DE19731586C2 - Richtkoppler für optische Signale - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Richtkoppler für optische Signale aus der III-V-Halbleitergruppe in integriertem Multi-Quantum-Well-Aufbau mit 1 × 2-Schaltfunktion über drei koppelbare Wellenleiter und mit einer im Koppelbereich angeordneten Wanderwellen- Ansteuerung im Gegentaktmodus über eine zu den Wellenleitern koplanar ausgebildete und kapazitiv belastete Wanderwellenleitung mit einer mittleren Impedanz von 50 Ω, die als integralen Bestandteil periodisch mit Abstand zueinander auf den Wellenleitern angeordnete Einzelelektrodenpaare mit Kapazitätsbelägen in einem Bereich von 90 pF/m aufweist.

Die Entwicklung moderner Kommunikationsnetze ist gekennzeichnet durch ständig zunehmende Datenraten. Gegenwärtig werden Systeme mit 2,5 Gb/s installiert, 10 Gb/s-Bausteine sind bereits im Labor entwickelt. Die nächste Generation bilden Übertragungsstrecken mit Datenraten im Bereich von 40 Gb/s-160 Gb/s, wie sie in zahlreichen von der EU geförderten ACTS (Advanced Communication Technologies and Services) -Projekten bereits bearbeitet werden. An die optischen Bauelemente in derartig hochschnellen Anwendungen sind entsprechende Anforderungen zu stellen.

Um mit geringen Schaltspannungen auszukommen, werden solche Bauelemente aus Multi-Quantum-Well-Schichten aus der III-V-Halbleiter-Materialgruppe (beispielsweise InGaAsP-InP oder GaAs- AlGaAs) mit dem zur verlustarmen Lichtübertragung in Glasfasern optimalen Wellenlängenbereich um 1,55 µm aufgebaut. Der Multi-Quantum- Well (MQW)-Aufbau, d. h. mit Schichtstärken von einigen Atomlagen, erhöht die Empfindlichkeit der Bauelemente durch verstärkte elektrooptische Effekte. Hierbei handelt es sich um den Quantum-Confined-Stark-Effect (QCSE), der dem Franz-Keldysh-Effekt (FKE) bei dickerem Schichtaufbau entspricht und eine Verschiebung der Absorptions-Bandkante zu höheren Wellenlängen bei Anlegen eines elektrischen Feldes beschreibt. Durch den verstärkten elektrooptischen Effekt beim QCSE kann die erforderliche Schaltspannung erheblich verringert werden.

Der Stand der Technik, von dem die Erfindung ausgeht, wird beschrieben in dem Aufsatz "High-Speed III-V Semiconductor Intensity Modulators" von R. G. Walker (IEEE Journal of Quantum Electronics, Vol. 27, No. 3, March 1991, pp 654-667). Dieser Aufsatz befasst sich auf dem Gebiet der Übertragungseinrichtungen für höchste Datenraten mit dem Thema der Lasermodulation durch nachgeschaltete, externe hochschnelle Modulatoren mit einer Wanderwellenansteuerung. Derartige interferometrische Wellenleiter-Konfigurationen werden üblicherweise mit Mach-Zehnder- Modulatoren ausgeführt, es können aber auch Richtkoppler eingesetzt werden, die ebenfalls die oben beschriebenen elektrooptischen und ähnlichen Effekte ausnutzen und dafür geeignet sind, 1 × 2 oder 2 × 2- Schaltfunktionen auszuführen. Hierbei ist es jedoch in der Anwendung als Modulator besonders wichtig, dass Lichtsignalanteile, die nicht in einen Ausgang geleitet werden, nicht absorbiert, sondern auf den anderen Ausgang abgelenkt werden. Derartige Richtkoppler haben also ein analoges Schaltverhalten oder richtiger "Ablenkungsverhalten" - genau wie ein Mach- Zehnder-Modulator. Die Lichtenergie-Überkopplung zwischen zwei Wellenleitern erfolgt kontinuierlich, der Ausgangszustand des Richtkopplers ist daher abhängig von seiner Baulänge. Dabei spielt das Nebensprechverhalten nur eine untergeordnete Rolle.

Eine Wanderwellenansteuerung ist hochschnell, da sie in ihrer Grenzfrequenz und damit in ihrer Übertragungsbandbreite nicht wie konzentrierte Plattenelektroden RC-begrenzt, sondern nur durch die gegebenenfalls vorhandene Fehlanpassung zwischen den Ausbreitungsgeschwindigkeiten der optischen und der elektrischen Welle und durch die elektrische Dämpfung der Wanderwellenleitung in Abhängigkeit von deren Länge begrenzt ist. Bei einer Wanderwellenansteuerung sollen steuernde elektrische Welle und zu steuernde optische Welle deshalb die gleiche Ausbreitungsgeschwindigkeit haben. Aus dieser Forderung und der zusätzlichen Bedingung, dass die Wanderwellenleitung eine Impedanz von 50 Ω aufweisen sollte, lassen sich die erforderlichen Impedanz- und Kapazitätsbeläge errechnen. Für das Substratmaterial InP ergibt sich L' ≅ 570 nH/m und C' ≅ 230 pF/m. Da die elektrooptische Ansteuerung über invers gepolte pn-Übergänge realisiert wird, ist der Kapazitätsbelag durch die Geometrie von Wellenleiter, insbesondere Wellenleiterbreite b, und pn- Übergang, insbesondere Sperrschichtweite s, bestimmt. In erster Näherung erhält man C' = ε_rε₀ . b/s. Die Kapazitätsbeläge, die man danach für typische Abmessungen der integriert optischen Bauteile erhält, sind jedoch größer als der geforderte Wert von 230 pF/m. Damit läge die Impedanz unterhalb von 50 Ω. Zudem wäre die elektrische Welle langsamer als die optische Welle, so dass ein relativ großer Laufzeitunterschied die mögliche Grenzfrequenz heruntersetzt.

Dieses Problem lässt sich lösen, wenn man eine Wanderwellenleitung mit einer segmentierten Kapazitätsbelastung einsetzt, wie sie von Walker im oben genannten Stand der Technik beschrieben wird. In dieser Anordnung wird eine unbelastete Koplanarleitung, die eine Impedanz von 63 Ω hat, mit Kapazitäten von 90 pF/m belastet, was zu einer Impedanz von 50 Ω führt.

Einen solch geringen Kapazitätsbelag erhält man, wenn man das bekannte durchgängige Wanderwellenelektrodenpaar aufspaltet in eine Vielzahl von Einzelelektrodenpaaren, die periodisch mit Abstand auf dem Wellenleiter angeordnet und elektrisch parallel geschaltet sind. Das bedeutet, dass die Länge L_E jedes Einzelelektrodenpaars nur einen Bruchteil der Periodenlänge L_P ausmacht. Die Gesamtkapazität C' beträgt dann C' = L_E/L_P . C_{Einzelelektrodenpaar}. Dadurch, dass die Kapazitäten eines Einzelelektrodenpaars über die gemeinsame n-Schicht jeweils in Reihe geschaltet sind, halbiert sich die Kapazität noch einmal. Für die Einzelkapazität benötigt man also 180 pF/m.

Möchte man ein digitales 1 × 2-Umschaltverhalten des optischen Bauelements bei gleichzeitig extrem geringem Nebensprechen haben, so ist ein symmetrischer Gabelkoppler besonders geeignet. Dieser ist bekannt aus dem Aufsatz: "Joint electrorefraction and electroabsorption in MQW's for digital switching with extremely low cross talk (< -45 dB)" von D. Hoffmann et al. (Optical Fiber Communication Conference OFC '96, Februar, 25. - March, 1. 1996, San Jose, California, paper ThQ2). Bei derartigen Gabelkopplern liegt der Eingangswellenleiter im Koppelbereich symmetrisch zwischen den beiden Ausgangswellenleitern. Hinter dem Koppelbereich endet der Eingangswellenleiter in einem Absorber. Durch die Kombination dieser Architektur in MQW-Ausführung in Verbindung mit dem Schaltprinzip, das auf dem eine Veränderung der Absorption und des Brechungsindex bewirkenden QCS-Effect beruht, erhält der Gabelkoppler ein digitales Umschaltverhalten. Dazu ist das Anlegen nur einer einzigen Schaltspannung erforderlich. Zum Erreichen des digitalen Umschaltverhaltens ist es Voraussetzung, dass einmal übergekoppelte Lichtenergie auch in dem entsprechenden Wellenleiter verbleibt. Ein Schwingungsverhalten, wie es analoge Mach-Zehnder-Anordnungen zeigen, darf hierbei nicht auftreten. Deshalb wird der bekannte Gabelkoppler über zwei konzentrierte Plattenelektroden, die im Koppelbereich auf je einen der beiden Ausgangswellenleiter einwirken, entsprechend angesteuert. Durch die RC- Zeitkonstanten tritt jedoch eine Bandbegrenzung des möglichen Übertragungsbandes auf, so dass sich derartig angesteuerte Gabelkoppler nicht für den Einsatz in hochschnellen Anwendungen eignen.

In einem kaskadierten Aufbau, in dem vier einzelne Gabelkoppler zu einer 2 × 2-Schaltmatrix kombiniert sind, kann für eine Anwendung als hochschneller Lasermodulator, dessen Ausgangssignal analog veränderbar ist, eine Wanderwellenansteuerung im Gegentaktprinzip zum Einsatz gelangen. Bei Verwendung von segmentierten Einzelelektrodenpaaren zur Erreichung der erforderlichen niedrigen Kapazität, wie sie oben beschrieben ist, kann hierbei eine Schwingung der Lichtwelle zwischen den beiden Ausgangswellenleitern in den unbeeinflussten Abstandsbereichen zwischen den Einzelelektroden akzeptiert werden. Als digitaler Umschalter ist eine derartige Konzeption jedoch wegen dieser unerwünschten Kopplung und damit wegen des stark erhöhten Nebensprechens und der zusätzlichen Dämpfung nicht zu verwenden.

An dieser Stelle sei noch eine Erläuterung zu den mit Wanderwellenelektroden anwendbaren "single-sided-" und "push-pull- "("Gegentakt-") Ansteuermodi gegeben. Während beim ersten Ansteuermodus nur auf einen Ausgangswellenleiter mit einer Brechzahländerung, die eine Veränderung der Ausbreitungsgeschwindigkeit zur Folge hat, eingewirkt wird, befindet sich beim zweiten Ansteuermodus auf jedem Ausgangswellenleiter eine Wanderwellenelektrode, von denen jede eine entgegengesetzte Phasenverschiebung um jeweils den Betrag p/2 bewirkt. Dadurch wird bei der Signalvereinigung eine Signalauslöschung ohne resultierende Phasenänderung bewirkt, so dass das angesteuerte Bauteil im Idealfall chirpfrei arbeitet. Unter "Chirp" versteht man dabei die dynamische unerwünschte Änderung der Wellenlänge eines optischen Pulses, die immer mit der gewünschten Amplitudenänderung verknüpft ist. Nach einer gewissen Übertragungsstrecke können so beispielsweise die Anstiegs- und die Abfallflanke des Pulses zeitlich soweit auseinandergelaufen sein, dass der vorauseilende bzw. nachfolgende Puls gestört wird. Das Chirp-Problem ist um so gravierender, je höher die Datenrate ist. Ein weiterer Vorteil der seriellen Gegentaktsteuerung liegt in der Halbierung der Kapazität durch Serienschaltung der Kapazitäten (Series Push-Pull im Gegensatz zu Parallel Push-Pull), was zu einer nochmaligen Verbesserung der Grenzfrequenz um den Faktor 2 führt.

Zusammenfassend ist es also einerseits bekannt, bei der hochschnellen Wandervellen-Ansteuerung von analogen Mach-Zehnder-Richtkopplern mit 1 × 2-Schaltfunktion zur Erzeugung ausreichend kleiner Kapazitätsbelastungen in Einzelelektrodenpaare segmentierte Wanderwellenelektroden vorzusehen. Andererseits ist es bekannt, dass Gabelkoppler in MQW-Ausführung ein digitales Umschalt- und extrem niedriges Nebensprechverhalten aufweisen, zur Aufrechterhaltung dieses Verhaltens aber nur mit konzentrierten Plattenelektroden angesteuert werden können. Deren relativ niedrige Grenzfrequenz für die Übertragungsrate verhindert einen Einsatz solcher Gabelkoppler in hochschnellen Anwendungen.

Die der Erfindung zugrundeliegende Problematik ist daher darin zu sehen, einen Richtkoppler der eingangs beschriebenen Art mit segmentierter Wanderwellenansteuerung dergestalt weiterzubilden, dass er ein echtes Umschaltverhalten bei gleichzeitig besonders guten Übertragungseigenschaften aufweist. Dabei sollen die Gestaltungsmittel einfach, unempfindlich und damit kostengünstig sein, gerade im Hinblick auf eine Massenbauteilfertigung.

Die Hauptproblematik wird durch den Richtkoppler nach der Erfindung dadurch gelöst, dass er als symmetrischer Gabelkoppler mit digitalem Umschaltverhalten ausgeführt ist, dessen Kopplungsvermögen zwischen den Wellenleitern in den Abstandsbereichen zwischen den Einzelelektrodenpaaren durch eine dort ausgebildete Asymmetrie der Wellenleiterarchitektur über alle drei Wellenleiter und durch eine Wahl der Länge der Abstandsbereiche in Übereinstimmung mit der Schwebungswellenlänge der lokalen Moden des zu übertragenden optischen Signals mit steigendem Grad der Asymmetrie minimiert ist, die sich periodisch in den Abstandsbereichen wiederholt. Eine Segmentierung der Wanderwellenelektroden allein - wie im Fall des aus der ersten Druckschrift bekannten Mach-Zehnders - ist bei einem solchen Gabelkoppler nicht ausreichend. Sie würde im Gegenteil dazu führen, dass in den Abstandsbereichen das Licht zurückkoppeln und damit das digitale Umschaltverhalten zunichte machen würde.

Durch die erfindungsgemäße Minimierung des Kopplungsvermögens in den Abstandsbereichen zwischen den Einzelelektrodenpaaren wird die unerwünschte Überkopplung in einfacher Weise erheblich vermindert. Der Betrag der Reduzierung steigt mit zunehmender Asymmetrie der Wellenleiterarchitektur zwischen dem Eingangs- und den Ausgangswellenleitern. Bei geeigneter Wahl der Asymmetrie und der Länge der Abstandsbereiche ist die Intensitäts- und Phasenverteilung des zu übertragenden optischen Signals am Ende der Abstandslücke genauso groß wie an deren Anfang. Trotz der noch vorhandenen schwachen Kopplung ist die Phasenbeziehung zwischen den Moden am Anfang und am Ende des Abstandsbereichs gleich. Dies ist gleichbedeutend damit, dass die Länge des Abstandsbereichs identisch ist mit der Schwebungswellenlänge der lokalen Moden durch deren Überlagerung. Für das Schaltverhalten sind die Abstandsbereiche damit quasi nicht existent und die besonders guten Schalteigenschaften des Gabelkopplers bleiben erhalten. In ihrer Wirkung liegen die Koppelabschnitte optisch in Reihe und elektrisch parallel.

Der Effekt des "Unsichtbarmachens" der Abstandsbereiche für das zu übertragende Lichtsignal kann durch unterschiedliche Wellenleiter­ architekturen umgesetzt werden. Je größer die dadurch bewirkte Asymmetrie ist, desto "unsichtbarer" ist der Abstandsbereich. Zu der Umsetzung mit geometrischen Mitteln zählt eine erste, besonders vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung, bei der die Asymmetrie in den Abstandsbereichen durch von der Wellenleiterbreite in den Bereichen der Einzelelektrodenpaare abweichende Wellenleiterbreiten des Eingangswellenleiters und der Ausgangswellenleiter in der Form umgesetzt ist, dass die Ausgangs­ wellenleiter schmaler sind, wenn der Eingangswellenleiter breiter ist oder umgekehrt. Alle drei Wellenleiter weisen dadurch ein stufenförmiges Breitenprofil auf. Dabei treten die Ausgangswellenleiter beispielsweise eine Stufe zurück, wenn der Eingangswellenleiter eine Stufe vortritt. Da die Ausbreitungsgeschwindigkeit des optischen Signals in einem Wellenleiter abhängig von dessen Breite ist, breitet sich die optische Welle in einem schmalen Wellenleiter durch ständige Brechung an den Wellenleiterkanten schneller aus als in einem breiten Wellenleiter. Der bereits übergekoppelte Anteil des optischen Signals ist also in den schmaleren Abschnitten der Ausgangswellenleiter schneller als in den Einzelelektrodenbereichen, wohingegen der Restanteil in den breiteren Abstandsbereichen langsamer als in den Einzelelektrodenbereichen ist. Diese Laufzeitveränderung in den einzelnen Abschnitten jedes Wellenleiters und zwischen den Wellenleitern reduziert die Überkopplung der Moden zwischen den Wellenleitern in diesen Bereichen durch den oben näher beschriebenen Effekt. Die gleiche Asymmetrie lässt sich auch erzielen, wenn die Breitenverhältnisse genau umgekehrt ausgeführt sind, d. h. dass die Ausgangswellenleiter in den Abstandsbereichen breiter werden, während der Eingangswellenleiter schmaler wird. Dabei bestimmt die Stufenhöhe die Stärke der Asymmetrie. Schon bei kleinsten Stufen im nm-Bereich erfolgt eine befriedigende Entkoppplung, die aber mit zunehmender Stufenhöhe bis in den µm-Bereich und damit zunehmender Asymmetrie noch verbessert wird.

Diese Effekt kann auch durch eine andere geometrische Maßnahme umgesetzt werden. Nach einer weiteren Erfindungsausgestaltung ist die Asymmetrie in den Abstandsbereichen durch von der Wellenleiterhöhe in den Bereichen der Einzelelektrodenpaare abweichende Wellenleiterhöhen des Eingangswellenleiters und der Ausgangswellenleiter in der Form umgesetzt, dass die Ausgangswellenleiter flacher sind, wenn der Eingangswellenleiter höher ist oder umgekehrt. Hierbei liegt als eine Variation der Rippenhöhe vor, vorzugsweise wieder in einer Abstufung.

Ebenfalls möglich ist eine geometrische Maßnahme, bei der nicht die Geometrie der Wellenleiter selbst, sondern ihre relative Lage zueinander variiert wird. Dabei handelt es sich nach einer Erfindungsfortführung darum, dass die Asymmetrie in den Abstandsbereichen durch von dem Wellenleiterabstand in den Bereichen der Einzelelektrodenpaare abweichende Wellenleiterabstände zwischen dem Eingangswellenleiter und den Ausgangswellenleitern in der Form umgesetzt ist, dass die Ausgangswellenleiter einen größeren mittleren Wellenleiterabstand vom Eingangswellenleiter aufweisen. Die Ausgangswellenleiter verlaufen also abschnittsweise sinusförmig, während der Eingangswellenleiter ungekrümmt bleibt. Eine Verringerung des Abstandes ist bei dieser Ausführungsvariante aufgrund der bereits sehr geringen Wellenleiterabstände im Grundzustand ebenso wie eine Vertauschung des sinusförmigen Verlaufs nicht sinnvoll.

Der Dimensionierung aller geometrischen Maßnahmen übergeordnet ist immer deren Abhängig von der Zulässigkeit durch die Wellenleiter selbst und durch die oben formulierte Bedingung der gleichen Phasenbeziehung zwischen den überlagerten lokalen Moden am Anfang und am Ende eines Abstandsbereiches. Dabei gilt jedoch stets, dass der Entkopplungseffekt mit zunehmender Asymmetrie und damit zunehmender Dimensionierung zunimmt.

Eine physikalische Maßnahme zur Wellenleiterasymmetrie sieht nach einer nächsten Erfindungsausgestaltung vor, dass die Asymmetrie in den Abstandsbereichen durch von den Wellenleiter-Brechungsindizes in den Bereichen der Einzelelektrodenpaare abweichende Brechungsindizes des Eingangswellenleiters und der Ausgangswellenleiter in der Form umgesetzt ist, dass die Ausgangswellenleiter einen niedrigeren Brechungsindex aufweisen, wenn der Eingangswellenleiter einen höheren Brechungsindex aufweist oder umgekehrt. Eine derartige Maßnahme hat ebenfalls eine Veränderung der Ausbreitungsgeschwindigkeit der Moden und damit den beschriebenen Effekt zur Folge, ist jedoch im Gegensatz zu den besonders einfach geometrischen Maßnahmen bei der Umsetzung mit einem etwas größeren Aufwand verbunden. Die unterschiedlichen Brechungsindizes sind durch unterschiedliche Materialien oder durch elektrooptische Effekte erzielbar.

Weiterhin kann nach einer anderen Erfindungsausgestaltung vorteilhaft vorgesehen sein, dass in den Abstandsbereichen die drei Wellenleiter an einen breiten Multimodenwellenleiter-Abschnitt angekoppelt sind. Bei geeigneter Länge des Multimodenwellenleiter-Abschnittes, die dann die Länge des Abtsandsbereiches bestimmt, entsteht eine Selbstabbildung der Eingangsmodenverteilung in den Abstandsbereichen. Diese verhalten sich damit in ihrer Wirkung so, als seien sie nicht vorhanden.

Die Einsatzmöglichkeiten des erfindungsgemäßen hochschnellen Richtkopplers als Gabelkoppler mit digitalem Umschaltverhalten und äußerst geringem Nebensprechen sind vielfältig. Er kann beispielsweise als Multiplexer oder als Demultiplexer in Verteilungssystemen eingesetzt werden. Besonders günstig ist es, wenn er nach einer Erfindungsvariante zusammen mit weiteren Richtkopplern derselben Bauart in einer Schaltmatrix kaskadiert ausgebaut ist. Im Gegensatz zu den bekannten Schaltmatrizen mit Wanderwellenansteuerung büßt der erfindungsgemäße Richtkoppler in einer derartigen Anordnung nicht sein digitales Umschaltverhalten ein.

Als besonders vorteilhaft ist noch eine Ausführungsvariante des erfindungsgemäßen Richtkopplers zu beschreiben, bei der vorgesehen ist, dass dieser mit einem Sendelaser monolithisch integriert aufgebaut ist und mit beiden Ausgangswellenleitern, die beide die gleiche Endflächen­ reflektivität aufweisen, in gleicher Länge bis zur vom Sendelaser abgewandten Kante des integrierten Bauteils führt und nur einer der beiden Ausgangswellenleiter an eine weiterführende Glasfaser angekoppelt ist. Damit bildet er für den Sendelaser einen optimalen externen Modulator mit echtem digitalem Umschaltverhalten. Neben den oben bereits erwähnten Vorteilen und dem Vorteil, dass durch eine monolithische Integration keine Stoßstelle zwischen Laser und Modulator vorliegt, entsteht nunmehr der gravierende Vorteil, dass ein derartiger Sendebaustein nahezu chirpfrei arbeitet, insbesondere auch keinen Laserchirp aufweist. Das wird dadurch erreicht, dass der zweite unbelegte Ausgang des Gabelkopplers als invertierter Ausgang benutzt wird. Im angesteuerten Zustand a mit der Spannung V_a wird ein in seinen Eingang eingekoppeltes Signal "1" vollständig beispielsweise auf seinen oberen Ausgang geleitet. Im angesteuerten Zustand b mit der Spannung V_b wird die eingekoppelte "1" dann vollständig auf den unteren Ausgang geleitet, so dass hier eine "1" ansteht, während im oberen Ausgang durch Auslöschung die "0" ansteht. Die Ausgänge sind also zueinander invertiert ausgelegt. Da der digitale Umschalter reziprok arbeiten kann, d. h. eine Umkehr der Lichtrichtung zulässt und in jeder Richtung die gleiche Dämpfung aufweist, und seine beiden Ausgänge die gleiche Reflektivität aufweisen, wird also in jedem Schaltzustand von einem seiner beiden Ausgänge die gleiche maximale Lichtleistung auf den Laser reflektiert, so dass kein Laserchirp auftritt. Dabei versteht man unter Laserchirp die Beeinflussung der Wellenlängenstabilität des Lasers aufgrund unterschiedlicher von der Chipkante des Sendebausteins reflektierter optischer Leistung in Abhängigkeit vom Schaltzustand eines normalen verwendeten optischen Bauteils, beispielsweise eines Mach-Zehnder- Modulators.

An dieser Stelle sei noch erwähnt, dass die hochschnelle Modulation eines Sendelasers auch über einen externen, aber monolithisch mit dem Laser integrierten 1 × 2-Mach-Zehnder-Umschalter mit einer ggf. segmentierten Wanderwellen-Ansteuerung und gleichen Bauteileigenschaften wie der Richtkoppler nach der Erfindung erfolgen kann. Dieses Bauelement verhält sich genauso wie oben beschrieben. Bei der Verwendung eines 2 × 2-Mach- Zehnder-Umschalters als Modulator bleibt ein Eingangswellenleiter entsprechend unbelegt.

Bevorzugte Ausbildungsformen der Erfindung werden nachfolgend anhand der Figuren näher erläutert. Zur Vermeidung von Wiederholungen wird bei den zugrundeliegenden Funktionsprinzipien jedoch auf den allgemeinen Beschreibungsteil mit seinen ausführlichen Erläuterungen verwiesen. Die Figuren zeigen im einzelnen:

Fig. 1 die Prinzipdarstellung eines erfindungsgemäßen Richtkopplers mit breitenvariierten Wellenleitern,

Fig. 2 die Prinzipdarstellung eines erfindungsgemäßen Richtkopplers mit abstandsvariierten Wellenleitern,

Fig. 3 die Prinzipdarstellung eines erfindungsgemäßen Richtkopplers mit selbstabbildenden Multimodenwellenleiter und

Fig. 4 die Prinzipdarstellung eines erfindungsgemäßen breiten­ variierten Richtkopplers in monolithischer Integration mit einem Sendelaser.

In Fig. 1 ist ein Richtkoppler in Form eines symmetrischen Gabelkopplers 1 in MQW-Struktur (beispielsweise 16 Paare von InGaAsP-Lagen (13 nm) und InP-Barrieren (6 nm)) dargestellt, der sich durch sein digitales Umschaltverhalten und sein extrem niedriges Nebensprechen auszeichnet. Er weist einen Eingangswellenleiter 2, der in einem Absorber 3 endet, und zwei symmetrisch dazu angeordnete Ausgangswellenleiter 4, 5 auf. Die drei Wellenleiter 2, 4, 5 sind sehr eng benachbart in einem Koppelbereich 6 der Länge L_K.

In der Ebene der Wellenleiter 2, 4, 5 ist zu deren beiden Seiten eine koplanare Wanderwellenleitung 7 angeordnet, die eine mittlere Impedanz von 50 Ω aufweist. Im Koppelbereich 6 sind als integraler Bestandteil der Wanderwellenleitung 7, die in diesem Bereich eine Impedanz von ca. 63 Ω aufweist, mehrere Einzelelektrodenpaare 8 aus einander gegenüber­ liegenden Einzelelektroden 9, 10 auf den beiden Ausgangswellenleitern 4, 5 angeordnet. Diese Einzelelektrodenpaare 8 weisen bei einer entsprechenden Auslegung einer Periodenlänge L_P der Periode einen Kapazitätsbelag von ca. 90 pF/m auf. Damit kann die resultierende Impedanz der Wanderwellenleitung 7 im Koppelbereich 6 ebenfalls zu 50 Ω dimensioniert werden. Da die beiden Einzelelektroden 9, 10 jedes Einzelelektrodenpaars 8 über die nicht weiter dargestellte negativ-leitende Schicht des Gabelkopplers 1 miteinander in Reihe geschaltet sind, weist jede Einzelelektrode 9, 10 auf der Periodenlänge L_P eine Einzelkapazität von ca. 180 pF/m auf. Alle Einzelelektrodenpaare 8 im Koppelbereich 6 sind elektrisch parallel geschaltet.

Die Einzelelektrodenpaare 8 sind mit der Periodenlänge L_P auf den Ausgangswellenleitern 4, 5 angeordnet. Jedes Einzelelektrodenpaar 8 weist eine Elektrodenlänge L_E auf, die kleiner als die Periodenlänge L_P ist, so dass zwischen den einzelnen Einzelelektrodenpaaren 8 ein Abstandsbereich 11 der Länge L_A liegt. Diese Länge L_A ist so gewählt, dass sie gleich der Schwebungswellenlänge der lokalen Moden ist. Im Abstandsbereich 11 ist eine Asymmetrie der Wellenleiterarchitektur über alle drei Wellenleiter 2, 4, 5 ausgebildet. Im gewählten Ausführungsbeispiel in Fig. 1 wird diese dadurch umgesetzt, dass der Eingangswellenleiter 2 in den Abstandsbereichen 11 eine Wellenleiterbreite b₁ aufweist, die größer ist als die Wellenleiterbreite b₂ auf der Elektrodenlänge L_E im Bereich der Einzelelektrodenpaare 8. Demgegenüber weisen die beiden Ausgangswellenleiter 4, 5 eine Wellenleiterbreite b₃ auf, die geringer ist als die Wellenleiterbreite b₄ auf der Elektrodenlänge L_E im Bereich der Einzelelektrodenpaare 8. Durch diese stufenartige Ausbildung der drei Wellenleiter 2, 4, 5 im Koppelbereich 6, die sich in allen Abstandsbereichen 11 periodisch wiederholt, wird die Überkopplung minimiert. Dabei gilt, dass diese Minimierung mit dem Stufenabstand, d. h. dem Grad der Asymmetrie zunimmt. Im Zusammenhang mit der Länge L_A des Abstandsbereiches 11 ist so die Phasen- und Intensitätsbeziehung der Moden an Anfang und Ende des Abstandsbereiches 11 gleich, so dass dieser für die zu übertragende optische Lichtwelle quasi nicht existent ist.

In Fig. 2 ist eine andere Möglichkeit der Asymmetrie-Umsetzung dargestellt. Alle hier nicht weiter erläuterten Bezugszeichen sind der Fig. 1 zu entnehmen. Bei dieser Ausgestaltung haben die beiden Ausgangswellenleiter 4, 5 in den Abstandsbereichen 11 einen größeren mittleren Wellenleiter­ abstand d vom Eingangswellenleiter 2 als auf der Elektrodenlänge L_E im Bereich der Einzelelektrodenpaare 8. Die beiden Ausgangswellenleiter 4, 5 verlaufen abschnittsweise sinusförmig, während der Eingangswellenleiter 2 gerade verläuft. Der erzielte Effekt ist der gleiche wie bei der Ausgestaltung gemäß Fig. 1. Eine weitere geometrische Veränderungsmöglichkeit der Asymmetrie liegt in einer Variation der Rippenhöhe der einzelnen Wellenleiter, bei einer physikalischen Möglichkeit kann der Brechungsindex abschnittsweise durch unterschiedliches Material oder elektrooptisch verändert werden.

Fig. 3 zeigt die Erzielung des Effekts durch Einfügung von selbstabbildenden Multimodenwellenleiter-Abschnitten 12 in den Abstandsbereichen 11. In diese werden jeweils die drei Wellenleiter 2, 4, 5 gemeinsam eingekoppelt und am Ende des Abstandsbereiches 11 wieder ausgekoppelt.. Die verschiedenen Moden haben räumlich periodisch eine unterschiedliche Laufzeit, nach einer bestimmten Länge haben sich die Phasen der Moden um jeweils ganzzahlige Vielfache von 2π verändert. Durch die richtige Längenwahl L_A der Multimodenwellenleiter-Abschnitte 12 in Abhängigkeit von dieser Selbstabbildung kann wiederum die Überkopplung zwischen den Wellenleitern 2, 4, 5 minimiert werden.

In Fig. 4 ist ein Sendebaustein 13 dargestellt, bei dem ein Sendelaser 14 mit einem 1 × 2-Gabelkoppler 15 als externer mikrowellengesteuerter Modulator monolithisch integriert ist. Die Ansteuerung erfolgt durch zwei in einem Koppelbereich 16 angeordnete, in Einzelelektrodenpaare 17 segmentierte Wanderwellenelektroden 18, 19 in serieller Gegentakt­ schaltung. Durch das gute digitale Schaltverhalten ohne Absorption in Verbindung mit dem extrem niedrigen Nebensprechen des als Modulator eingesetzten Gabelkopplers 15 tritt kein Modulator-Chirp auf (Brechungs­ indexänderung in Abhängigkeit einer Absorptionsänderung - Kramers- Kronig-Relation). Der Gabelkoppler 15 weist einen Eingangswellenleiter 20 und zwei Ausgangswellenleiter 21, 22 auf. Mit dem Eingangswellenleiter 20 ist er mit dem Sendelaser 14 über eine Stoßkopplung 23 verbunden. Der Ausgangswellenleiter 21 ist mit einem das modulierte Ausgangssignal weiterführenden Wellenleiter in Form einer Glasfaser 24 an einer Chipkante 25 über eine weitere Stoßkopplung verbunden. Der andere Ausgangs­ wellenleiter 22 hat genau die gleiche Länge und optische Struktur wie der Ausgangswellenleiter 21, endet aber an der Chipkante 25 und ist unbelegt. Eine Vertauschung der Belegung ist möglich.

Der Ausgangswellenleiter 22 bildet einen invertierten Ausgang zu dem Ausgangswellenleiter 21. Im angesteuerten Zustand a (V_a) wird das eingeleitete Signal vollständig auf den oberen Ausgangswellenleiter 21 überführt, und der untere Ausgangswellenleiter 22 bleibt unbenutzt. Im angesteuerten Zustand b (V_b) wird das eingeleitete Signal vollständig auf den unteren Ausgangswellenleiter 22 geleitet, der obere Ausgangs­ wellenleiter 21 zeigt das gewünschte Nullsignal. In beiden Fällen führt einer der beiden Ausgangswellenleiter 21, 22 das Lichtsignal, so dass jeweils die gleiche Lichtmenge zum Sendelaser 14 an der Chipkante 25 reflektiert wird. Hier kommt stets die gleiche Lichtleistung an, da der Gabelkoppler 15 reziprok, d. h. mit vertauschten Lichtrichtungen, arbeiten kann und die beiden Ausgangswellenleiter 21, 22 an der Chipkante 25 die gleiche Endflächen­ reflektivität aufweisen. Bei dem hier beschriebenen Sendebaustein 13 tritt also weder ein Laserchirp noch ein Modulatorchirp auf, so dass dieser in besonderer Weise für den Einsatz in ultrahöchstratigen Übertragunsgsnetzen geeignet ist.

Bezugszeichenliste

1

symmetrischer Gabelkoppler

2

Eingangswellenleiter

3

Absorber

4

Ausgangswellenleiter

5

Ausgangswellenleiter

6

Koppelbereich

7

koplanare Wanderwellenleitung

8

Einzelelektrodenpaar

9

Einzelelektrode

10

Einzelelektrode

11

Abstandsbereich

12

Multimodenwellenleiter-Abschnitt

13

Sendebaustein

14

Sendelaser

15

1

× 2-Gabelkoppler

16

Koppelbereich

17

Einzelelektrodenpaar

18

Wanderwellenelektrode

19

Wanderwellenelektrode

20

Eingangswellenleiter

21

oberer Ausgangswellenleiter

22

unterer Ausgangswellenleiter

23

Stoßkopplung

24

Weiterführende Glasfaser

25

Chipkante
L_K

Länge des Koppelbereichs
L_A

Länge des Abstandsbereichs
L_E

Elektrodenlänge
L_P

Periodenlänge
b₁

, b₂

, b₃

, b₄

Wellenleiterbreite
d mittlerer Wellenleiterabstand

Claims (8)

1. Richtkoppler für optische Signale aus der III-V- Halbleitergruppe in integriertem Multi-Quantum-Well-Aufbau mit 1 × 2-Schaltfunktion über drei koppelbare Wellenleiter und mit einer im Koppelbereich angeordneten Wanderwellen- Ansteuerung im Gegentaktmodus über eine zu den Wellenleitern koplanar ausgebildete und kapazitiv belastete Wanderwellenleitung mit einer mittleren Impedanz von 50 Ω, die als integralen Bestandteil periodisch mit Abstand zueinander auf den Wellenleitern angeordnete Einzelelektrodenpaare mit Kapazitätsbelägen in einem Bereich von 90 pF/m aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass der Richtkoppler als symmetrischer Gabelkoppler (1; 15) mit digitalem Umschaltverhalten ausgeführt ist, dessen Kopplungsvermögen zwischen den drei Wellenleitern (2, 4, 5; 20, 21, 22) in den Abstandsbereichen (11), senkrecht zur Wellenleiterlängsrichtung gesehen, zwischen den Einzelelektrodenpaaren (8; 17) durch eine dort ausgebildete Asymmetrie der Wellenleiterarchitektur über alle drei Wellenleiter (2, 4, 5; 20,21, 22) und durch eine Wahl der Länge (L_A) der Abstandsbereiche (11) zwischen den Einzelelektroden (10) der Wanderwellenleitung (7), lateral in Wellenleiterlängsrichtung gesehen, in Übereinstimmung mit der Schwebungswellenlänge der lokalen Moden des zu übertragenden optischen Signals mit steigendem Grad der Asymmetrie minimiert ist, die sich periodisch in den Abstandsbereichen (11) lateral in Wellenleiterlängsrichtung gesehen wiederholt.

2. Richtkoppler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Asymmetrie in den Abstandsbereichen (11) zwischen den Einzelelektroden (10) der Wanderwellenleitung (7) lateral in Wellenleiterlängsrichtung gesehen, durch von der Wellenleiterbreite (b₂, b₄) in dem Bereich (6; 16) der Einzelelektrodenpaare (8; 17) abweichende Wellenleiterbreiten (b₁, b₃) des Eingangswellenleiters (2; 15) und der Ausgangswellenleiter (4, 5; 21, 22) in der Form umgesetzt ist, dass die Ausgangswellenleiter (4, 5; 21, 22) schmaler sind, wenn der Eingangswellenleiter (2; 15) breiter ist oder umgekehrt.

3. Richtkoppler nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass die Asymmetrie in den Abstandsbereichen (11) zwischen den Einzelelektroden (10) der Wanderwellenleitung (7) lateral in Wellenleiterlängsrichtung gesehen, durch von der Wellenleiterhöhe in den Bereichen (6; 16) der Einzelelektrodenpaare (8; 17) abweichende Wellenleiterhöhen des Eingangswellenleiters (2; 15) und der Ausgangswellenleiter (4, 5; 21, 22) in der Form umgesetzt ist, dass die Ausgangswellenleiter (4, 5; 21, 22) flacher sind, wenn der Eingangswellenleiter (2; 15) höher ist oder umgekehrt.

4. Richtkoppler nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass die Asymmetrie in den Abstandsbereichen (11) zwischen den Einzelelektroden (10) der Wanderwellenleitung (7) lateral in Wellenleiterlängsrichtung gesehen, durch von dem Wellenleiterabstand in dem Bereich (646) der Einzelelektrodenpaare (8; 17) abweichende Wellenleiterabstände zwischen dem Eingangswellenleiter (2; 15) und den Ausgangswellenleitern (4, 5; 21, 22) in der Form umgesetzt ist, dass die Ausgangswellenleiter (4, 5; 21, 22) abschnittsweise sinusförmig verlaufen, während der Eingangswellenleiter (2; 20) ungekrümmt bleibt.

5. Richtkoppler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Asymmetrie in den Abstandsbereichen (11)zwischen den Einzelelektroden (10) der Wanderwellenleitung (7) lateral in Wellenleiterlängsrichtung gesehen, durch von den Wellenleiterbrechungsindizes in dem Bereich (6; 16) der Einzelelektrodenpaare (8; 17) abweichende Brechungsindizes des Eingangswellenleiters (2; 15) und der Ausgangswellenleiter (4, 5; 21, 22) in der Form umgesetzt ist, dass die Ausgangswellenleiter (4, 5; 21, 22) einen niedrigeren Brechungsindex aufweisen, wenn der Eingangswellenleiter (2; 15) einen höheren Brechungsindex aufweist oder umgekehrt.

6. Richtkoppler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in den Abstandsbereichen (11) zwischen den Einzelelektroden (10) der Wanderwellenleitung (7) lateral in Wellenleiterlängsrichtung gesehen, die drei Wellenleiter (2, 4, 5; 20, 21, 22) an einen breiten Multimodenwellenleiter-Abschnitt (12) gekoppelt sind.

7. Richtkoppler nach einem der vorangehenden Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass dieser zusammen mit weiteren Richtkopplern derselben Bauart in einer Schaltmatrix kaskadiert angeordnet ist.

8. Richtkoppler nach einem der vorangehenden Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass dieser mit einem Sendelaser (14) monolithisch ein integriertes Bauteil (13) bildet und beide Ausgangswellenleiter (21, 22), die beide die gleiche Endflächenreflektivität aufweisen, in gleicher Länge bis zur vom Sendelaser (14) abgewandten Kante (25) des integrierten Bauteils (13) geführt werden und nur einer der beiden Ausgangswellenleiter (21) an eine weiterführende Glasfaser (24) angekoppelt ist.