DE19719064A1

DE19719064A1 - Lampenleistungs-Versorgungsschaltung mit elektronischer Rückführungsschaltung für eine Schaltersteuerung

Info

Publication number: DE19719064A1
Application number: DE19719064A
Authority: DE
Inventors: Louis Robert Nerone
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1996-05-10
Filing date: 1997-05-06
Publication date: 1997-11-20
Also published as: US5703439A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Leistungsver sorgungs- oder Vorschaltanordnung für eine Gasentladungs lampe. Insbesondere bezieht sie sich auf eine derartige Leistungsversorgungsschaltung, die mehrere Leistungsschal ter verwendet, die in einer regenerativen Weise gesteuert werden, d. h. ohne das Erfordernis für einen Oszillator zum Steuern der Schalter.

Auf dem Gebiet der Haushalts- und/oder Verbraucher beleuchtung sind in den vergangenen Jahren wesentliche Be mühungen gemacht worden, um eine breitere öffentliche Be nutzung von kompakten Leuchtstofflampen anstelle weniger effizienter Glühlampen anzuregen. Aufgrund der signifikan ten Energieeinsparungen, die eine Leuchtstofflampe gegen über der Verwendung einer Glühlampe bietet, während trotz dem ein vergleichbarer Wert an Lichtausbeute erreicht wird, könnte eine öffentliche Akzeptanz einer derartigen Lampe zu dem Gesamtziel der Einsparung an Energie und der natürli chen Ressourcen beitragen, die zur Erzeugung dieser Energie benutzt werden. Es ist auch ein signifikanter Vorteil, daß derartige kompakte Leuchtstofflampen eine beträchtlich län gere Lebensdauer haben als eine übliche Glühlampe, und sie sind heute das am schnellsten wachsende Segment in dem Leuchtstofflampenmarkt. Zu diesem Zweck sind kompakte Leuchtstofflampen mit einem standardisierten Lampensockel eingeführt worden, so daß sie in eine typische Lampenfas sung eingesetzt werden können.

Ein Beispiel für eine derar tige kompakte Leuchtstofflampe kann in dem US-Patent 4 503 360 gefunden werden, das am 5. März 1985 für D. E. Bedel erteilt wurde. Obwohl die Lampe gemäß diesem Patent eine mit Elektroden versehene kompakte Leuchtstofflampe ist, ist es möglich, eine sogar noch längere Lampenlebensdauer zu erzielen, wenn eine elektrodenlose Leuchtstofflampe verwen det wird, wie sie in dem US-Patent 4 010 400 beschrieben ist, das am 1. März 1977 für Hollister erteilt wurde.

Wie bei den meisten Leuchtstoff- oder Niederdruck-Ent ladungslampenvorrichtungen ist es notwendig, für eine Vorschaltanordnung zu sorgen, um die Funktion des Konditio nierens des Stromsignals auszuführen, das zum Speisen der Entladungslampe verwendet wird. Beispiele für typische Vor schaltanordnungen für eine kompakte Leuchtstofflampe können in den US-Patenten 4 443 778 und 4 570 105 gefunden werden, die am 17. April 1984 für J.S.C. Mewissen bzw. am 11. Fe bruar 1986 für H.J. Engel erteilt wurden. Die in diesen Pa tenten jeweils beschriebenen Vorschaltanordnungen beruhen auf einem elektromagnetischen Vorschaltungstyp, d. h. einer Vorschaltanordnung, die die Verwendung von einem Magnet kerntransformator erfordert, um das Stromsignal zu kondi tionieren. Da eine derartige Vorschaltanordnung bei einer Netzleitungs-Stromfrequenz von 60 bzw. 50 Hz arbeitet, die ein Lampenflackern zur Folge haben kann, wurde festge stellt, daß eine elektronische Hochfrequenz-Vorschaltanord nung, die das Auftreten von Lampenflackern oder Lichtände rung eliminieren würde, vorzuziehen sein würde. Ein Bei spiel für eine elektronische Hochfrequenz-Vorschaltanord nung für eine Gasentladungslampe kann in dem US-Patent 4 546 290 gefunden werden, das am 8. Oktober 1985 für B. Kerekes erteilt wurde. Ein Beispiel für eine Schaltungsan ordnung mit einem elektrodenlosen Leuchtstoffprodukt kann in dem US-Patent 4 383 203 gefunden werden, das am 10. Mai 1983 für Stanley erteilt wurde. Typische elektronische Schaltungsanordnungen dieses Typs sind von einer selbst schwingenden Art, wobei eine Probe (Sample) des Resonanz stroms genommen wird, um die Umschaltung des bipolaren Transistors zu signalisieren. Obwohl sich diese Anordnung in einigen Anwendungsfällen als einfach und sicher erwiesen hat, ist ihr Wirkungsgrad bei Betriebsfrequenzen über 20 kHz kleiner als wünschenswert, denn die dynamischen Verlu ste in den Schaltvorrichtungen können hinderlich sein. Der Begriff "dynamische Verluste" kann als die Energiemenge in dem Stromkreis betrachtet werden, die von der Speisung der Lampe abgezweigt wird und in anderer Weise in der Form von abgeführter Wärme verlorengeht. Wenn dynamische Verluste als solche nicht unter Kontrolle gehalten werden, könnten die Schaltvorrichtungen einen thermischen Durchgehzustand erfahren oder bei einer derartig hohen Temperatur arbeiten, daß Sicherheits-Richtlinien überschritten werden. US-Patent 4 988 920, das am 29. Januar 1991 für G. S. Hoeksma erteilt wurde, stellt ein neueres Beispiel für eine elektronische Vorschaltanordnung für eine typische Leuchtstofflampe dar. In diesem Patent werden Halbleiter-Schaltvorrichtungen, wie beispielsweise Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) verwendet, um die notwendige Schaltfrequenz zu erreichen, die gestattet, daß die Vorschaltanordnung bei einer höheren Frequenz arbeitet, als es eine typische elek tromagnetische Vorschaltanordnung oder sogar eine elektro nische Vorschaltanordnung tut, die bipolare Transistoren zum Schalten benutzt. Es wurde gefunden, daß MOSFET Vor richtungen Vorteile gegenüber der Lösung mit bipolaren Transistoren bieten, und daß derartige MOSFETs auch bei ei ner noch höheren Frequenz sicher betrieben werden können als die bipolaren Vorrichtungen. Zusätzlich zu dem Vorteil, daß eine elektronische Vorschaltanordnung weniger wiegt als ihr magnetisches Gegenstück, sorgt die elektronische Vor schaltanordnung, indem sie bei der höheren Frequenz arbei tet, für eine höhere Lichtabgabe, vermeidet das Problem des Lichtflackern und verkleinert weiterhin die Lichtabgabeän derung relativ zu einer Vorschaltanordnung, die bei Netz frequenz von 50 bzw. 60 Hz arbeitet.

Eine bekannte Vorschaltanordnung des vorgenannten Typs ist in dem US-Patent 5 341 068 beschrieben, das am 23. August 1994 für Louis R. Nerone erteilt wurde und die Be zeichnung "Electronic Ballast Arrangement for a Compact Fluorescent Lamp" hat. Die dort beschriebene Vorschaltan ordnung verwendet eine Rückführungsschaltung zum Steuern des genannten Paares von Leistungsschaltern des DC/AC Wand lers. Die Rückführungsschaltung arbeitet als Antwort auf ein Rückführungssignal, das einen Wechselstrom in der Reso nanzlastschaltung darstellt.

Die Verwendung der vorgenannten Schaltungsanordnung zum Steuern der Leistungsschalter führt in vorteilhafter Weise zu einer regenerativen oder sogenannten selbstschwin genden Steuerung der Leistungsschalter. Dementsprechend ver meidet die Vorschaltanordnung gemäß dem vorgenannten Patent die Kosten und den Raumbedarf der Extraschaltung für die Schaltersteuerung. Jedoch verwendet die Rückführungsschal tung gemäß dem vorgenannten Patent einen Magnetkern-Trans formator mit mehreren Wicklungen. Das Vorhandensein eines derartigen Transformators fügt eine wesentliche Masse zu der Größe der Vorschaltanordnung hinzu, was ein besonders wesentlicher Gesichtspunkt bei sogenannten kompakten Leuchtstofflampen ist, die einen Standard-Schraubsockel ha ben zum Einsetzen in eine übliche Glühlampenfassung.

Darüber hinaus gibt es noch weitere Nachteile bei der Verwendung von Transformatoren in Rückführungsschaltun gen zum regenerativen Steuern der Leistungsschalter. Bei spielsweise kann die Ladung auf den Gates oder Steueran schlüssen der Leistungsschalter die Schaltungscharakteri stiken nachteilig beeinflussen, wie beispielsweise die so genannte Totzeit, d. h. die Zeit, während der der Gate-Trei ber für beide Leistungsschalter aus ist. Auch ist das Trei ben einer kapazitiven Last ein Nachteil, wenn MOSFET-Lei stungsschalter benutzt werden.

Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfin dung, eine Vorschaltanordnung für eine Gasentladungslampe zu schaffen, die zum Steuern von zwei Leistungsschaltern eine selbstschwingende Rückführungsschaltung enthält, deren Komponenten in einer Festkörper- bzw. Halbleiterform imple mentiert werden können im Gegensatz zu der Verwendung von einem magnetischen Transformator.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Vorschaltanordnung für eine Gasentladungslampe zu schaffen, die zum Steuern von zwei Leistungsschaltern eine selbstschwingende Rückführungsschaltung enthält, bei der die größere Zahl ihrer Komponenten in eine integrierte Schaltung eingebaut werden können.

Gemäß der Erfindung wird eine Vorschaltanordnung für eine Gasentladungslampe geschaffen, die einen Resonanz lastkreis mit einer Gasentladungslampe und ersten und zwei ten Resonanzimpedanzen aufweist, deren Werte die Betriebs frequenz der Resonanzlastschaltung bestimmen. Die Vorschal tanordnung enthält ferner eine DC/AC-Wandlerschaltung, die mit dem Resonanzlastkreis gekoppelt ist, um in dem Reso nanzlastkreis einen Wechselstrom zu induzieren. Die Wand lerschaltung enthält erste und zweite Schalter, die zwi schen einem Busleiter auf einer Gleichspannung und Erde in Reihe geschaltet sind, und sie hat einen gemeinsamen Kno ten, durch den der bidirektionale Laststrom fließt. Eine Rückführungsanordnung steuert regenerativ die ersten und zweiten Schalter und enthält eine Schaltungsanordnung zum Abtasten des Wechselstroms in dem Resonanzlastkreis und er zeugt ein Rückführungssignal im Verhältnis zu dem Wechsel strom. Die Rückführungsanordnung enthält eine Komparator schaltung zum Vergleichen des Rückführungssignals mit einem periodischen Referenzsignal und zum Erzeugen eines Kompara tor-Ausgangssignals, das seinen Zustand ändert, wenn ein erstes der verglichenen Signale größer als das zweite der verglichenen Signale wird, und das ferner seinen Zustand ändert, wenn das zweite der verglichenen Signale dann grö ßer wird als das erste der verglichenen Signale. Ferner sind in der Rückführungsanordnung eine Schaltungsanordnung enthalten zum Erzeugen des periodischen Referenzsignals als Antwort auf das Komparator-Ausgangssignal, und eine Kondi tionierschaltung, die das Komparator-Ausgangssignal emp fängt zum Steuern der ersten und zweiten Schalter.

Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen und Vorteilen anhand der folgenden Beschreibung und Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher erläutert.

Fig. 1 ist eine schematische Darstellung von einer bekannten Vorschaltanordnung für eine Gasentladungslampe, die einen mehrere Wicklungen aufweisenden Transformator in einer Rückführungsschaltung enthält, um für eine selbst schwingende Steuerung von zwei Leistungsschaltern zu sor gen.

Fig. 2 ist eine schematische Darstellung von einer Vorschaltanordnung für eine Gasentladungslampe gemäß der Erfindung, die ausschließlich elektronische Komponenten in einem Rückführungskreis verwendet, um die selbstschwingende Steuerung von zwei Leistungsschaltern zu implementieren.

Fig. 3 zeigt verschiedene Spannungskurven zusammen mit Statusdiagrammen für die Ausgangsspannung V₀ des Kompa rators 32 und des Schalters 36 in Fig. 2.

Fig. 4 ist eine Detaildarstellung und zeigt eine mögliche Implementation des Schalters 36 in Fig. 1.

Fig. 5 ist eine schematische Darstellung von einer beispielhaften Implementation der Phasenteiler-, Totzeit- & Pegelschieberschaltung 50 in Fig. 2.

Fig. 6 ist eine schematische Darstellung von einer beispielhaften Implementation der Totzeitschaltung 60 in Fig. 5.

Wie in Fig. 1 gezeigt ist, hat eine elektronische Vorschaltanordnung für eine gezeigte kompakte Leucht stofflampe, die allgemein mit 10 bezeichnet ist, die Funk tion, einen Standard-Netzleitungsstrom in ein hochfrequen tes, gepulstes Signal zum Speisen einer kompakten Leucht stofflampe 12 umzuwandeln. Die Vorschaltanordnung-Wandler schaltung 10 empfängt ein Gleichspannungs(DC)-Eingangssi gnal an Anschlüssen a-a′, wobei dieses Eingangssignal von einer Wechselspannungs(AC)-Eingangsnetzleitung abgeleitet und gleichgerichtet und optional hinsichtlich des Lei stungsfaktors korrigiert worden ist durch eine Gleichrich ter- und Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (nicht ge zeigt).

Das von der Vorschaltanordnung 10 empfangene DC Eingangssignal wird an ein Paar in Reihe geschalteter Lei stungs-MOSFETS angelegt, die mit Q₁ und Q₂ bezeichnet sind und die von International Rectifier of El Segundo, Kalifor nien, unter der Produktbezeichnung HEXFET MOSFET geliefert werden (HEXFET ist ein Handelsname von International Recti fier). Die Leistungs-M0SFETs Q₁ und Q₂ schalten bei Empfang eines Steuersignals an ihren entsprechenden Gate- oder Steueranschlüssen (g₁ und g₂) alternativ zwischen einem Ein- und einem Aus-Zustand mit einer hohen Frequenz um, wo durch eine hochfrequente Oszillation erhalten wird und der die Vorschaltanordnung auslegende Ingenieur die Probleme vermeiden kann, die bei einem selbst schwingenden Typ der Vorschaltanordnung auftreten, daß nämlich eine derartige Vorschaltanordnung üblicherweise nicht bei einer Frequenz über 20 kHz arbeiten kann, ohne daß ein wesentlicher Abfall im Wirkungsgrad auftritt. Wie jedoch in Fig. 1 zu sehen ist, muß, um den hochfrequenten Betrieb von Q₁ und Q₂ zu erreichen, ein Strompuls an den Gate-Anschlüssen g₁ und g₂ injiziert werden, um den Schaltbetrieb zu beschleunigen. Der Strompuls, der an den entsprechenden Gate-Anschlüssen g₁ und g₂ injiziert wird, wird von der Shunt-Schaltung er halten, die gemäß Fig. 1 über den Knoten b-b′ der gesamten Vorschalt-Wandlerschaltung 10 angeordnet ist und die aus einem Kondensator C₃ und einer Tertiärwicklung T_1D des Vor schalttransformators T₁ besteht. Weiterhin ist über die Knoten b-b′, parallel zu dem vorgenannten Shuntkreis, die Reihenschwingkreis-Lampenschaltung geschaltet, die aus dem Schwingkreis 14, der Drossel- und Kondensatorelemente L_R und C_R aufweist, deren Größe unter Verwendung üblicher Aus legungsmittel gewählt ist, um die gewünschte Resonanzbe triebsfrequenz der Lampe 12 zu erhalten, einem Kondensator C₂, der Gleichstrom blockiert, damit er die Lampe 12 nicht erreicht, und der Lampe 12 besteht, die eine kompakte Leuchtstofflampe sein kann. Die bekannte Vorschaltanordnung 10 gemäß Fig. 1 enthält ferner erste und zweite Zehner-Di odenpaare Z_D1 und Z_D2, die zwischen den entsprechenden Gate- und Drain-Anschlüssen der MOSFETs Q₁ und Q₂ zu dem Zweck angeordnet sind, diese entsprechenden Gate-Anschlüsse g₁ und g₂ im Falle eines Überspannungszustandes zu schüt zen. Zusätzlich sollen Widerstände R₃ und R₄ die Kurvensta bilität verbessern und die Gefahr für hochfrequente Schwin gungen verkleinern, die als eine Folge der hohen Schaltge schwindigkeiten auftreten, mit denen die MOSFETs Q₁ und Q₂ arbeiten sollen. Der mehrere Wicklungen aufweisende Trans formator T₁ kann jeweils 25 Windungen auf der Wicklung T_1A, T_1B und T_1D und zwei Windungen auf der Wicklung T_1C haben, die in einer Rückführung zum Abtasten von Strom in der Lampe 12 verwendet wird.

Im Betrieb der in Fig. 1 gezeigten elektronischen Vorschaltanordnung 10 werden die dynamischen Verluste durch die Tatsache verkleinert, daß die Schaltfrequenz erhöht wird, wobei die Theorie dahin geht, daß durch Vergrößern des Beschleunigungssignals, so daß die Schalter mit einer viel schnelleren Geschwindigkeit in den Einschaltzustand gebracht werden, Energie nicht in die Schaltvorrichtungen strömen kann im Gegensatz zu dem Lastkreis, dem Pfad, zu denen sich die Schaltungsvorrichtungen Q₁ und Q₂ öffnen, wenn sie in dem Einschaltzustand sind. Verständlicherweise tritt jedoch die elektromagnetische Interferenz (EMI), die durch dieses schnellere Umschalten hervorgerufen wird, ebenfalls bei einer höheren Frequenz auf. Als solches muß die Leistungsfähigkeit der Vorschaltanordnung 10 gemäß Fig. 1 von dem Standpunkt bewertet werden, ob diese EMI in das zuvor genannte Kompliance- oder Nachgiebigkeitsband fällt. Die Grundkomponente, die aus der Geschwindigkeit der Spannungsänderung resultiert, die dem Hochfrequenzpuls zu geordnet ist, der in die Schaltvorrichtungen Q₁ und Q₂ in jiziert wird, um die Geschwindigkeit zu vergrößern, kann durch die Gleichung dargestellt werden:

ω₁ = π/tr (1)

wobei:
ω₁ die Grundkomponente der Frequenz, die der Änderungsgeschwindigkeit der Spannung (dv/dt) zugeordnet ist, und t_r ist die Anstiegszeit der Spannung, gemessen in Sekunden.

Aus dieser Beziehung ist ersichtlich, daß, wenn t_r abnimmt, das Schaltintervall verkleinert wird. Das heißt, eine Vergrößerung der Schaltgeschwindigkeit vergrößert die Grundkomponente der Frequenz. Wenn beispielsweise t_r mit 100 ns (Nanosekunden) gewählt würde, würde ω₁ gleich 10 Megaradian pro Sekunde sein, was etwa 1,592 MHz äquivalent ist, ein Wert, der deutlich innerhalb des FCC Kompliance-Ban des von 400 kHz bis 30 MHz ist. Die Möglichkeit der Er zeugung dieses Beschleunigungspulses, der zur Folge hat, daß die Grundkomponente in das Kompliance-Band fällt, folgt aus der Tatsache, daß die Beschleunigungswicklung (T_1D in Fig. 1) über den Ausgang der in Fig. 1 gezeigten Vor schaltanordnung 10 geschaltet ist. Aufgrund dieser Neben schluß- oder Shuntschaltung (C₃ und T_1D) gestattet in der Drossel L_R des Schwingkreises 14 gespeicherte Energie, daß Strom von der Schaltvorrichtung Q₁ oder Q₂, die gesperrt bzw. ausgeschaltet wird, sehr schnell auf die Schaltvor richtung Q₁ oder Q₂, die ein- bzw. durchgeschaltet wird, übertragen wird. Dieser schnelle Übergang von Strom würde eine relativ große Änderungsgeschwindigkeit der Spannung (dv/dt) zur Folge haben, aus der somit die Erzeugung von EMI in dem Kompliance-Band resultiert.

In Fig. 2 ist eine elektronische Vorschaltanord nung für eine Gasentladungslampe, wie beispielsweise eine kompakte Leuchtstofflampe, gezeigt und allgemein mit 20 be zeichnet. Die Elemente in Fig. 2 und den weiteren Figuren, die Bezugszahlen haben, die denjenigen in Fig. 1 entspre chen, bezeichnen gleiche oder entsprechende Elemente. So ist beispielsweise die Beschreibung des DC Sperrkondensa tors C₂ oder der Schwingdrossel L_R in Fig. 2 in der vor stehenden Beschreibung der gleich bezeichneten Teile in Fig. 1 enthalten.

Die elektronische Vorschaltanordnung 20 gemäß Fig. 2 verwendet nicht den Transformator T₁ gemäß Fig. 1 und seine vier Wicklungen T_1A-T_1D; sie verwendet auch nicht die Zehner-Diodenpaare Z_D1 und Z_D2 und die zugeordneten Wi derstände R₃ und R₄, die in der Schaltung zum Steuern der Gates g₁ und g₂ der MOSFET-Schalter Q₁ und Q₂ vorgesehen sind. Wie vorstehend beschrieben ist, sorgt die vorste hende, nun weggelassene Schaltungsanordnung für eine selbst-schwingende Rückführungssteuerung der Leistungs-MOS-FET-Schal ter Q₁ und Q₂ in Fig. 1. Diese Funktion wird statt dessen in Fig. 2 mit elektronischen Komponenten im plementiert, wobei der größere Teil davon auf zweckmäßige Weise in eine integrierte Schaltung inkorporiert werden kann, um den Betrieb der Vorschaltanordnung 20 zu steuern.

In Fig. 2 wird eine Phasensteuerung zum Steuern des abwechselnden Schaltens der MOSFET Schalter Q₁ und Q₂ durch eine Phasensteuerschaltung 30 geliefert. Ein Kompara tor 32 in der Schaltung 30 empfängt an seinem nicht-inver tierenden Eingang eine Spannung V₊, die eine Rückführungs spannung V_F ist, die proportional zum Strom in der Lampe 12 ist. Wie gestrichelt gezeigt ist, führen zwei alternative Leiter 40 und 42 von der Lampe 12 weg. Es wird jeweils ei ner dieser Leiter verwendet, während der andere weggelassen wird. Der Leiter 40 wird vorzugsweise für eine relativ gleiche Eingangsgleichspannung zur Schaltung 20 benutzt, beispielsweise 160 Volt, wogegen der Leiter 42 vorzugsweise für eine relativ hohe Eingangsgleichspannung, von bei spielsweise 300 Volt, benutzt wird. In jedem Falle haben der Strom, der durch einen Widerstand 44 geleitet wird, und die entstehende Spannung über diesem Widerstand die gleiche Phase wie der Strom in der Lampe 12. Die Rückführungsspan nung V_F wird von der Spannung über dem Widerstand 44 über einen DC Sperrkondensator 45 abgeleitet. Die Rückführungs spannung V_F hat üblicherweise eine etwa (oder wenigstens ähnliche) sinusförmige Kurvenform, wie es in Fig. 2 ge zeigt ist. Die Spannung V_F ist etwa symmetrisch zu der Nullspannungsachse oder Erde und kann, wenn notwendig, mit einer Gleichspannungsversetzung (Offset) versehen sein, be vor sie in den Komparator 32 eingegeben wird. (Eine derar tige Versetzung (Offset) kann üblicherweise erforderlich sein, damit der Komparator 32 in seinem üblichen Eingangs bereich richtig arbeitet, wenn er in einer integrierten Schaltung enthalten ist, die eine Spannungsversorgung mit nur einer Polarität hat).

Eine Spannungsteilerschaltung in der Phasensteuer schaltung 30, die einen geerdeten Widerstand, der mit R₀ bezeichnet ist, und einen mit 200R₀ bezeichneten enthält, liefert eine Gleichspannungs-Versetzung (DC-Offset) zu der Rückführungsspannung V_F, die als eine nicht-invertierende Spannung V₊ von dem Komparator 32 empfangen wird. Der Wert des Widerstandes R₀ ist eine gewisse Konstante, beispiels weise 10 kOhm, und der Wert des Widerstandes 200R₀ ist 200 mal höher. Wenn die DC-Eingangsspannung in die Schaltung 20 beispielsweise 300 Volt beträgt, beträgt der DC Offset der Spannung V₊:

Der vorgenannte Wert oder der DC Offset der Span nung V₊ beträgt etwa 1,5 Volt.

In der Phasensteuerschaltung 30 ist gleichzeitig eine Schaltungsanordnung vorgesehen zum Erzeugen einer Spannung V_- an dem invertierenden Eingang des Komparators 32. Die Spannung V_- nähert eine Dreieckswelle an, die einen DC Offset haben kann, wie es in Fig. 2 angegeben ist. Es ist die Spannung auf einem Kondensator 34, die von der DC Eingangsspannung über einen Widerstand 100R₀ aufgeladen wird, wenn ein einpoliger Schalter 36 eingeschaltet (oder leitend) ist, und über einen Widerstand R₀′ entladen wird, wenn der Schalter 36 ausgeschaltet (oder nicht-leitend) ist. Der Widerstand R₀′ hat den gleichen Wert wie der Wi derstand R₀. Der Leitfähigkeitszustand des Schalters 36 hängt von der Ausgangsspannung V₀ des Komparators 32 ab, vorzugsweise mit einer leichten Verzögerung, wie es durch den Block 37 angegeben ist. Die Arbeitsweise des Schalters 36 wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 3 erläutert.

Fig. 3 zeigt Spannungskurven für die Komparator-Ein gangsspannungen V₊ und V_- auf der gleichen Spannungs skala und zeigt eine DC Offset-Spannung, die für beide Spannungen V₊ und V_- als gleich angenommen ist. Fig. 3 zeigt auch ein Hoch/Tief-Zustandsdiagramm für die Kompara tor-Ausgangsspannung V₀ und ein Ein/Aus-Zustandsdiagramm für den Schalter 36; diese Zustandsdiagramme haben willkür liche vertikale Skalen relativ zu den Komparator-Eingangs spannungen V₊ und V_-. Bezüglich der Arbeitsweise des Schal ters 36 schaltet die Komparator-Ausgangsspannung V₀ zur Zeit t₁ von einem Hoch-Zustand zu einem Tief-Zustand um. Jedoch tritt vorzugsweise eine leichte Verzögerung (z. B. 100 Mikrosekunden), die durch den Verzögerungsblock 37 (Fig. 2) geliefert wird, in dem Intervall zwischen den Zeiten t₁ und t₂ auf, bevor der Schalter 36 in einen Aus-Zustand geschaltet wird. Eine derartige Verzögerung tritt auch in dem Intervall zwischen den Zeiten t₃ und t₄ usw. jedesmal dann auf, wenn der Komparatorausgang seinen Zu stand ändert; derartige Verzögerungen dienen dazu, eine stabile Änderung des Ausgangszustandes des Komparators sicherzustellen oder, mit anderen Worten, den Komparator mit Rauschimmunität zu versehen.

Der Schalter 36 kann als ein n-Kanal MOSFET 36 des Anreicherungstyps implementiert sein, der im Detail in Fig. 4 gezeigt ist. Der Verzögerungsblock 37 hat geeigneter weise einen üblichen Aufbau.

Es wird nun insbesondere auf die Eingangskurven V₊ und V_- des Komparators Bezug genommen; der DC Offset der angenähert dreieckförmigen Kurve V_- wird durch eine Span nungsteilerschaltung bestimmt, die den Widerstand R₀′ und den Widerstand 100R₀ enthält. Unter der Annahme, daß die Eingangsgleichspannung in die Schaltungsanordnung 20 bei spielsweise 300 Volt beträgt, und unter der weiteren An nahme, daß das Tastverhältnis des Schalters 36 0,5 oder ½ beträgt, ist der DC Offset der Spannung V_- durch die fol gende Formel definiert:

Wenn R₀ = R₀′ ist, beträgt der vorgenannte Wert oder der DC Offset der Spannung V_- etwa 1,5 Volt und ist etwa der gleiche wie der DC Offset der Spannung V₊, der oben in bezug auf Gleichung 2 beschrieben ist. Das Tastver hältnis des Schalters 36 sollte etwa ½ betragen, so daß die positiven und negativen Ausschläge des Stroms durch die Lampe 12 etwa symmetrisch zueinander sind um das Erdpoten tial, obwohl sie zeitlich in bezug zueinander verschoben sind.

Wie in Fig. 3 gezeigt ist, nähert die Komparator-Ein gangskurve V_- eine dreieckige Kurve an. Ihre ansteigende Flanke wird durch Auswahl des Widerstandes 100R₀ und des Kondensators 34 (siehe Fig. 2) eingestellt. Ihre ab fallende Flanke wird durch Auswahl des Widerstandes R₀′ und des Kondensators 34 eingestellt. Vorzugsweise sind die an steigenden und abfallenden Flanken der Spannung V₊ ein etwa linearer Teil der Anstiege und Abfälle in der Spannung des Kondensators 34, die exponential sind; z. B. innerhalb des ersten Viertels der entsprechenden Zeitkonstanten zum Laden und Entladen des Kondensators. Dies stellt sicher, daß bei spielsweise zur Zeit t₁ in Fig. 3 die Eingangsspannung V₊ die Größe der Eingangsspannung V_- deutlich übertrifft, so daß der Komparator 32 sicher seinen Ausgangszustand in einen tiefen Wert ändert; wenn dagegen die Kurve V_- zur Zeit t₁ abgerundet wäre zu einer Steigung mit mehreren Wer ten, würde die gewünschte Änderung des Ausgangszustandes des Komparators mit einer kleineren Bestimmtheit auftreten. (Die Erfindung würde jedoch arbeiten, selbst wenn die Span nung V_- von einem überwiegend positiv werdenden Abschnitt und einem überwiegend negativ werdenden Abschnitt gebildet ist, solange der folgende Komparatorbetrieb auftritt.)

Gemäß der Arbeitsweise des Komparators 32 (siehe Fig. 2) wechselt der Komparatorausgang V₀ von einem hohen Pegel zu einem tiefen Pegel, wenn die Eingangsspannung V_- die Eingangsspannung V₊ überschreitet, wie es zur Zeit t₁ in Fig. 3 gezeigt ist, und wechselt von einem tiefen Pegel zu einem hohen Pegel, wenn die Eingangsspannung V₊ die Ein gangsspannung V_- überschreitet, wie es zur Zeit t₃ in Fig. 3 gezeigt ist. Die Ausgangsgröße des Komparators 32 kann alternativ dadurch beschrieben werden, daß sie ihre Pegel immer dann ändert, wenn der Absolutwert des Wechselspan nungsanteils der Spannung V_- höher wird als der Absolutwert des Wechselspannungsanteils der Spannung V₊, wobei der fol gende Zustand erfüllt ist: sowohl die Kurve für die Span nung V_- als auch die Kurve für die Spannung V₊ haben Aus schläge über einer Bezugsachse der Stärke, die im wesentli chen Spiegelbilder für ihre Ausschläge unterhalb dieser Be zugsachse sind, obwohl sie zeitlich in bezug zueinander verschoben sind.

Die Ausgangsspannung V₀ des Komparators wird übli cherweise eine Phasenvoreilung von beispielsweise 20° ha ben, um die Phasennacheilung von beispielsweise 20° aus zugleichen, die in der Vorschaltanordnung 20 (siehe Fig. 2) zwischen den Leistungsschaltern Q₁ und Q₂, und dem Stromabtastwiderstand 44 auftritt. Allgemeiner gesprochen, könnte jedoch die Phasenvoreilung der Komparator-Ausgangs spannung V₀ zusätzlich 360° oder Vielfache von 360° Phasen voreilung haben. Die Komparator-Ausgangsspannung V₀ enthält die notwendige Phaseninformation, um den Betrieb der Lei stungs-MOSFET-Schalter Q₁ und Q₂ zu steuern, wie es nach folgend näher beschrieben wird.

Aus den vorstehenden Gleichungen 2 und 3 kann ent nommen werden, daß die DC Offsets der Spannungen V₊ und V_- (siehe Fig. 3) etwa die gleichen sind, z. B. beide etwa 1,5 Volt, wenn die DC Eingangsspannung 300 Volt beträgt. Die DC Offsets sind so gewählt, daß der Komparator 32 in seinem üblichen Modus arbeitet. Die DC Offsets können verändert werden, indem beispielsweise die Widerstände 100R₀ und 200R₀ in der Phasensteuerschaltung 30 proportional verän dert werden. Somit kann aus den obigen Gleichungen 1 und 2 beispielsweise entnommen werden, daß die DC Offsets etwa verdoppelt werden können, indem die Werte der Widerstände 100R₀ und 200R₀ auf 50R₀ bzw. 100R₀ verkleinert werden.

In vorteilhafter Weise kann unter Verwendung der Phasensteuerschaltung 30 gemäß Fig. 2 der Leistungspegel der Lampe 12 eingestellt werden, indem die ansteigenden und abfallenden Flanken der Spannung V_- verändert werden. Indem die Flanken bzw. Steigungen steiler gemacht werden, ändert sich der Komparatorausgang früher, wodurch die Frequenz an steigt, wie es aus Fig. 3 deutlich wird, wodurch der Lei stungspegel der Lampe verkleinert wird. Dies kann dadurch erfolgen, daß die RC Zeitkonstante für die Lade- und Entla depfade für den Kondensator 34 verkleinert wird. Beispiels weise hat die Wahl eines kleineren Kapazitätswertes für den Kondensator 34 zur Folge, daß sich dieser Kondensator schneller lädt und entlädt (und demzufolge steilere An stiege für die Spannung V_- in Fig. 3 hat). Es kann auch dadurch erfolgen, daß die Werte der Lade- und Entladewider stände für den Kondensator verändert werden, die in Fig. 2 mit 100R₀ und R₀′ bezeichnet sind.

Aus Fig. 2 geht weiterhin hervor, daß die Kompara tor-Ausgangsspannung V₀ von einer Phasenteiler-, Totzeit- & Pegelschieberschaltung 50 empfangen wird, die nachfolgend in Verbindung mit Fig. 5 beschrieben wird. Die Schaltung 50 liefert entsprechende Signale auf Leitungen 50A und 50B, die auf entsprechende Weise von üblichen Puffern 70 und 72 empfangen werden. Diese Puffer werden dazu benutzt, die Ga tes der MOSFET-Schalter Q₁ und Q₂ mit einer niedrigen Impe danz zu treiben und ersetzen somit beispielsweise die Funk tion der Beschleunigungspulse, die oben in Verbindung mit der bekannten Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 beschrieben sind.

Fig. 5 zeigt ein Beispiel einer Implementation der Phasenteiler-, Totzeit- & Pegelschieberschaltung 50 in Fig. 2. Fig. 5 zeigt, daß die Komparator-Ausgangsspannung V₀ an eine Totzeitschaltung 60 angelegt wird, von der eine Implementation in Fig. 6 gezeigt ist. Wie dort gezeigt ist, empfängt eine einen Widerstand 63 und einen Kondensa tor 65 enthaltende Schaltungsanordnung die Komparator-Aus gangsspannung V₀ und liefert eine verzögerte Eingangsgröße, die als Spannung V₆₅ gezeigt ist, an ein logisches NOT Gat ter 67. Das Gatter 67 ist ein Typ mit Hysterese, wie es durch die Hysterese-Notation in dem Symbol für das Gatter 67 angegeben ist, wodurch seine Eingangs-Schwellenwertspan nung eine Funktion des Zustandes seiner Ausgangsspannung ist. Das Gatter 67 erzeugt eine Ausgangsspannung V₆₀, die Übergänge in der entgegengesetzten Weise von der Kompara tor-Ausgangsspannung V₀ hat, aber nur nach entsprechenden Verzögerungs-(oder Totzeit)-Intervallen 61. Ein typisches Verzögerungsintervall 61 für eine bei einer Frequenz von 60 kHz arbeitenden Lampe ist eine Mikrosekunde.

Gemäß Fig. 5 wird die Ausgangsspannung V₆₀ der Totzeitschaltung dann in ein logisches AND Gatter 51 einge geben. Die andere Eingangsgröße in das Gatter 51 ist die Ausgangsgröße des logischen NOT Gatters 52, das die Kompa rator-Ausgangsspannung V₀ invertiert. Die Ausgangsgröße des AND Gatters 51, d. h. die Spannung V₅₁, ist in Fig. 5 ge zeigt. Die Ausgangsspannung V₅₁ wird dann durch eine übli che Pegelschieberschaltung 54 im Pegel verschoben, um ein geeignetes Signal auf dem Leiter 50A zu liefern, um das Gate des oberen MOSFET Q₂ in Fig. 2 zu treiben, nachdem es durch den Puffer 70 (Fig. 2) hindurchgetreten ist.

Um das Gate des unteren MOSFET Q₁ in Fig. 2 zu treiben, wird eine Gate-Treiberspannung V₅₈ durch die Schaltungsanordnung in Fig. 5 erzeugt. Um dies zu errei chen, invertiert ein logisches NOT Gatter 56 zunächst die Ausgangsspannung V₆₀ der Totzeitschaltung und legt dann die dadurch entstehende Spannung als eine Eingangsgröße an das logische AND Gatter 58 an. Die andere Eingangsgröße in das AND Gatter 58 ist die Komparator-Ausgangsspannung V₀. Auf grund der Einfügung des NOT Gatters 56 erscheint die Gate-Treiber-Ausgangsspannung V₅₈ des AND Gatters 58, wie sie in der Figur gezeigt ist, wobei ihre Phase 180° von der Phase des Gate-Treibersignals V₅₁ verschoben ist. Dies realisiert die Phasenteilerfunktion der Schaltungsanordnung 50.

Wie weiterhin in Fig. 5 gezeigt ist, sind die Hoch-Zustände des Gate-Treibersignals V₅₈ von den Hoch-Zu ständen des Gate-Treibersignals V₅₁ sowohl auf den vorderen als auch auf den hinteren Seiten durch Totzeit-Intervalle 61 getrennt. Dies stellt einen Hochgeschwindigkeitsbetrieb der MOSFET Schalter Q₁ und Q₂ sicher, da sogenannte weiche Schalttechniken (z. B. Nullspannungs-Umschaltung) verwendet werden können.

Die verschiedenen Funktionen der Phasenteiler-, Totzeit- & Pegelschieberschaltung 50 gemäß den Fig. 2 und 5 und auch die Funktion der Puffer 70 und 72 in Fig. 2 können von dem Fachmann ohne weiteres implementiert werden. Beispielsweise könnte ein IR2155 selbst-schwingender Lei stungs-MOSFET/IGBT-Gatetreiber von International Rectifier of El Segundo, Kalifornien, benutzt werden mit den Verbin dungen, die für "bootstrap operation" in ihrem Provisional Data Sheet 6.029 vom 13. Januar 1994 dargestellt sind. Mit dem vorgenannten Gate-Treiber kann der sogenannte RT Ein gang offengelassen werden und die vorliegende Komparator-Aus gangsspannung V₀ kann an den sogenannten CT Eingang des Gate-Treibers angelegt werden. Jedoch ist die Möglichkeit zum Einstellen der Totzeit der vorliegenden Totzeitschal tung 60 gemäß den Fig. 5 und 6 bei der Verwendung des vorgenannten Gate-Treibers nicht vorhanden.

Beispielhafte Schaltungswerte für eine Schaltung für eine 20-Watt-Leuchtstofflampe 12 mit einem Betriebs strom von 50 kHz bei einer Eingangsgleichspannung von 300 Volt sind wie folgt: In Fig. 2, Widerstandswert R₀ (oder R₀′) 6,2 kOhm; Kondensator 34, 3,3 nF; Verzögerungsschal tung 37, eine Mikrosekunde Verzögerung; Schwingdrossel L_R, 750 µH; Schwingkondensator C_R′ 6,8 nF; Gleichspannungs-Sperr kondensator C₂, 0,47 µF; Widerstand 44, 1,5 Ohm; Gleichspannungs-Sperrkondensator 45, 0,5 µF; in Fig. 6, Widerstand 63 und Kondensator 65 sind so gewählt, daß sie ein Verzögerungsintervall 61 von einer Mikrosekunde lie fern.

Zusammenfassend wurde vorstehend eine Vorschaltan ordnung für eine Gasentladungslampe beschrieben, die zum Steuern von zwei Leistungsschaltern eine selbstschwingende Rückführungsschaltung enthält, deren Komponenten in Fest körper- bzw. Halbleiterform implementiert werden können im Gegensatz zur Verwendung von einem magnetischen Transforma tor. Darüber hinaus kann der größere Teil der Komponenten der selbstschwingenden Rückführungsschaltung in vorteilhaf ter Weise in eine integrierte Schaltung inkorporiert wer den.

Es sind jedoch noch viele modifizierte oder abgeän derte Ausführungsbeispiele möglich. Beispielsweise können entweder elektrodenlose oder mit Elektroden versehene Gas entladungslampen in Verbindung mit der Erfindung benutzt werden.

Claims

1. Vorschaltanordnung für eine Gasentladungs lampe, enthaltend:

(a) eine Resonanzlastschaltung, die eine Gas entladungslampe (12) und erste und zweite Resonanzimpedan zen (L_R, C_R) enthält, deren Werte die Betriebsfrequenz der Resonanzlastschaltung bestimmen,
(b) eine Gleichspannungs/Wechselspannungs-Wand lerschaltung, die mit der Resonanzlastschaltung derart ver bunden ist, daß in der Resonanzlastschaltung ein Wechsel strom induzierbar ist, und die erste und zweite Schalter (Q₁, Q₂) enthält, die zwischen einem Busleiter auf einer Gleichspannung und Erde in Reihe geschaltet sind und die einen gemeinsamen Knoten aufweisen, durch den der bidirek tionale Laststrom fließt, und
(c) eine Rückführungsanordnung zum regenerati ven Steuern der ersten und zweiten Schalter (Q₁, Q₂), wobei die Rückführungsanordnung eine Schaltungsanordnung (42; 44) aufweist zum Abtasten des Wechselstroms in der Resonanz lastschaltung und zum Erzeugen eines Rückführungssignals (V_F bzw. V₊) im Verhältnis zu dem Wechselstrom, wobei die Rückführungsanordnung ferner enthält:
(i) eine Komparatorschaltung (32) zum Ver gleichen des Rückführungssignals (V₊) mit einem periodi schen Referenzsignal (V_-) und zum Erzeugen eines Kompara tor-Ausgangssignals (V₀), das seinen Zustand ändert, wenn ein erstes der verglichenen Signale (V₊, V_-) größer wird als das zweite der verglichenen Signale, und das ferner seinen Zustand ändert, wenn das zweite der verglichenen Si gnale dann größer wird als das erste verglichene Signal,
(ii) eine Schaltungsanordnung (34, 36) zum Erzeugen des periodischen Referenzsignals als Antwort auf das Komparator-Ausgangssignal (V₀) und
(iii) eine Konditionierschaltung (50), der das Komparator-Ausgangssignal (V₀) zugeführt ist, zum Steu ern der ersten und zweiten Schalter (Q₁, Q₂).

2. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, wobei die Konditionierschaltung (50) eine Totzeitschaltung (60) enthält zum Erzeugen eines Totzeitintervalls unmittelbar bevor der erste Schalter durchgeschaltet wird, wenn sowohl der erste als auch der zweite Schalter gesperrt sind, und unmittelbar bevor der zweite Schalter durchgeschaltet wird, wenn sowohl der erste als auch der zweite Schalter gesperrt sind.

3. Vorschaltanordnung nach Anspruch 2, wobei die Totzeitschaltung (60) Mittel enthält zum Wählen der Dauer der Totzeitintervalle aus einem Wahlbereich.

4. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, wobei die Schaltungsanordnung zum Erzeugen des periodischen Refe renzsignals Mittel enthält zum Wählen der Größe des Lampen stroms aus einem Wahlbereich.

5. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, wobei die Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines periodischen Re ferenzsignals eine im wesentlichen dreieckförmige Referenz kurve (V_-) erzeugt, deren Ausschläge über einer Referenz achse der Stärke im wesentlichen Spiegelbilder der Aus schläge des vorgenannten Signals unter der Referenzachse sind, obwohl sie in bezug zueinander zeitlich verschoben sind.

6. Vorschaltanordnung nach Anspruch 5, wobei:

(a) die Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines Rückführungssignals eine Rückführungskurve, deren Aus schläge über einer Referenzachse der Stärke im wesentlichen Spiegelbilder von Ausschlägen des Signals unter der vorge nannten Referenzachse sind, obwohl sie in bezug zueinander zeitlich verschoben sind, und
(b) die genannten Referenzachsen der Stärke des periodischen Referenzsignals und des Rückführungssignals etwa gleich zueinander sind.

7. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, wobei die Schaltungsanordnung zum Abfühlen des Wechselstroms in der Resonanzlastschaltung und zum Erzeugen eines Rückfüh rungssignals einen Widerstand (44) in der Resonanzlast schaltung enthält.

8. Vorschaltanordnung für eine Gasentladungs lampe, enthaltend:

(a) eine Resonanzlastschaltung, die eine Gas entladungslampe (12) und erste und zweite Resonanzimpedan zen (L_R, C_R) enthält, deren Werte die Betriebsfrequenz der Resonanzlastschaltung bestimmen,
(b) eine Gleichspannungs/Wechselspannungs-Wand lerschaltung, die mit der Resonanzlastschaltung derart ver bunden ist, daß in der Resonanzlastschaltung ein Wechsel strom induzierbar ist, und die erste und zweite Schalter (Q₁, Q₂) enthält, die zwischen einem Busleiter auf einer DC Busspannung und Erde in Reihe geschaltet sind und die einen gemeinsamen Knoten aufweisen, durch den der Lastwechsel strom fließt, und
(c) eine Rückführungsanordnung zum regenerati ven Steuern der ersten und zweiten Schalter (Q₁, Q₂), wobei die Rückführungsanordnung eine Schaltungsanordnung (42; 44) aufweist zum Abtasten des Wechselstroms in der Resonanz lastschaltung und zum Erzeugen eines Rückführungssignals (V_F bzw. V₊) im Verhältnis zu dem Wechselstrom, wobei die Rückführungsanordnung ferner enthält:
(i) eine Komparatorschaltung (32) zum Ver gleichen des Rückführungssignals (V₊) mit einem periodi schen Referenzsignal (V_-) und zum Erzeugen eines Kompara tor-Ausgangssignals (V₀), das seinen Zustand ändert, wenn ein erstes der verglichenen Signale (V₊, V_-) größer wird als das zweite der verglichenen Signale, und das ferner seinen Zustand ändert, wenn das zweite der verglichenen Si gnale dann größer wird als das erste verglichene Signal,
(ii) eine Schaltungsanordnung (34, 36) zum Erzeugen des periodischen Referenzsignals, die eine auf das Komparator-Ausgangssignal (V₀) ansprechende Schaltungsanord nung aufweist, die Übergänge von einem überwiegend größer werdenden Abschnitt zu einem überwiegend kleiner werdenden Abschnitt des periodischen Referenzsignals und umgekehrt erzeugt, und
(iii) eine Konditionierschaltung (50), der das Komparator-Ausgangssignal (V₀) zugeführt ist, zum Steu ern der ersten und zweiten Schalter (Q₁, Q₂).

9. Vorschaltanordnung nach Anspruch 8, wobei die Schaltungsanordnung zum Erzeugen des periodischen Refe renzsignals eine Verzögerungsschaltung (37) enthält zum Verzögern des Überganges zwischen dem überwiegend größer werdenden Abschnitt und dem überwiegend kleiner werdenden Abschnitt des periodischen Referenzsignals, um eine stabile Änderung des Ausgangszustandes der Komparatorschaltung sicherzustellen.

10. Vorschaltanordnung nach Anspruch 8, wobei die Konditionierschaltung (50) eine Totzeitschaltung (60) enthält zum Erzeugen eines Totzeitintervalls unmittelbar bevor der erste Schalter durchgeschaltet wird, wenn sowohl der erste als auch der zweite Schalter gesperrt sind, und unmittelbar bevor der zweite Schalter durchgeschaltet wird, wenn sowohl der erste als auch der zweite Schalter gesperrt sind.

11. Vorschaltanordnung nach Anspruch 10, wobei die Totzeitschaltung (60) Mittel enthält zum Wählen der Dauer der Totzeitintervalle aus einem Wahlbereich.

12. Vorschaltanordnung nach Anspruch 8, wobei die Schaltungsanordnung zum Erzeugen des periodischen Refe renzsignals Mittel enthält zum Wählen der Größe des Lampen stroms aus einem Wahlbereich.

13. Vorschaltanordnung nach Anspruch 8, wobei:

(a) die Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines Rückführungssignals eine Rückführungskurve, deren Aus schläge über einer Referenzachse der Stärke im wesentlichen Spiegelbilder von Ausschlägen des Signals unter der vorge nannten Referenzachse sind, obwohl sie in bezug zueinander zeitlich verschoben sind, und
(b) die Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines pe riodischen Referenzsignals eine im wesentlichen dreieckför mige Referenzkurve (V_-) erzeugt, deren Ausschläge über ei ner Referenzachse der Stärke im wesentlichen Spiegelbilder der dreieckförmigen Referenzkurve unter der Referenzachse sind, obwohl sie in bezug zueinander zeitlich verschoben sind, und
(c) die genannten Referenzachsen der Stärke des periodischen Referenzsignals und des Rückführungssignals etwa gleich zueinander sind.

14. Vorschaltanordnung nach Anspruch 8, wobei die Schaltungsanordnung zum Erzeugen des periodischen Refe renzsignals Mittel enthält zum Wählen der Größe des Lampen stroms aus einem Wahlbereich.

15. Vorschaltanordnung nach Anspruch 8, wobei die Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines periodischen Re ferenzsignals enthält:

(a) einen Kondensator (34), dessen Spannung das periodische Referenzsignal (V_-) bildet,
(b) einen Widerstand (R₀′), von dem das eine Ende mit dem Kondensator (34) und von dem das andere Ende mit dem Busleiter verbunden ist, und
(c) einen Schalter (36), der zwischen dem Kon densator (34) und dem Widerstand (R₀′) in Reihe geschaltet ist und dessen Schaltzustand auf das Komparator-Ausgangssi gnal (V₀) anspricht.

16. Vorschaltanordnung nach 15, wobei die Schal tungsanordnung zum Erzeugen eines periodischen Referenzsi gnals ferner eine Verzögerungsschaltung enthält zum Verzö gern der Durchschaltung des Schalters (34), der zwischen dem Kondensator und dem Widerstand geschaltet ist, als Ant wort auf das Komaprator-Ausgangssignal (V₀), um so eine sta bile Änderung des Ausgangszustandes der Komparatorschaltung sicherzustellen.

17. Elektronischer Transformator für miniaturi sierte Treiberkomponenten, enthaltend:
wenigstens einen aktiven Leistungs-Halblei ter (Q₁, Q₂), der Steueranschlüsse (g₁, g₂) aufweist,
eine elektronische Vorrichtung, die Trans formator-Funktionen aufweist, zum Treiben der Steueran schlüsse von dem wenigstens einen aktiven Leistungs-Halb leiter und
wobei die Transformator-Funktionen der elek tronischen Vorrichtungen enthalten:
komplementäre Treibermittel des wenigstens einen aktiven Leistungs-Halbleiters,
Stromfühlermittel zum Abfühlen eines Reso nanzlaststroms und
ein Totzeitintervall, das eine Nullspan nungs-Umschaltung gestattet.

18. Elektronischer Transformator nach Anspruch 17, wobei ein erste und ein zweiter aktiver Leistungs-Halb leiter (Q₁, Q₂) vorgesehen sind.

19. Elektronischer Transformator nach Anspruch 18, wobei Mittel zum Erzeugen eines Zeitintervalls vorgese hen sind, in dem die ersten und zweiten aktiven Leistungs-Halb leiter in einen Aus-Zustand gebracht sind, wobei das Zeitintervall als das Totzeitintervall definiert ist.