nun bezüglich Fig. 2, eine Leistungsverstärkerschaltung 200,
die im Sender 110 (Fig. 1) eingeschlossen ist, enthält
Eingänge 202, 204, 206 und 208 und Ausgänge 210 und 212. Die
Eingänge 202, 204 und 206 sind an Eingänge 136 (Fig. 1), 138
bzw. 140 des Senders 110 gekoppelt, um das Hauptversorgungs
steuersignal, den Spannungspegel VEN des Freigabesignals bzw.
den Spannungspegel VCN des Vorspannungssteuersignals zu
empfangen. Der Eingang 208 (Fig. 2) ist gekoppelt, um modu
lierte RF Signale zu empfangen, die von den codierten Basis
bandsignalen abgeleitet sind, welche ursprünglich am Eingang
126 (Fig. 1) des Senders 110 empfangen werden. Der Ausgang
210 liefert ein verstärktes, moduliertes RF Signal, das für
die Übertragung über die Antenne 106 (Fig. 1) geeignet ist.
Der Ausgang 212 (Fig. 2) ist an den Ausgang 150 (Fig. 1) des
Senders 110 gekoppelt, um einen rückgekoppelten Leistungspe
gel des verstärkten, modulierten RF Signals zur PAC Schaltung
122 der Steuereinheit 112 zu liefern.
Die Leistungsverstärkerschaltung 200 enthält einen Erreger
214, eine erste Impedanzanpassungsschaltung 216, einen
Leistungsverstärker 218, eine zweite Impedanzanpassungsschal
tung 220, einen Koppler 222, eine Hauptspannungsversorgung
224, eine Vorspannungsversorgung 226 und einen Pegelschieber
228. Der Erreger 214 reguliert die modulierten RF Signale am
Eingang 208 auf ihren geeigneten Eingangspegel für den
Leistungsverstärker 218 und koppelt die geregelten modulier
ten RF Signale an die erste Impedanzanpassungsschaltung 216.
Der Erreger 214 enthält einen Transistor 232, dessen Basisan
schluß über ein Dämpfungsglied, bestehend aus einer RF
Schaltdiode 229 und einem Pi (π) Widerstandsnetzwerk 230, an
den Eingang 208 gekoppelt ist, um die modulierten RF Signale
zu empfangen, und über einen Widerstand 231 an denk Eingang
206 gekoppelt ist. Ein Kollektoranschluß des Transistors 232
ist über ein induktives Bauelement 235 an die Hauptspannungs
versorgung 224 und an die erste Impedanzanpassungsschaltung
216 gekoppelt. Ein Emitteranschluß des Transistors 232 ist
mit einer elektrischen Masse 233 gekoppelt. Der Verstärkungs
pegel des Transistors 232, der für die Regelung des modulier
ten RF Signals notwendig ist, ist durch einen Vorspan
nungsstrom eingestellt, der vom Widerstand 231 und dem Span
nungspegel VCN des Vorspannungssteuersignals, empfangen über
den Eingang 206, abgeleitet wird. In der erläuterten Ausfüh
rung ist der Transistor 232 jeder beliebige geeignete npn
bipolare Flächentransistor (BJT), der ein Basis-Emitter-Span
nungspegel (VBE) von ungefähr 0,7 V und eine Temperaturem
pfindlichkeit von ungefähr -2 mV/°C hat. Der Erreger 214 kann
derjenige sein, der in den U. S. Patenten No. 5,160,898 und
5,220,290 von Black beschrieben wurde, betitelt "Leistungs
verstärker" ("Power Amplifier"), herausgegeben am 3. November
1992 bzw. 15. Juni 1993 und angemeldet von Motorola, Inc.
Die erste Impedanzanpassungsschaltung 215 koppelt die modu
lierten RF Signale, die durch den Erreger 214 geregelt sind,
an den Leistungsverstärker 218. Die erste Impedanzanpassungs
schaltung 216 ist an den Kollektoranschluß des Transistors
232 des Erregers 214 gekoppelt und gewährleistet eine
verlustarme Hochfrequenz Impedanzanpassung zwischen dem Erre
ger 214 und dem Leistungsverstärker 218. Die Konstruktion der
ersten Impedanzanpassungsschaltung 216 ist durch einen Fach
mann ausgeführt.
Der Leistungsverstärker 218 verstärkt die modulierten RF
Signale, die durch die erste Impedanzanpassungsschaltung 216
geliefert werden und koppelt die verstärkten modulierten RF
Signale an die zweite Impedanzanpassungsschaltung 216. Der
Leistungsverstärker 218 ist ein Mehrstufenverstärker, der
eine erste Stufe enthält, die einen ersten Transistor 234
umfaßt, und eine mit der ersten Stufe in Reihe geschaltete
zweite Stufe enthält, die einen zweiten Transistor 236
umfaßt. Die ersten und zweiten Transistoren 234 und 236
besitzen entsprechende Steuerelektrodenanschlüsse 238 und 240,
entsprechende Abzugselektrodenanschlüsse 242 und 244 und
entsprechende Quellenelektrodenanschlüsse (Source) 246 und
248. Was den ersten Transistor 234 betrifft, der Steuerelek
trodenanschluß 238 ist an die erste Impedanzanpassungsschal
tung 216 und über einen Widerstand 239 an den Pegelschieber
228 gekoppelt; der Abzugselektrodenanschluß 242 ist über ein
induktives Bauelement 237 an die Hauptspannungsversorgung 224
und mit dem Steuerelektrodenanschluß 240 des zweiten Tran
sistors 236 über einen Kondensator 243 gekoppelt; der Quel
lenelektrodenanschluß 246 ist an die elektrische Masse 233
gekoppelt. Was den zweiten Transistor 236 betrifft, der Steu
erelektrodenanschluß 240 ist weiter an den Pegelschieber 228
über einen Widerstand 241 gekoppelt; der Abzugselektrodenan
schluß 244 ist an die Hauptspannungsversorgung 224 über ein
induktives Bauelement 245 und an die zweite Impedanzanpas
sungsschaltung 220 gekoppelt; und der Quellenelektrodenan
schluß 248 ist an die elektrische Masse gekoppelt. Der Pegel,
auf den die ersten und zweiten Transistoren 234 und 236 die
modulierten RF Signale verstärkt, wird durch Vorspannungs
ströme eingestellt, in Reaktion auf die Spannungen an den
Steuerelektrodenanschlüssen 238 bzw. 240, abgeleitet von den
Widerständen 239 und 241 und einem Spannungspegel VGG einer
Vorspannung, die durch den Pegelschieber 228 geliefert wird.
In der erläuterten Ausführung sind die Transistoren 234 und
236 beliebige geeignete Verarmungstyptransistoren, wie GaAs
MESFETs oder GaAs pHEMTs (pseudomorphe Transistoren mit hoher
Elektronenbeweglichkeit), die eine Temperaturempfindlichkeit
im Bereich von ungefähr -4 mV/°C bis ungefähr +4 mV/°C haben.
Die zweite Impedanzanpassungsschaltung 220 koppelt die modu
lierten RF Signale, die durch den Leistungsverstärker 218
verstärkt wurden, an Ausgang 210. Die zweite Impedanzanpas
sungsschaltung 220 ist an den Steuerelektrodenanschluß 244
des zweiten Transistors 236 des Leistungsverstärkers 218
gekoppelt und gewährleistet eine verlustarme Hochfrequenz
Impedanzanpassung zwischen dem Leistungsverstärker 218 und
der Schaltungsanordnung, die mit dem Ausgang 210 verbunden
ist. Die Konstruktion der zweiten Impedanzanpassungsschaltung
220 ist durch einen Fachmann ausgeführt.
Der Koppler 222 koppelt die Leistungspegel der verstärkten
modulierten RF Signale an Ausgang 212. Der Koppler 222
enthält einen Richtungskoppler 250, der einen elektromagneti
schen Koppler umfaßt, der ohne übermäßigen Verlust koppelt.
Der Koppler 222 enthält einen Widerstand 247, um den gekop
pelten Leistungspegel zum Ausgang 212 zu richten.
Die Hauptspannungsversorgung 224 liefert selektiv Energie zum
Transistor 232 des Erregers 214 und zu den Transistoren 234
und 236 des Leistungsverstärkers 218. Die Hauptspannungsver
sorgung 224 enthält eine Speisespannung VI, die durch die
Batterie 116 (Fig. 1) gewährleistet wird und einen steuerba
ren Schalter 252 (Fig. 2), der Anschlüsse besitzt, die
zwischen die Speisespannung V1 und sowohl den Erreger 214 als
auch den Leistungsverstärker 218 gekoppelt sind. Der steuer
bare Schalter 252 enthält einen Steuerkanal, der an Eingang
202 gekoppelt ist. Der steuerbare Schalter 252 schließt oder
öffnet, in Reaktion auf das Hauptversorgungssteuersignal, das
am Steuerkanal empfangen wird, um die Speisespannung V1 mit
dem Erreger 214 und dem Leistungsverstärker 218 zu verbinden
oder zu trennen. Um die Speisespannung V1 vor einem Kurz
schluß mit Masse über die Transistoren 232, 234 oder 236 zu
schützen und eine potentielle Beschädigung der Transistoren
232, 234 oder 236 oder der Hauptspeisespannung 224 zu verhin
dern, liefert die Steuereinheit 112 (Fig. 1) das Vorspan
nungssteuersignal vor dem Schließen des steuerbaren Schalters
252 (Fig. 2) über das Hauptversorgungssteuersignal, so daß
gesichert ist, daß die Transistoren 232, 234 und 236 vor der
Bereitstellung der Speisespannung V1 zu ihnen vorgespannt
sind.
Die Vorspannungsversorgung 226 liefert Spannung, um die Tran
sistoren 234 und 236 des Leistungsverstärkers 218 vorzuspan
nen. Die Vorspannungsversorgung 226 beinhaltet eine Speise
spannung V2, abgeleitet von einer Reglerschaltung (nicht
gezeigt), die von der Batterie 116 (Fig. 1) gespeist wird.
Die Speisespannung V2 ist an den Pegelschieber 228 gekoppelt.
In der erläuterten Ausführung sind die Transistoren 234 und
236 vom Verarmungstyp und deshalb ist die Speisespannung V2
eine negative Spannung, nämlich -10 V.
Der Pegelschieber 228 gibt, in Reaktion auf die PAC Schaltung
122 (Fig. 1), den Spannungspegel VGG der Vorspannung ab, um
den Verstärkungspegel der Transistoren 234 und 236 des
Leistungsverstärkers 218 zu steuern. Der Pegelschieber 228
enthält eine Rückkopplungsschaltung 254 und eine Temperatur
kompensationsschaltung 255.
Die Rückkopplungsschaltung 254 umfaßt die Transistoren Q1 und
Q2 und die Widerstände R1, R2 und R5. Die Transistoren Q1 und
Q2 beinhalten die entsprechenden Basisanschlüsse 256 und 258,
die entsprechenden Kollektoranschlüsse 260 und 262 und die
entsprechenden Emitteranschlüsse 264 und 266. Was den Tran
sistor Q1 betrifft, der Basisanschluß 256 ist an den Eingang
206 der Leistungsverstärkerschaltung 200 gekoppelt, um den
Spannungspegel VCN des Vorspannungssteuersignals zu empfan
gen; der Kollektoranschluß 260 ist an den Basisanschluß 258
des Transistors Q2 und an ein Ende des Widerstandes R5 gekop
pelt; und der Emitteranschluß 264 ist an ein Ende des Wider
stands R1 und an ein Ende des Widerstandes R2 gekoppelt. Das
andere Ende des Widerstandes R1 ist an den Eingang 204 gekop
pelt, um den Spannungspegel VEN des Freigabesignals zu
empfangen. Das andere Ende des Widerstandes R2 ist an die
Basisanschlüsse 238 und 240 der Transistoren 234 bzw. 236 des
Leistungsverstärkers 218 über die Temperaturkompensations
schaltung 255 gekoppelt. Was den Transistor Q2 betrifft, der
Kollektoranschluß 262 ist an die Basisanschlüsse 238 und 240
der Transistoren 234 bzw. 236 des Leistungsverstärkers 218
über die Temperaturkompensationsschaltung 255 gekoppelt; und
der Emitteranschluß 266 ist an die Speisespannung V2 der
Vorspannungsversorgung 226 und an das andere Ende des Wider
standes R5 gekoppelt. In der erläuterten Ausführung sind die
Transistoren Q1 und Q2 beliebige geeignete pnp bzw. npn BJTs,
die jeweils eine VBE von ungefähr 0,7 V und eine Temperatur
empfindlichkeit von ungefähr -2 mV/°C haben.
Für Erläuterungszwecke nimmt man an, daß die Temperaturkom
pensationsschaltung 255 im Pegelschieber 228 fehlt und das
andere Ende des Widerstandes R2 und der Kollektoranschluß 262
des Transistors Q2 direkt an die Steueranschlüsse 238 und 240
der Transistoren 234 bzw. 236 des Leistungsverstärkers 218
gekoppelt sind, um dort den Spannungspegel VGG der Vorspan
nung bereitzustellen. Die Rückkopplungsschaltung 254 bewirkt
eine Rückkopplung des Stroms am Kollektoranschluß 262 des
Transistors Q2 durch den Widerstand R2 zum Emitteranschluß
264 des Transistors Q1. Der Spannungspegel VEN des Freigabe
signals ist ausreichend, um einen Strom IR1 durch den Wider
stand R1 zu erzwingen, der gleich einem Strom IR2 durch den
Widerstand R2 ist. Der Widerstand R5 ist ausreichend groß,
den Strom abzuleiten, wenn die Spannung am Basisanschluß 258
des Transistors Q2 negativer wird. Nimmt man weiter an, daß
VBEQ1 eine VBE des Transistors Q1 definiert, berechnet sich
der Spannungspegel VGG der Vorspannung, die durch die Rück
kopplungsschaltung 254 geliefert wird, wie folgt:
IR1 = IR2
(VEN - VCN - VBEQ1)/R1 = (VCN + VBEQ1 - VGG)/R2
VGG = ((R2 + R1)/R1) * VCN + ((R2 + R1)/R1) * VBEQ1 - (R2/R1) * VEN.
IR1 = IR2
(VEN - VCN - VBEQ1)/R1 = (VCN + VBEQ1 - VGG)/R2
VGG = ((R2 + R1)/R1) * VCN + ((R2 + R1)/R1) * VBEQ1 - (R2/R1) * VEN.
Die Temperaturempfindlichkeit des Spannungspegels VGG der
Vorspannung, die durch die Rückkopplungsschaltung 254 gelie
fert wird, ist wie folgt:
δ/δT (VGG) = ((R2+R1) /R1) * δ/δT (VBEQ1)
= ((R2+R1) /R1) * (-2 mV/°C) (1).
δ/δT (VGG) = ((R2+R1) /R1) * δ/δT (VBEQ1)
= ((R2+R1) /R1) * (-2 mV/°C) (1).
Werden für R1 und R2 annehmbare Werte eingesetzt, wie 1 ????
bzw. 2 ?????, wird die Temperaturempfindlichkeit des Spannungs
pegels VGG der Vorspannung:
δ/δT[VGG] = -6 mV/°C.
δ/δT[VGG] = -6 mV/°C.
Über einen Bereich von annehmbaren Werten für die Widerstände
R1 und R2 variiert die Temperaturempfindlichkeit des Span
nungspegels VGG der Vorspannung, die von der Rückkopplungs
schaltung 254 geliefert wird, zwischen -5 mV/°C und -10 mV/°C
während typischem Betrieb der Leistungsverstärkerschaltung
200. Über einen Temperaturbereich von -30 bis +70 °C variiert
der Spannungspegel VGG der Vorspannung von 0,5 V bis 1 V. Ein
solch hohes Maß der Variation des Spannungspegels VGG macht
es schwierig, den Erreger 214 und den Leistungsverstärker 218
gleichzeitig so vorzuspannen, daß die geforderte Ausgangs
leistung und Wirkungsgrad der verstärkten modulierten RF
Signale bei Temperatur- und Bauelementvariationen aufrechter
halten wird.
Um die Temperaturabweichungen des Spannungspegels VGG der
Vorspannung zu minimieren, enthält der Pegelschieber 228 die
Temperaturkompensationsschaltung 255. Die Temperaturkompensa
tionsschaltung 255 enthält einen Transistor Q3 und Wider
stände R3 und R4, die in einer VBE Multiplikatorkonfiguration
angeordnet sind und in Reihe mit dem Widerstand R2 der Rück
kopplungsschaltung 254 angefügt sind. Der Transistor Q3
enthält einen Kollektoranschluß 268, der an das andere Ende
des Widerstandes R2 und an ein Ende des Widerstandes R3
gekoppelt ist; einen Basisanschluß 270, der an das andere
Ende des Widerstandes R3 und an ein Ende des Widerstandes R4
gekoppelt ist; und einen Emitteranschluß 272, der an den
Kollektoranschluß 262 des Transistors Q2, das andere Ende des
Widerstandes R4 und die Steueranschlüsse 238 und 240 der
Transistoren 234 bzw. 236 des Leistungsverstärkers 218 gekop
pelt ist. Eine VBE des Transistors Q3 ist definiert als
VBEQ3. Die Spannung über und der Strom durch den Widerstand
R3 sind definiert als VR3 bzw. IR3. Die Spannung über und der
Strom durch den Widerstand R4 sind definiert als VR4 bzw.
IR4. In der erläuterten Ausführung ist der Transistor Q3 ein
beliebiger geeigneter npn BJT, der eine VBE von ungefähr
0,7 V und eine Temperaturempfindlichkeit von ungefähr
-2 mV/°C hat.
Unter der Annahme, daß kein Strom in den Basisanschluß 270
des Transistors Q3 fließt, bestimmt sich ein Spannungspegel
VTC, der der Temperaturkompensationsschaltung 255 zugeschrie
ben wird, wie folgt:
VTC = VR3 + VR4
= IR3*R3 + VBEQ3
= IR4*R3 + VBEQ3
= (VBEQ3/R4)*R3 + VBEQ3
= ((R3 + R4)/R4)*VBEQ3.
VTC = VR3 + VR4
= IR3*R3 + VBEQ3
= IR4*R3 + VBEQ3
= (VBEQ3/R4)*R3 + VBEQ3
= ((R3 + R4)/R4)*VBEQ3.
Wiederum angenommen, daß der Strom IR1 durch den Widerstand
R1 gleich dem Strom IR2 durch den Widerstand R2 ist, wird der
Spannungspegel VGG der Vorspannung, die durch die Rückkopp
lungsschaltung 254 in Verbindung mit der Temperaturkompensa
tionsschaltung 255 geliefert wird, wie folgt berechnet:
IR1 = IR2
(VEN - VCN - VBEQ1)/R1 = (VCN + VBEQ1 - VTC - VGG)/R2
VGG = ((R2 + R1)/R1)*VCN + ((R2 + R1)/R1*VBEQ1 - ((R3 + R4)/R4)*VBEQ3 - (R2/R1)*VEN
IR1 = IR2
(VEN - VCN - VBEQ1)/R1 = (VCN + VBEQ1 - VTC - VGG)/R2
VGG = ((R2 + R1)/R1)*VCN + ((R2 + R1)/R1*VBEQ1 - ((R3 + R4)/R4)*VBEQ3 - (R2/R1)*VEN
Die Temperaturempfindlichkeit des Spannungspegels VGG der
Vorspannung, die durch die Rückkopplungsschaltung 254 in
Verbindung mit der Temperaturkompensationsschaltung 255
geliefert wird, ist wie folgt:
δ/δT(VGG) = ((R2 + R1)/R1)*δ/δT(VBEQ1)
- ((R3 + R4)/R4)*δ/δT(VBEQ3)
= (((R2 + R1)/R1)
- ((R3 + R4)/R4)))*(-2 mV/°C) (2).
δ/δT(VGG) = ((R2 + R1)/R1)*δ/δT(VBEQ1)
- ((R3 + R4)/R4)*δ/δT(VBEQ3)
= (((R2 + R1)/R1)
- ((R3 + R4)/R4)))*(-2 mV/°C) (2).
Die Temperaturempfindlichkeit des Spannungspegels VGG der
Vorspannung kann auf Null gesetzt werden durch das Einsetzen
der Widerstände R1, R2, R3 und R4 in die Gleichung (2) wie
folgt:
(R2 + R1)/R1 = (R3 + R4)/R4.
(R2 + R1)/R1 = (R3 + R4)/R4.
Angenommen, daß der Spannungspegel VGG der Vorspannung
konstant bleiben soll, während der Spannungspegel VCN des
Vorspannungssteuersignals von der PAC Schaltung 122 (Fig. 1)
sich mit der VBE des Transistors 232 des Erregers 214 (VBEEX
genannt) verändert, ist die Temperaturempfindlichkeit des
Spannungspegels VGG wie folgt:
δ/δT(VGG) = ((R2 + R1)/R1)*δ/δT(VBEQ1 + VBEEX)
- ((R3 + R4)/R3)*δ/δT(VBEQ3)
= ((2*(R2 + R1)/R1)
- ((R3 + R4)/R3))*(-2 mV/°C) (3).
δ/δT(VGG) = ((R2 + R1)/R1)*δ/δT(VBEQ1 + VBEEX)
- ((R3 + R4)/R3)*δ/δT(VBEQ3)
= ((2*(R2 + R1)/R1)
- ((R3 + R4)/R3))*(-2 mV/°C) (3).
Die Temperaturempfindlichkeit des Spannungspegels VGG der
Vorspannung kann auf Null gesetzt werden durch das Einsetzen
der Widerstände R1, R2, R3 und R4 in die Gleichung (3) wie
folgt:
2*(R2 + R1)/R1 = (R3 + R4)/R4.
2*(R2 + R1)/R1 = (R3 + R4)/R4.
Zusätzlich kann angenommen werden, daß der Spannungspegel VGG
sich so mit der Temperatur ändert, daß er den Veränderungen
einer Transistorabschnürspannung, einer Steuerelektroden
spannung für Spitzenausgangsleistung, einer Steuerelektroden
spannung für Leistung oder Spitzenwirkungsgrad oder jedem
anderen temperaturabhängigen Parameter folgt, der die Steuer
elektrodenspannung betrifft. Eine gewünschte Veränderung der
Steuerelektrodenspannung über der Temperatur ist typischer
weise abhängig von einem Steuerelektrodenstörstellenprofil
eines Transistors des Verarmungstyps, wie GaAs MESFET oder
GaAs pHEMT, und kann deshalb bei einem gegebenen Versorger
einzigartig sein. Es wird angenommen, daß eine optimale
Leistungsfähigkeit mit einem Spannungspegel VGG erreicht
wird, der eine Temperaturempfindlichkeit von -4 mV/°C hat,
während der Spannungspegel VCN des Vorspannungssteuersignals
sich mit -2 mV/°C verändert. Man nimmt auch an, daß die
gewünschte Verstärkung des Pegelschiebers 228 gleich 3 ist,
so daß:
Verstärkung = 3 = (R2 + R1)/R1.
Verstärkung = 3 = (R2 + R1)/R1.
Die Widerstände R1 und R2 werden auf 1 ???? bzw. 2 ???? gesetzt,
um diese Bedingung zu erfüllen. Die Temperaturempfindlichkeit
des Spannungspegels VGG von Gleichung (3) wird:
δ/δT(VGG) = (-4 mV/°C) = ((2*(R2 + R1)/R1)
-((R3 + R4)/R3))*(-2 mV/°C)
= ((2*3)
-((R3 + R4)/R3))*(-2 mV/°C)
= (6-((R3 + R4)/R3))*(-2 mV/°C).
δ/δT(VGG) = (-4 mV/°C) = ((2*(R2 + R1)/R1)
-((R3 + R4)/R3))*(-2 mV/°C)
= ((2*3)
-((R3 + R4)/R3))*(-2 mV/°C)
= (6-((R3 + R4)/R3))*(-2 mV/°C).
Wird der Widerstand R3 auf 30 ????? und der Widerstand R4 auf
10 ???? gesetzt, wird die Temperaturempfindlichkeit des Span
nungspegels VGG:
δ/δT(VGG) = (-4 mV/°C) = (6-((R3 + R4)/R3))*(-2 mV/°C)
= (6-4)*(-2 mV/°C)
= -4 mV/°C.
δ/δT(VGG) = (-4 mV/°C) = (6-((R3 + R4)/R3))*(-2 mV/°C)
= (6-4)*(-2 mV/°C)
= -4 mV/°C.
So ist es ersichtlich, daß ein temperaturkompensierter Pegel
schieber für eine Leistungsverstärkerschaltung, die ein Rück
kopplungssystem mit geschlossener Schleife benutzt, bereitge
stellt werden kann. Der Pegelschieber benutzt einen VBE
Multiplikator, um die Temperaturempfindlichkeit einer
Vorspannung zu minimieren, die zur Steuerelektrode der Tran
sistoren geführt wird, welche in einem Leistungsverstärker
der Leistungsverstärkerschaltung enthalten sind. Obwohl
erläutert, daß ein npn Transistor enthalten ist, wird ein
Fachmann verstehen, daß der VBE Multiplikator alternativ
einen pnp Transistor enthalten könnte. Die Benutzung eines
pnp Transistors als Transistor Q3 würde einen Austausch der
Lage der Widerstände R3 und R4 erfordern. Der Widerstand R4
würde zwischen die Basis des pnp Transistors und sowohl den
Emitter des pnp Transistors als auch das andere Ende des
Widerstands R2 gekoppelt werden. Der Widerstand R3 würde
zwischen die Basis des pnp Transistors und sowohl den Kollek
tor des pnp Transistors als auch den Kollektoranschluß 262
des Transistors Q2 gekoppelt werden.
Claims (10)
1. Leistungsverstärkerschaltung für die Verstärkung eines
Hochfrequenz (RF) Signals in ein verstärktes RF Signal,
wobei die Leistungsverstärkerschaltung umfaßt:
- - einen ersten Eingang, um das RF Signal zu empfangen;
- - einen Ausgang, um das verstärkte RF Signal bereitzustel len;
- - eine Kopplerschaltung, die an den Ausgang gekoppelt ist, um einen Pegel des verstärkten RF Signals zu bestimmen;
- - einen zweiten Eingang, um ein Steuersignal, das von dem Pegel abgeleitet ist, zu empfangen;
- - einen Leistungsverstärker, der einen ersten Transistor umfaßt, wobei erste Transistor eine Steuerelektrode und eine Abzugselektrode besitzt, wobei die Steuerelektrode an den ersten Eingang gekoppelt ist, und wobei die Abzugselektrode an den Ausgang gekoppelt ist; und
- - einen Pegelschieber, der an den zweiten Eingang und die Steuerelektrode gekoppelt ist, wobei der Pegelschieber, in Reaktion auf das Steuersignal, eine Vorspannung an die Steuerelektrode liefert, um einen Verstärkungspegel des ersten Transistors festzulegen, wobei der Pegel schieber die Temperaturempfindlichkeit der Vorspannung minimiert.
2. Leistungsverstärkerschaltung entsprechend Anspruch 1,
weiter umfassend:
- - einen Erreger, der an den ersten und zweiten Eingang und den Leistungsverstärker gekoppelt ist, wobei der Erre ger, in Reaktion auf das Steuersignal, das RF Signal für den Leistungsverstärker regelt.
3. Leistungsverstärkerschaltung entsprechend Anspruch 2,
wobei der Erreger einen zweiten Transistor umfaßt, der
eine Basis hat, die an den zweiten Eingang gekoppelt ist,
wobei der zweite Transistor durch das Steuersignal vorge
spannt ist.
4. Leistungsverstärkerschaltung entsprechend Anspruch 3,
wobei
- - der zweite Transistor hat eine erste Temperaturempfind lichkeit, und
- - der Pegelschieber eine Vielzahl von Transistoren umfaßt, wobei jeder aus der Vielzahl der Transistoren eine zweite Temperaturempfindlichkeit hat, wobei die zweite Temperaturempfindlichkeit im wesentlichen gleich der ersten Temperaturempfindlichkeit ist.
5. Leistungsverstärkerschaltung entsprechend Anspruch 1,
- - weiter umfassend eine Vorspannungsversorgung, und
- - wobei der Pegelschieber eine Rückkopplungsschaltung enthält, die an den zweiten Eingang, die Vorspannungs versorgung und die Steuerelektrode des ersten Tran sistors des Leistungsverstärkers gekoppelt ist.
6. Leistungsverstärkerschaltung entsprechend Anspruch 5,
wobei der Pegelschieber eine Temperaturkompensationsschal
tung umfaßt, die in Reihe mit der Rückkopplungsschaltung
geschaltet ist.
7. Leistungsverstärkerschaltung entsprechend Anspruch 5,
wobei die Rückkopplungsschaltung umfaßt:
- - einen dritten Eingang, um eine Freigabespannung zu empfangen;
- - einen zweiten Transistor, der eine Basis, einen Kollek tor und einen Emitter hat, wobei die Basis des zweiten Transistors an den zweiten Eingang gekoppelt ist;
- - einen dritten Transistor, der eine Basis, einen Kollek tor und einen Emitter hat, wobei die Basis des dritten Transistors an den Kollektor des zweiten Transistors gekoppelt ist, wobei der Kollektor des dritten Tran sistors an die Steuerelektrode des ersten Transistors des Leistungsverstärkers gekoppelt ist, wobei der Emit ter des dritten Transistors an die Vorspannungsversor gung gekoppelt ist;
- - ein erstes Widerstandselement, das zwei Enden hat, wobei ein Ende des ersten Widerstandselements an den dritten Eingang gekoppelt ist und das andere Ende des ersten Widerstandselements an den Emitter des zweiten Tran sistors gekoppelt ist;
- - ein zweites Widerstandselement, das zwei Enden hat, wobei ein Ende des zweiten Widerstandselements an den Emitter des zweiten Transistors gekoppelt ist; und
- - ein drittes Widerstandselement, das zwei Enden hat, wobei ein Ende des dritten Widerstandselements an die Basis des dritten Transistors gekoppelt ist und das andere Ende des dritten Widerstandselements an den Emit ter des dritten Transistors gekoppelt ist.
8. Leistungsverstärkerschaltung entsprechend Anspruch 7,
wobei der Pegelschieber eine Temperaturkompensationsschal
tung umfaßt, wobei die Temperaturkompensationsschaltung
umfaßt:
- - einen vierten Transistor, der eine Basis, einen Emitter und einen Kollektor hat, wobei der Kollektor des- vierten Transistors an das andere Ende des zweiten Widerstands elements gekoppelt ist, wobei der Emitter des vierten Transistors an die Steuerelektrode des ersten Tran sistors des Leistungsverstärkers gekoppelt ist;
- - ein viertes Widerstandselement, das zwei Enden hat, wobei ein Ende des vierten Widerstandselements an den Kollektor des vierten Transistors gekoppelt ist und das andere Ende des vierten Widerstandselements an die Basis des vierten Transistors gekoppelt ist; und
- - ein fünftes Widerstandselement, das zwei Enden hat, wobei ein Ende des fünften Widerstandselements an die Basis des vierten Transistors gekoppelt ist und das andere Ende des fünften Widerstandselements an die Steu erelektrode des ersten Transistors des Leistungsverstär kers gekoppelt ist.
9. Leistungsverstärkerschaltung entsprechend Anspruch 1,
wobei der Pegelschieber eine Temperaturkompensationsschal
tung umfaßt, wobei die Temperaturkompensationsschaltung
einen VBE Multiplikator umfaßt.
10. Leistungsverstärkerschaltung entsprechend Anspruch 1,
wobei der Pegelschieber weiter eine Rückkopplungsschal
tung und eine Temperaturkompensationsschaltung umfaßt,
wobei die Temperaturkompensationsschaltung umfaßt:
- - einen zweiten Transistor, der einen ersten Anschluß, einen zweiten Anschluß und einen dritten Anschluß hat, wobei der erste Anschluß an die Rückkopplungsschaltung gekoppelt ist, wobei der zweite Anschluß an die Rück kopplungsschaltung und die Steuerelektrode des ersten Transistors des Leistungsverstärkers gekoppelt ist;
- - ein erstes Widerstandselement, das zwei Enden hat, wobei ein Ende des ersten Widerstandselements an den ersten Anschluß und an die Rückkopplungsschaltung gekoppelt ist, und wobei das andere Ende des ersten Widerstandselements an den dritten Anschluß gekoppelt ist; und
- - ein zweites Widerstandselement, das zwei Enden hat, wobei ein Ende des zweiten Widerstandselements an den dritten Anschluß gekoppelt ist, und wobei das andere Ende des zweiten Widerstandselements an den zweiten Anschlußkontakt und die Steuerelektrode des ersten Transistors des Leistungsverstärkers gekoppelt ist.
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