DE19720465C2

DE19720465C2 - Drehmelder

Info

Publication number: DE19720465C2
Application number: DE1997120465
Authority: DE
Inventors: Christian Dipl Ing Bub
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1997-05-15
Filing date: 1997-05-15
Publication date: 1999-07-01
Anticipated expiration: 2017-05-16
Also published as: DE19720465A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Drehmelder mit einem Stator und einem Rotor, auf denen ein Resolverteil mit mindestens zwei Statorwicklungen und mindestens einer mit Wechselspannung ge speisten Rotorwicklung angeordnet ist.

Grundsätzlich besteht die Möglichkeit, die an Eingangsklemmen des Drehmelders anliegende Wechselspannung mittels Schleif ringen auf die Resolver-Rotorwicklung zu übertragen. Wird da gegen eine berührungslose Übertragung der Eingangsspannung gewünscht, so wird der Drehmelder zusätzlich mit einem axial zum Resolverteil versetzten Transformatorteil ausgestattet. Dieser Transformatorteil enthält eine Transformator-Stator wicklung und eine Transformator-Rotorwicklung. Schleifringlo se Drehmelder bestehen somit aus zwei Transformatoren, einem Übertragerteil und einem Resolverteil, welche sich jeweils zu einer Hälfte auf einem Stator und auf einem Rotor des Dreh melders befinden. Der Übertragerteil als erster Transformator dient der Bestromung des Rotors. Der Resolverteil als zweiter Transformator bildet den wesentlichen Bestandteil des Dreh melders. Vom mechanischen Aufbau ist der Resolverteil mit ei nem Elektromotor verwandt. Unterschiede ergeben sich aller dings in der Art der Bewicklung. Die Wicklungen von Rotor und Stator sind beispielsweise jeweils so gestaltet, daß ihre in Nuten angeordneten Windungen anzahlmäßig als Diagramm über die Nuten aufgetragen auf einer Sinuskurve liegen. Dabei sind negative Werte durch einen umgekehrten Wickelsinn realisiert. Rotor und Stator weisen eine identische Anzahl von Perioden auf, in der sich die Sinusverteilung der Wicklung pro Umwick lung wiederholt. Die Periodenanzahl ist dabei mit einer Pol paarzahl des Drehmelders gleichzusetzen.

Während der Rotor nur mit einer aktiven Wicklung der oben ge nannten Art ausgestattet ist, enthält der Stator zwei gleich artige, gegeneinander um den Quotienten aus 90° und Polpaar zahl verdrehte Wicklungen. Bei mit Wechselspannung erregter Rotorwicklung wird hierdurch in einer ersten Statorwicklung eine Spannung proportional zum Sinus des elektrischen Verdre hungswinkels zwischen Stator und Rotor induziert. Entspre chend ist die in der zweiten Statorwicklung induzierte Span nung proportional zum Cosinus des elektrischen Verdrehungs winkels zwischen Stator und Rotor. Der mechanische Verdre hungswinkel zwischen Stator und Rotor läßt sich aus dem elek trischen Verdrehungswinkel sowie der Polpaarzahl ermitteln.

Zur Berechnung des mechanischen Verdrehungswinkels müssen die im Resolverteil des Stators induzierten Spannungen gleichge richtet werden. Hierbei ist insbesondere die Phasenverschie bung zwischen der Eingangsspannung am Trafoteil des Stators als Erregerspannung und den Ausgangsspannungen am Resolver teil der Stators als induzierten Spannungen zu berücksichti gen. Durch das komplexwertige Verhältnis von Ausgangsspannung zu Eingangsspannung ist eine frequenzabhängige Übertragungs funktion für den Drehmelder gegeben, deren Amplitudengang das Übersetzungsverhältnis des Drehmelders widerspiegelt und de ren Phasengang stark frequenzabhängig ist. Eine Amplitude ist als positiv zu betrachten, wenn das Ausgangssignal in Phase mit dem Eingangssignal ist, während Gegenphasigkeit einem ne gativen Vorzeichen entspricht. Da hinsichtlich der Auswerte elektronik nur geringe Phasenverschiebungen tolerierbar sind, entsteht der Wunsch nach einer zumindest teilweisen Kompensa tion der Phasenverschiebung im Betriebsbereich des Drehmel ders. Die Frequenzabhängigkeit des Übersetzungsverhältnisses des Drehmelders ist in diesem Zusammenhang eher als unproble matisch anzusehen.

Aus DE 195 27 156 C1 ist ein Drehmelder der eingangs genann ten Art bekannt, bei dem die frequenzabhängige Phasenver schiebung zwischen Eingangsspannung und Ausgangsspannung für den jeweiligen Frequenzbereich durch eine zur Transformator- Rotorwicklung parallele Kurzschlußwicklung kompensiert wird.

Der Leistungsverbrauch der Kurzschlußwicklung, welche einen Widerstand und eine Induktivität enthält, hat auf die Über tragungsfunktion des Drehmelders die Wirkung eines additiven Tiefpasses erster Ordnung. Durch Variation von Widerstand und Induktivität der Kurzschlußwicklung ist eine Verschiebung der Grenzfrequenz bzw. des Nulldurchgangs des Phasengangs mög lich. Diese in den Rotor integrierte Phasenkorrektur macht zwar eine externe Phasenkorrektur der Auswertelektronik über flüssig, zieht aber den Nachteil der Reduktion des Überset zungsverhältnisses nach sich. Die Reduktion des Übersetzungs verhältnisses des Drehmelders kann durch Änderung der Win dungszahlenverhältnisse ohne wesentliche Beeinflussung der Phasenverschiebung kompensiert werden. Dies führt jedoch zu erhöhten Windungszahlen, die aufgrund des begrenzten Wick lungsraumes nur durch dünne Drähte realisiert werden können. Dies stellt einerseits bei der Produktion aufgrund der hohen Wicklungszeiten einen Nachteil dar, andererseits ist hier durch der Ausschuß bei der Produktion erhöht, da die dünnen Drähte leicht abreißen können. Zudem ist der zusätzliche Platzverbrauch der Kurzschlußwicklung am Rotor in dieser Hin sicht als nachteilig anzusehen.

Der Erfindung liegt das Ziel zugrunde, bei einem Drehmelder der eingangs genannten Art die Phasenverschiebung zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen in einem Bereich von niedrigen Betriebsfrequenzen zu reduzieren sowie das Übersetzungsver hältnis des Drehmelders trotz geringer Windungszahl zu erhö hen. Ein weiteres Augenmerk gilt der Reduktion der Stromauf nahme des Drehmelders.

Erfindungsgemäß wird dieses Ziel dadurch erreicht, daß der Resolverteil in seinen Ausgangskreisen parallel zu Induktivi täten der Resolver-Statorwicklungen geschaltete Kapazitäten besitzt, welche mit den Induktivitäten LC-Schwingkreise bil den, wobei die Kapazitäten derart bemessen sind, daß die Re sonanzfrequenzen der LC-Schwingkreise größenordnungsmäßig in der Nähe der Betriebsfrequenz des Drehmelders liegen und daß damit dessen Phasenverschiebung bei erhöhtem Übersetzungsver hältnis reduziert ist.

Der Resolverteil besitzt in seinen Ausgangskreisen per se pa rasitäre Kapazitäten, die mit den Induktivitäten der Resol ver-Statorwicklungen LC-Schwingkreise bilden. Die natürlichen Grenzfrequenzen dieser LC-Schwingkreise liegen üblicherweise jedoch um ein Vielfaches höher als die Betriebsfrequenz des Drehmelders. Daher wird durch eine zusätzliche kapazitive Be schaltung der Ausgangskreise des Resolverteils eine Reduktion dieser Resonanzfrequenz angestrebt. Aus der Reduktion der Re sonanzfrequenz ergibt sich insbesondere eine Kompensation der Phasenverschiebung im betreffenden Betriebsbereich des Dreh melders. Daneben führen die LC-Schwingkreise zu einer Reso nanzüberhöhung im Übertragungsverhalten des Drehmelders, wor aus sich eine Anhebung des Amplitudenganges in der Nähe der Resonanzfrequenz ergibt. Der Vorteil liegt darin, daß dies zu einer Erhöhung des Übersetzungsverhältnisses beiträgt, ohne daß eine Änderung der Windungszahlen vorgenommen werden muß. Des weiteren ist durch einen seriell geschalteten Widerstand im Eingangskreis eine zusätzliche Korrektur des Übersetzungs verhältnisses und der Phasenverschiebung möglich.

Daneben ergibt sich aus der Erhöhung des Übersetzungsverhält nisses eine Reduktion der Stromaufnahme des Drehmelders. Die se ist durch Einfügen einer zusätzlichen Impedanz, z. B. eines ohmschen Widerstandes, weiter verringerbar. Dies dient zum einen der Kompensation eines erhöhten Übersetzungsverhältnis ses, zum anderen kann auf diese Weise die Phasenverschiebung gezielt beeinflußt werden. Ferner bietet sich die Möglichkeit an, das Übersetzungsverhältnis des Drehmelders bei Reduktion der Windungszahlen des Transformatorteils durch Anpassung der zugeschalteten Kapazitäten konstant zu halten. Einerseits kann dies zu einer platzsparenden Bauweise des Drehmelders ausgenutzt werden, andererseits bietet dies die Möglichkeit, die Transformatorwicklungen mit dickeren Drähten auszustat ten, woraus sich produktionstechnische Vorteile ergeben. Da neben ist die Verkürzung der Wicklungszeiten bei der Produk tion aufgrund geringerer Windungszahlen als weiterer Vorteil anzusehen. Insbesondere bleibt der Winkelfehler des Drehmel ders bei Ausnutzung der genannten Vorteile unverändert.

Die Erfindung wird nachfolgend an Ausführungsbeispielen an hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein elektrisches Prinzipschaltbild eines schleif ringlosen Drehmelders mit kapazitiv beschalteten Ausgangskreisen des Resolverteils und resistiv be schaltetem Eingangskreis des Transformatorteils,

Fig. 2 einen typischen Verlauf der Phasenverschiebung in Abhängigkeit von der Betriebsfrequenz eines Drehmel ders mit und ohne ausgangsseitige kapazitive Be schaltung des Resolverteils und

Fig. 3 einen typischen Verlauf des Amplitudengangs in Ab hängigkeit von der Betriebsfrequenz eines Drehmel ders mit und ohne ausgangsseitige kapazitive Be schaltung des Resolverteils.

Der in Fig. 1 dargestellte Drehmelder mit der Polpaarzahl 1 besitzt einen Stator 4 mit zwei zueinander um 90° versetzt angeordneten Resolver-Statorwicklungen 11 und 12. Axial dazu versetzt ist eine Transformator-Statorwicklung 41 angeordnet. Im Stator 4 ist axial ein Rotor 2 angeordnet, der gegenüber dem Stator 4 verdrehbar ist. Dieser Rotor weist eine Resol ver-Rotorwicklung 21 und eine Transformator-Rotorwicklung 22 auf. In Kombination mit den Resolver-Statorwicklungen 11 und 12 bildet diese Rotorwicklung 21 einen Resolverteil 1 des Drehmelders. Durch die axial dazu versetzten Wicklungen der Transformator-Statorwicklung 41 und der Transformator-Rotor wicklung 22 ist ein Transformatorteil 3 gebildet. An der Transformator-Statorwicklung 41 wird eine Eingangsspannung U₀ angelegt, die über die Transformator-Rotorwicklung 22 an die Resolver-Rotorwicklung 21 übertragen wird. Abhängig vom me chanischen Verdrehungswinkel α zwischen Rotor und Stator in duziert die an der Resolver-Rotorwicklung 21 anliegende Wech selspannung in den Resolver-Statorwicklungen 11 und 12 fol gende Ausgangsspannungen:

U_sin = r_T . U₀ . sin α

U_cos = r_T . U₀ . cos α

Die Ausgangsspannung U_sin wird an der Statorwicklung 11 und die Ausgangsspannung U_cos wird an der Statorwicklung 12 abge griffen. Der Faktor r_T spiegelt das Übersetzungsverhältnis des Drehmelders zwischen Eingangsseite und Ausgangsseite wie der. Durch Auswertung der gleichgerichteten Ausgangsspannun gen U_sin und U_cos wird der mechanische Verdrehungswinkel des Rotors bestimmt.

Parallel zu den Resolver-Statorwicklungen 11 und 12 befinden sich nicht dargestellte parasitäre Kapazitäten in den Aus gangskreisen des Resolverteils 1. Diese parasitären Kapazitä ten bilden zusammen mit den Induktivitäten der Resolver-Sta torwicklungen 11 und 12 LC-Schwingkreise, deren Resonanzfre quenzen typischerweise im Bereich von 50-60 kHz liegen. Ein solcher parasitärer LC-Schwingkreis führt im betriebsfre quenzabhängigen Amplitudengang der ausgangsseitig abgegriffe nen Spannungen U_sin und U_cos zu einer Resonanzüberhöhung im Be reich der Resonanzfrequenz. Gleichzeitig ist dies mit einer Absenkung der Phasenverschiebung zwischen der Eingangsspan nung U₀ und den Ausgangsspannungen U_sin und U_cos im Bereich der Resonanzfrequenz verbunden. Durch Hinzuschalten von Kondensa toren C_sin bzw. C_cos zu den Resolver-Statorwicklungen 11 und 12 werden die parasitären Kapazitäten der Ausgangskreise additiv überlagert, was zu erhöhten Kapazitäten der LC-Schwingkreise führt. Hieraus resultiert eine Absenkung der Resonanzfre quenz. Je nach Wahl der Werte für die Kondensatoren C_sin und C_cos können die Resonanzfrequenzen der ausgangsseitigen LC- Schwingkreise im Resolverteil 1 bis in die Nähe der Betriebs frequenz f₀ des Drehmelders abgesenkt werden. Durch Hinzu schalten eines Widerstandes R_sh in Serie zur Transformator- Statorwicklung 41 ist die Eingangsimpedanz erhöht. Hieraus resultiert eine Erniedrigung der Stromaufnahme und infolge des gebildeten komplexen Spannungsteilers eine Verringerung der Phasenverschiebung.

In Fig. 2 ist ein typischer Verlauf der Phasenverschiebung ϕ eines Drehmelders gezeigt. Die Kurve ϕ₀ zeigt den Verlauf der Phasenverschiebung ϕ ohne kapazitive Beschaltung der Aus gangskreise des Resolverteils 1. Erkennbar ist, daß in diesem Fall die Phasenverschiebung ϕ bei einer Frequenz von annä hernd 5 kHz einen Wert von 24° annimmt. Bei Beschaltung der Resolver-Statorwicklungen 11 und 12 mit zusätzlichen Konden satoren C_sin und C_cos ist die Resonanzfrequenz der ausgangssei tigen Schwingkreise auf eine Frequenz von annähernd 7 kHz ab gestimmt (siehe dazu auch Fig. 3). Hierdurch ist die Phasen verschiebung bei einer Frequenz von annähernd 5 kHz auf einen Wert von -4° überkompensiert. Da die Ausgangskreise des Re solverteils 1 mit den Resolver-Statorwicklungen 11 und 12 in erster Näherung gut voneinander entkoppelt sind, sind unter schiedliche Resonanzfrequenzen für den Sinus- und den Cosi nus-Schwingkreis des Resolverteils 1 zu vermeiden, da dies zu einer Erhöhung des Winkelfehlers führt. Deshalb sind für die Kapazitäten C_sin und C_cos in erster Näherung gleiche Werte an zusetzen. Durch die erfindungsgemäß vorgesehene Beschaltung der Resolver-Statorwicklungen 11 und 12 mit parallelen Kon densatoren C_sin und C_cos wird der Nulldurchgang des Phasengan ges in den Bereich der Resonanzfrequenz der LC-Schwingkreise verschoben. Infolgedessen nimmt der Phasengang ϕ₁ einen sehr stark monoton fallenden, beinahe linearen Verlauf an. Liegt die Betriebsfrequenz f₀ des Drehmelders beispielsweise bei 4 kHz, so wird durch die Beschaltung der Ausgangskreise des Re solverteils 1 mit zusätzlichen Kondensatoren C_sin und C_cos die ursprünglich vorhandene Phasenverschiebung von etwa 32° auf etwa 10° kompensiert.

In Fig. 3 ist zusätzlich noch der Amplitudengang der Über tragungsfunktion r_T des Drehmelders dargestellt. Die Kurve r_T0 zeigt einen Verlauf ohne ausgangsseitige kapazitive Beschal tung des Drehmelders, während die Kurve r_T1 die Verschiebung der Resonanzfrequenz der LC-Schwingkreise bei kapazitiver Be schaltung von der natürlichen Resonanzfrequenz auf einen Wert in der Nähe der Betriebsfrequenz f₀ des Drehmelders wider spiegelt. Deutlich zu erkennen ist in der Kurve r_T1 im Be reich der Resonanzfrequenz von 7 kHz eine Resonanzüberhöhung, wobei das Übersetzungsverhältnis r_T des Drehmelders in einem begrenzten Bereich um die Resonanzfrequenz deutlich angehoben ist. Im Gegensatz dazu zeigt die Kurve r_T0 im betrachteten Frequenzbereich ein im wesentlichen monoton steigendes Ver halten. Dabei bewegt sich die Kurve im interessierenden Fre quenzbereich auf einem durchweg niedrigeren Niveau und nimmt, durch die geringe Steigung der Kurve bedingt, einen annähernd konstanten Verlauf an. Da die Kurve r_T1 nur in einem verhält nismäßig engen Bereich ihr maximales Übersetzungsverhältnis annimmt, kann der Drehmelder mit der kompensierenden kapazi tiven Beschaltung nur in einem verhältnismäßig engen Fre quenzbereich betrieben werden. Aufgrund der leichten Anpas sungsmöglichkeit des Übertragungsverhaltens der ausgangssei tigen LC-Schwingkreise durch die Wahl geeigneter Werte für die Kondensatoren C_sin und C_cos sowie für den Widerstand R_sh im Eingangskreis stellt dies in der Praxis jedoch keinen wesent lichen Nachteil dar.

Im folgenden soll ein praktisches Dimensionierungsbeispiel angegeben werden. Ein Standard-Hohlwellen-Drehmelder wird ausgangsseitig mit auswechselbaren Kondensatoren C_sin und C_cos beschaltet, deren Werte 100 nF betragen. Zur Nachbildung rea listischer Betriebsumgebungen sind elektrische Abschlußwider stände R (siehe Fig. 1) parallel zu den Kondensatoren C_sin und C_cos hinzugefügt. In Anpassung an realistische Betriebsbe dingungen betragen diese Widerstände etwa 18 kΩ. In Überein stimmung mit den Kurven für den Phasen- und Amplitudengang in Fig. 2 und Fig. 3 kann die Resonanzfrequenz der ausgangs seitigen LC-Schwingkreise von Werten im Bereich von 50-60 kHz auf einen Betrag von 7 kHz reduziert werden, der größen ordnungsmäßig in der Nähe einer gewünschten Betriebsfrequenz f₀ von 4 kHz liegt. Wie anhand der Kurvenverläufe aus Fig. 2 und Fig. 3 ersichtlich ist, kann somit die Phasenverschie bung ϕ zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen um ca. 15° re duziert werden und das Übersetzungsverhältnis r_T um ca. 30% bei unverändertem Winkelfehler erhöht werden.

Das Einfügen eines Widerstandes R_sh im Eingangskreis von etwa 100 Ω bei gleichzeitiger Verdopplung der Werte für C_sin und C_cos führt zu einer Resonanzfrequenz von ca. 5 kHz. Dabei hal biert sich in etwa die Stromaufnahme bei einer Reduktion des ursprünglichen Übersetzungsverhältnisses von ungefähr 10%.

Claims

1. Drehmelder mit einem Stator (4) und einem Rotor (2), auf denen ein Resolverteil (1) mit mindestens zwei Statorwicklun gen (11, 12) und mindestens einer mit Wechselspannung gespei sten Rotorwicklung (21) angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Resol verteil (1) in seinen Ausgangskreisen parallel zu den Induk tivitäten der Resolver-Statorwicklungen (11, 12) geschaltete Kapazitäten (C_sin, C_cos) besitzt, welche mit den Induktivitäten LC-Schwingkreise bilden, wobei die Kapazitäten (C_sin, C_cos) derart bemessen sind, daß die Resonanzfrequenzen der LC- Schwingkreise größenordnungsmäßig in der Nähe der Betriebs frequenz (f₀) des Drehmelders liegen und daß damit dessen Phasenverschiebung (ϕ) bei erhöhtem Übersetzungsverhältnis (r_T) reduziert ist.

2. Drehmelder nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Reso nanzfrequenzen der LC-Schwingkreise durch Abstimmung der Ka pazitäten (C_sin, C_cos) in den Ausgangskreisen mehr als die Be triebsfrequenz (f₀) und weniger als die durch parasitäre Ka pazitäten des Resolverteils resultierenden natürlichen Reso nanzfrequenzen der LC-Schwingkreise betragen.

3. Drehmelder nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß Schleifringe die an Eingangsklemmen des Drehmelders anliegende Wechsel spannung auf die Resolver-Rotorwicklung (21) übertragen.

4. Drehmelder nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur berüh rungslosen Übertragung der an Eingangsklemmen des Drehmelders anliegenden Wechselspannung auf die Resolver-Rotorwicklung (21) axial zum Resolverteil (1) versetzt ein Transformator teil (3) mit einer Transformator-Statorwicklung (41) und ei ner Transformator-Rotorwicklung (22) angeordnet ist.

5. Drehmelder nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Win dungszahlenverhältnis des Transformatorteils (3) und die Ka pazitäten (C_sin, C_cos) so bemessen sind, daß die Phasenver schiebung (ϕ) bis auf einen Rest von 0 bis 20° kompensiert ist.

6. Drehmelder nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Überset zungsverhältnis (r_T) des Drehmelders durch Erhöhung der Kapa zitäten (C_sin, C_cos) und Reduktion der Windungszahlen des Transformatorteils (3) im Vergleich zum unkompensierten Be trieb des Drehmelders konstant gehalten ist.

7. Drehmelder nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Überset zungsverhältnis (r_T) des Drehmelders durch Anpassung der Ka pazitäten (C_sin, C_cos) und eines seriell zu den Eingangsklemmen des Drehmelders geschalteten Widerstandes (R_sh) im Vergleich zum unkompensierten Betrieb des Drehmelders konstant gehalten ist, wobei die Kapazitäten (C_sin, C_cos) im wesentlichen in dem Maße erhöht sind wie der Eingangswiderstand des Drehmelders durch den Widerstand (R_sh) vergrößert ist.

8. Drehmelder nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Strom aufnahme des Drehmelders durch serielles Einfügen eines Wi derstandes (R_sh), welcher das 0,25- bis 2,5-fache des induk tiven Blindwiderstandes der Transformator-Statorwicklung be trägt, an den Eingangsklemmen des Drehmelders reduziert ist.