DE19654901A1 - Rückleistungsschutz-Schaltung - Google Patents

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf Schaltungen und Vorrichtun­ gen zum Schützen von Hochfrequenzgeräten ("HF") vor einer unbeabsichtigten Einspeisung von HF-Signalen hoher Leistung. Insbesondere ist die vorliegende Erfindung eine Rücklei­ stungsschutz-Begrenzer/Detektor-Schaltung ("RPP"-Begren­ zer/Detektor-Schaltung; RPP = reverse power protection). Das Relais ist ohne weiteres auf einer gedruckten Schaltungs­ platine ("PCB"; PCB = printed circuit board) montierbar und arbeitet zuverlässig bis zu näherungsweise 5 GHz. Die RPP-Begrenzer/Detektor-Schaltung arbeitet gut bis zu 4 GHz.

Es ist möglich, daß HF-Geräte, wie z. B. Signalgeneratoren, Spektrumanalysatoren, Netzwerkanalysatoren und Meßempfänger Hochleistungs-HF-Signalen von 50 Watt oder mehr ausgesetzt sind, wenn derartige Signale unbeabsichtigt an ein externes Signaltor der Geräte angelegt werden. Der empfindliche inne­ re Schaltungsaufbau dieser Geräte kann beschädigt werden, wenn er solchen Hochleistungssignalen ausgesetzt wird. Um den inneren Schaltungsaufbau zu schützen, werden RPP-Begren­ zer/Detektor-Schaltungen und Relais verwendet.

Typischerweise ermöglichen Begrenzungsdioden mit einer vor­ bestimmten Vorspannungsspannung, die als Nebenschlüsse mit dem externen Signaltor gekoppelt sind, nominelle Signalpegel in eine Vorwärtsrichtung, begrenzen jedoch jede Rücksignal­ eingabe auf den vorbestimmten Spannungspegel. Die Größe der Dioden ist durch die Notwendigkeit begrenzt, Impedanzen ent­ lang des Signalwegs anzupassen, wodurch eine Signalreflexion und eine resultierende Signalverschlechterung über den Be­ triebsfrequenzbereich minimiert wird. Kleine Dioden weisen nur eine kleine Kapazität auf und beeinflussen daher die Ge­ samtimpedanz der Schaltung wenig. Aufgrund ihrer geringen Größe können diese Dioden den inneren Schaltungsaufbau nur für eine kurze Zeit vor Hochleistungssignalen schützen. Nach dieser kurzen Zeit fallen die Dioden aus, was das Gerät dem Hochleistungs-HF-Signal aussetzt.

Um den Schutz des inneren Schaltungsaufbaus des HF-Geräts zu erhöhen, wird ein Relais in den Signalweg zwischen dem HF- Ausgangsverbinder und den Begrenzungsdioden plaziert. Norma­ lerweise ist das Relais geschlossen, was ermöglicht, daß Signale in jede Richtung fließen. Als Reaktion auf die Ein­ speisung eines Rückleistungssignals über einer vorbestimmten Schwelle wird die Öffnung des Relais durch eine RPP-Begren­ zer/Detektorschaltung ausgelöst. Das offene Relais bewahrt die Begrenzungsdioden und den inneren Schaltungsaufbau vor einer Beschädigung.

Die Begrenzungsdioden liefern eine Zwischenzeitperiode zum Schützen des inneren Schaltungsaufbaus, während der Rücklei­ stungsstoß durch die RPP-Begrenzer/Detektorschaltung erfaßt wird und das Relais geöffnet wird. Die Dioden, das Relais und die Koppelkondensatoren desselben, sowie die RPP-Begren­ zer/Detektor-Schaltung müssen zusammen die Impedanz des HF- Geräts exakt anpassen, um eine Signalreflexion und eine zu­ geordnete Signalverschlechterung während des normalen Be­ triebs zu vermeiden.

Bekannte RPP-Begrenzer/Detektorschaltungen und Relais ver­ wenden Mikrostreifen-Übertragungsleitungen sowohl für die Dioden als auch die Übertragungsleitungsstrukturen. Die Rei­ heninduktivität, die durch die längliche Verbindung zwischen den Oberflächen-montierten Dioden und der Masseebene erzeugt werden, legen die obere Frequenzgrenze dieser Mikrostreifen­ entwürfe aus gedruckten Schaltungen auf näherungsweise 3,5 GHz fest. Um RPP-Begrenzer/Detektorschaltungen herzustellen, die bei Frequenzen über 4 GHz funktionsfähig sind, muß die Weglänge auf Masse reduziert sein. Dies wurde früher er­ reicht, indem ein dünnes Schaltungsmaterial und ein Mikro­ schaltungsentwurf verwendet wurden, bei dem der Diodenchip auf den Mikrostreifen gebondet wurde. Derartige Mikroschal­ tungen sind typischerweise aufwendiger als PCBs und werden nur verwendet, wenn das gewünschte Verhalten nicht auf eine andere Art erreicht werden kann. Selbst die besten bekannten RPP-Begrenzer/Detektorschaltungen und Relais unter Verwen­ dung von Dickfilm-Mikroschaltungen und Drahtverbindungen arbeiten über 2 GHz relativ schlecht, wobei dieselben einen reduzierten Leistungsschutz bei diesen höheren Frequenzen liefern und dies bei relativ hohen Kosten.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Rückleistungsschutzschaltung zu schaffen, die einen guten Schutz von internen Schaltungen eines HF-Geräts in Frequenz­ bereichen über 2 GHz bei relativ geringen Kosten liefern.

Diese Aufgabe wird durch eine Rückleistungsschutzschaltung gemäß Anspruch 1 gelöst.

Ein erstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung weist eine sehr schnelle RPP-Begrenzer/Detektor­ schaltung auf. Die RPP-Begrenzer/Detektorschaltung, mit der das Relais gekoppelt ist, kann ein Rückleistungssignal sehr schnell erfassen und kann das Koaxialrelais innerhalb von 8 bis 10 Mikrosekunden (µs) bezüglich der Zuführung des Rück­ leistungssignals öffnen. Die Verwendung einer Hochspan­ nungs-Zenerdiode und von Hochspannungstransistoren in der RPP-Begrenzer/Detektorschaltung ermöglichen diese schnelle Ansprechzeit.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeich­ nungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1a und 1b eine Seiten- bzw. eine Querschnitt-Ansicht der Metallröhre, die bei einem Relais verwendet ist;

Fig. 2 eine Seitenquerschnittansicht des Spulenhalters, der bei dem Relais verwendet ist;

Fig. 3 eine Seitenquerschnittansicht des fertigen Relais;

Fig. 4 eine Querschnittansicht einer koplanaren Wellenlei­ ter-Übertragungsleitung;

Fig. 5 eine Draufsicht des Koplanar-Wellenleiters und der PBC-Anordnung, die bei der vorliegenden Erfindung verwendet ist; und

Fig. 6a und 6b schematische Darstellungen der RPP-Schal­ tung, die bei der vorliegenden Erfindung verwendet ist.

Relais

Ein Koaxialrelais 10 (siehe Fig. 3), das hierin beschrieben ist, ist ein kostengünstiges Relais mit einer Anpassung ei­ ner Rückflußdämpfung von 20 dB und einem VSWR von 1,22 : 1 (VSWR = voltage standing wave ratio = Spannungsstehwellen­ verhältnis) bis zu 4 GHz und darüber hinaus. Das Relais 10 behält die Charakteristika einer 50Ω -Übertragungsleitung bis zu 4 GHz und darüber hinaus, wenn dasselbe auf einer PCB oberflächenmontiert ist. Wenn das Relais 10 mit einer RPP- Begrenzer/Detektor-Schaltung 100 (siehe Fig. 6a und 6b) gekoppelt ist, kann dasselbe innerhalb von 6 Mikrosekunden ("µs") geöffnet werden.

Um diese Verhaltenscharakteristika zu erreichen, muß die Verbindung der äußeren Abschirmung des Relais 10 sorgfältig an die PCB angepaßt werden. Eine Verbindung geringer Impe­ danz zwischen der äußeren Abschirmung 12 (siehe Fig. 1a) des Relais 10 ist möglich, indem zwei Abschirmungskontakte 14 von jedem Ende der Relaisabschirmung 12 herausstehen sind. Diese werden direkt auf die PCB gelötet.

Bei zumindest einem bekannten Relais ist eine Folienabschir­ mung um den Glas-Reed-Schalter gewickelt, der verwendet ist, um das Relais zu öffnen und zu schließen. Die Folie ließ Luftlücken um die Vollglasenden des Reed-Schalters, was Im­ pedanzschwankungen unter unterschiedlichen Relais zur Folge hatte. Dies wurde teilweise durch die Verwendung einer ela­ stischen leitfähigen Röhre anstelle der Folienabschirmung gelöst, wie in dem U.S.-Patent 5,258,731 gelehrt wird. Frü­ her bekannte PCB-Relais wiesen ferner eine lange Anschluß­ leitung an jedem Ende für die koaxiale Masseverbindung auf. Die erhöhte Masseimpedanz, die durch die langen Anschlußlei­ tungen bewirkt wurde, hatte eine Verhaltensverschlechterung über 2 GHz zur Folge.

Das Relais 10 (siehe Fig. 3) ist durch das Erzeugen einer Tiefpaßfilterstruktur mit gestufter Impedanz gebildet. Der Reed-Schalter 16 ist derart gebildet, daß der Reed-Schal­ ter-Draht 18 vollständig an beiden Enden des Reed-Schalters 16 in Glas eingeschlossen ist. In der Mitte des Reed-Schal­ ters 16 sind die Kontakte von Luft umgeben. Abschnitte 21, in denen der Reed-Schalter-Draht 18 durch Glas eingekapselt ist, bilden eine niederohmige Übertragungsleitung. Ein Ab­ schnitt 23, in dem der Reed-Schalter-Draht 18 von Luft umge­ ben ist, bildet eine hochohmige Übertragungsleitung. Folg­ lich weist der Reed-Schalter 16 einen niederohmigen Ab­ schnitt 21, einen hochohmigen Abschnitt 23 und einen zweiten niederohmigen Abschnitt 21 auf. Die Reihe von Abschnitten bildet ein Tiefpaßfilter.

Der Impedanzwert der niederohmigen Abschnitte 21 muß von einem Relais zum nächsten konsistent sein. Daher ist, wie in dem U.S.-Patent 5,258,731, eine leitfähige elastische Röhre 25 verwendet, um den Glas-Reed-Schalter 16 abzudecken. Die Röhre 25 paßt sich formmäßig dem Schalter 16 an und mini­ miert jede potentielle Luftlücke, was einen konsistenten äußeren Abschirmungsdurchmesser erzeugt, was einen konsi­ stenten Impedanzwert zur Folge hat.

Um das Relais zusammenzubauen, wird die Metallröhre 12 (siehe Fig. 1a und 1b) aus Messing und Zinn, plattiert mit zwei Massekontakten 14 an beiden Enden der Röhre 12, gebil­ det. Ein Schlitz 35 wird durch die Länge der Röhre 12 ge­ schnitten und verhindert, daß die Röhre 12 eine kurzge­ schlossene Wicklung wird, was einen Stromfluß in der Röhre 12 verhindert und die Öffnungszeit des fertigen Relais redu­ ziert. Wenn kein Stromfluß vorliegt, kann das magnetische Feld, das die Kontaktdrähte zusammenhält, nicht beibehalten werden, wobei sich das Relais öffnet. Eine elastische Röhre 25 (siehe Fig. 3), im wesentlichen identisch zu der, die in dem U.S.-Patent 5,258,731 beschrieben ist, wird in der Röhre 12 plaziert. Der Glas-Reed-Schalter 16 wird dann in die kom­ binierte Anordnung der Metallröhre 12 und der elastischen Röhre 25 gedrückt. Eine Magnetspulen- und Spulenhalter-An­ ordnung 41 (siehe Fig. 2 und 3) wird dann innerhalb eines Kunststoffgehäuses 51 plaziert. Die Kombination des Reed- Schalters 16, der elastischen Röhre 25 und der Metallröhre 12 wird durch ein Loch 35 in dem Kunststoffgehäuse 51 und durch ein Loch 43 in dem Spulenhalter 41 eingebracht, bis dieselbe in der Gehäuse/Spulenhalter-Anordnung zentriert ist. Die fertige Anordnung wird dann unter Verwendung einer bekannten Epoxidverbindung eingekapselt, um zu verhindern, daß sich die verschiedenen Komponenten positionsmäßig ver­ schieben. Um den Zusammenbau des Relais abzuschließen, wer­ den dünne isolierende Beilagscheiben 55, die aus Kapton be­ stehen, über jedem Ende der elastischen Röhre 25 plaziert, um zu verhindern, daß die Röhre 25 einen Kurzschluß zu dem mittleren Leiter des PCB-Koplanarleiters (siehe Fig. 3) her­ stellt. Dieser Leiter muß so nahe wie möglich an das Relais verlängert werden, um die Induktivität der Verbindung zwi­ schen dem Relais und dem Leiter zu minimieren.

Das fertige Relais 10 kostet etwa $ 7,00 in der Massenher­ stellung, im Gegensatz zu Kosten von $ 130 des in dem U.S.- Patent 5,258,731 offenbarten Relais, liefert eine sehr gute 50Ω-Impedanzanpassung bis zu mindestens 5 GHz mit einem Rückflußdämpfung von 20 dB und kann auf einer PCB oberflä­ chenmontiert werden. Die Gehäusehöhe des fertiggestellten Relais ist ebenfalls kritisch für seine ordnungsgemäße Funk­ tionsfähigkeit. Indem die Höhe innerhalb einer vorbestimmten Höhe über und unter der PCB gehalten wird, ist die Erzeugung unerwünschter Moden in dem Durchlaßband des Relais besei­ tigt. Die zwei Massekontakte 14 ermöglichen einen guten Mas­ sekontakt und eine gute Impedanzanpassung zwischen der PCB und dem Relais 10. Genauso wichtig ist, daß dieselben das Ausgleichen des elektromagnetischen Feldes auf beiden Seiten des Koplanarwellenleiters erleichtern.

Rückleistungsschutz-Begrenzer /Detektorschaltung

Fig. 4 ist eine Seitenansicht einer Koplanarwellenleiter- Übertragungsleitung 70, die mit einem Mittelleiter 71, der von zwei Nasseebenen 73 umgeben ist, aufgebaut ist. Die Ko­ planarwellenleiter-Übertragungsleitung, die in Fig. 4 ge­ zeigt ist, ist bekannt und gleichartig zu der, die bei der vorliegenden Erfindung verwendet ist.

Fig. 5 zeigt die Koplanarwellenleiter-Übertragungsleitung und Abschnitte der RPP-Begrenzer/Detektorschaltung, die bei der vorliegenden Erfindung verwendet ist. Bei bekannten PCB-Herstellungsverfahren wird das leitfähige Material ge­ ätzt und dann aufplattiert. Um das gewünschte Verhalten bei der vorliegenden Erfindung zu erreichen, werden viel engere Verfahrenssteuerungen bei der Herstellung der PCB verwendet, als typischerweise bisher verwendet wurden. Dies ermöglicht viel engere Toleranzen. Bei dem bevorzugten Ausführungsbei­ spiel können die Breite des Leiters und der Masseebenen auf ± 12,7 µm (± 1/2 mil) gesteuert werden. Die Spurdicke und die Abstände zwischen den Masseebenen und den Spuren kann innerhalb ± 7,62 µm (± 3/10 mil) gesteuert werden. Der Lei­ ter 81 weist HF-Verbinder 87 und 89 an seinen jeweiligen En­ den auf. Der Abstand zwischen den Masseebenen 83 und dem Leiter 81 ändert sich entlang seiner Länge. Zwischen dem Verbinder 87 und dem Relais 10 verschmälert sich der Abstand von 482,6 µm (19 mil) an dem Verbinder 87 auf 304,8 µm (12 mil) an dem Relais 10. Der Abstand zwischen den Masseteil­ flächen 82 und dem Leiter 81 beträgt 292,10 µm (11,5 mil).

Dioden 85 sind in einer Umkehrvorspannungskonfiguration zwi­ schen den Mittelleiter 81 und die Masseebenen 83 geschaltet, so daß dieselben unter normalen Bedingungen nicht leiten und die Signalausgabe nicht beeinflussen. Die Kapazität der Dio­ den 85 muß angepaßt sein, derart, daß die Übertragungslei­ tung die ordnungsgemäße Impedanzanpassung beibehält. Das Machen der Diodenkapazität zu einem Teil einer Tiefpaßfil­ terstruktur ist eine Möglichkeit, diesen Anpassungsprozeß zu erleichtern. Ferner muß die Länge der Verbindung zwischen dem Leiter und der Masse einschließlich der Diodenweglänge so kurz wie möglich gehalten sein, um parasitäre Impedanzen zu minimieren. Unter der Voraussetzung dieser Beschränkungen müssen die Dioden 85 wechselsignalmäßig mit den Masseebenen 83 gekoppelt sein (AC-gekoppelt). Die AC-Verbindung muß eine gute Masseverbindung bis zu mindestens 4 GHz und vorzugswei­ se bis zu 5 GHz liefern.

Eine Masse-Teilfläche 82 auf beiden Seiten des Leiters 81 ist isoliert von dem Rest der Masseebenen 83. Die Teilflä­ chen 82 müssen so klein wie möglich gehalten sein, um die Ausbreitung unerwünschter Moden zu vermeiden. Eine Mehrzahl von Kondensatoren 86, wobei die Kondensatoren 86 unter­ schiedliche Werte aufweisen, sind zwischen die Masse-Teil­ flächen 82 und die Masseebenen 83 geschaltet. Der Wert der Kondensatoren 86 variiert von 51 Pikofarad ("pF") bis 680 pF. Jede Masse-Teilfläche weist ferner einen etwas unter­ schiedlichen Gesamtkapazitätswert, der dieselbe mit den Mas­ seebenen 83 koppelt, auf, um alle Resonanzen, die den Kon­ densatoren und der Ausbreitung unerwünschter Moden zugeord­ net sind, zu minimieren. Die Kondensatoren mit kleinerem Wert liefern eine Hochfrequenzerdung, während die Kondensa­ toren mit größerem Wert eine Niederfrequenzerdung liefern. Die exakten Werte der Kondensatoren können nach Bedarf für unterschiedliche Frequenzbereiche variiert werden. Die Mas­ se-Teilflächen 82 liegen einander ferner nicht direkt gegen­ über. Bekannte Verfahren sind verwendet, um den notwendigen lateralen Abstand zu berechnen. Da die Masse-Teilflächen selbst ebenfalls eine Resonanz zu der RPP-Schaltung hinzufü­ gen, sind die Masse-Teilflächen 82 so klein wie möglich ge­ halten.

Eine zusätzliche AC-Erdung zwischen den Masse-Teilflächen 82 und den Masseebenen 83 ist durch das Hinzufügen von Masse­ schichten (nicht dargestellt) in anderen inneren Ebenen der PCB vorgesehen. Viele Durchgangslöcher sind hinzugefügt, um alle zusätzlichen Masseschichten und die Masseebenen 83 mit­ einander zu koppeln. Nach dem Durchführen dieser Kopplung weisen die Masse-Teilflächen 82 einen parallelen Plattenkon­ densator, der mit den Masseebenen 83 auf der zweiten Schicht der PCB gebildet ist, auf. Diese Kombination der Masseebenen und Durchgangslöcher liefert eine exzellente Erdung bei Fre­ quenzen bis zu 4 GHz.

Die Massekontakte 14 (siehe Fig. 1a und 5) des Relais 10 sind direkt ohne die Verwendung von Durchgangslöchern an den Masseebenen 83 befestigt. Bei bekannten Rückleistungsschutz­ schaltungen koppeln schmale Kontaktstreifen die Masseverbin­ dungen des Relais mit der Mikrostreifenübertragungsleitung. Diese Kontaktstreifen fügten eine Induktivität hinzu und begrenzten das Hochfrequenzverhalten der Schaltung. Bei der vorliegenden Erfindung führt die direkte Kopplung des Relais mit den Masseebenen eine geringere Induktivität ein und ver­ bessert das Hochfrequenzverhalten.

Um zu verhindern, daß Masseungleichgewichte und Moden zwi­ schen den Masseebenen der Koplanarwellenleiter-Übertragungs­ leitung auftreten, koppeln schmale Riemen auf der Rückseite der Schaltungsplatine die Masseebenen miteinander.

Die Verbindung zwischen den SMA-Koaxialverbindern 87 und 89 und der PCB der vorliegenden Erfindung reduziert die Induk­ tivität verglichen mit dem Stand der Technik weiter, da der äußere Leiter des Koaxialverbinders direkt mit den Masseebe­ nen gekoppelt ist. Wie in den Fig. 5 und 6a und 6b gezeigt ist, koppeln Kondensatoren 91 die Abschnitte des Leiters 81 zwischen dem Relais 10 und den Dioden 85 miteinander. Dieselben wirken als Gleichstrom-Sperrkondensatoren und ermöglichen, daß eine höhere Gleichsignal-Spannung an den Eingang der RPP-Begrenzer/Detektorschaltung angelegt wird, ohne zu bewirken, daß die Schaltung auslöst. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die Kondensatoren 91 an ihren Seiten für eine ordnungsgemäße Impedanzanpassung angebracht.

Bezugnehmend nun auf Fig. 6a und 6b ist während des normalen Betriebs das Relais 10 geschlossen und ein Ausgangssignal bewegt sich von RF_IN zu RF_OUT. Bei einer Rückleistungs­ situation beginnen, wenn der Signalpegel auf der RF_OUT-Lei­ tung 6,2 Volt erreicht, die Spitzendioden 85. zu leiten, was die Spannung über Übergangsabsorbern ("Transorbs") 92 und 93 erhöht. Die Transorbs 92 und 93 und die Dioden 85 begrenzen den ankommenden Rückleistungssignalverlauf auf ± 7,7 Volt. Dieselben können für eine Millisekunde bis zu 600 Watt ab­ sorbieren. Der Vorspannungspunkt der Transorbs 92 und 93 ist so hoch wie möglich eingestellt. Dies beschleunigt die Schaltung und erhöht den Schutzpegel durch das Vorladen der Kapazität der Transorbs 92 und 93.

Während die Spannung über den Transorbs 92 und 93 zunimmt, erzeugt ein Spannungsteiler 101, der aus Widerständen 103, 104 und 105 besteht, ein Ausgangsspannungssignal, das an den negativen Eingang eines Komparators 110 angelegt wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird nur die positive Seite des Rückleistungssignals verwendet, um ein Eingangssignal zu der RPP-Begrenzer/Detektorschaltung zu liefern. Bei anderen Aus­ führungsbeispielen könnte ein ähnlicher Spitzendetektor ver­ wendet werden, um ausschließlich die negative Seite des Rückleistungssignals zu erfassen. Alternativ könnten beide Seiten des Rückleistungssignals erfaßt werden, indem sowohl ein Positiv- als auch ein Negativ-Spitzendetektor vorgesehen wird. Die Schaltung 120 liefert ein Temperatur-kompensier­ tes, sehr stabiles Spannungsschwellensignal zu dem positiven Eingang des Komparators 110. Wenn das Ausgangsspannungssig­ nal von dem Spannungsteiler 101 über die Schwellenspannung, die durch die Schaltung 120 geliefert wird, zunimmt, erfaßt der Komparator 110 die Zunahme und erzeugt, wenn dasselbe die Schwellenspannung überschreitet, ein tiefes Ausgangs­ signal. Die Schwellenspannung des Komparators 110 ist ober­ halb der Vorspannungsspannung auf den Transorbs 92 und 93 eingestellt. Je höher die Vorspannungsspannung auf den Transorbs 92 und 93 ist, desto stärker können dieselben vor­ geladen werden, was einen besseren Schutz vor elektrostati­ schen Entladungen ("ESD"-Schutz; ESD = electro-static dis­ charge) liefert. Das Ausgangssignal des Komparators 110 wird einem Setzen-Rücksetzen-Flip-Flop zugeführt, das aus NAND- Gattern 130 und 140 besteht. Wenn das Ausgangssignal des Flip-Flops einen hohen Pegel annimmt, nimmt das Ausgangssi­ gnal des NAND-Gatters 141 einen tiefen Pegel an. Dies wiede­ rum schaltet einen Transistor 151 an, der einen Transistor 153 ausschaltet. Das Ausschalten des Transistors 153 beendet einen Stromfluß durch die Spule des Relais 10, was dasselbe öffnet. Eine Zenerdiode 171, die eine sehr hohe Schwellen­ spannung von 160 Volt aufweist, ermöglicht, daß das Relais 10 sehr schnell öffnet. Je mehr Energie in dem elektrischen Feld der Diode 171 absorbiert wird, desto weniger Strom ist für einen Fluß in die magnetische Spule des Relais 10 ver­ fügbar. Da der Strom reduziert ist, ist das magnetische Feld abgeschwächt, was ermöglicht, daß die Kontakte schneller öffnen. Der gesamte Prozeß von der Zeit, zu der der Signal­ pegel ansteigt, zu der Zeit, zu der die Relaiskontakte öff­ nen, erfordert 8 bis 10 µs. Während der Zeit, die benötigt wird, damit das Relais öffnet, begrenzen die Transorbs 92 und 93 die Amplitude des Rückleistungssignals. Eine Ein­ impuls-Rücksetzschaltung 160 (one-shot reset circuit) be­ steht aus Komparatoren 161 und 163. Sobald das Relais 10 geöffnet hat, muß die RPP-Begrenzungs/Detektorschaltung ein Rücksetzsignal auf einer Rücksetzleitung 170 empfangen, um das Relais wieder zu schließen. Wenn das Rückleistungssi­ gnal, das bewirkt hat, daß das Relais 10 öffnet, noch vor­ liegt, ermöglicht die Einimpuls-Rücksetzschaltung 160, daß die RPP-Begrenzer/Detektorschaltung das Relais 10 wieder öffnet, selbst wenn das Rücksetzsignal fortlaufend aktiviert ist. Die Einimpuls-Rücksetzschaltung leitet nur einen schma­ len Puls zu dem Setzen-Rücksetzen-Flip-Flop der RPP-Begren­ zer/Detektorschaltung, jedesmal, wenn das Rücksetzsignal ak­ tiviert wird.

Die vorliegende Erfindung zeigte eine geringere Einfügedämp­ fung, eine höhere Frequenzantwort und eine bessere Impedanz­ anpassung gegenüber bekannten gedruckten Schaltungsentwürfen mit Mikrostreifenübertragungsleitungen. Die vorliegende Er­ findung schützt ferner gegen höhere Pegel einer Rückleistung als bekannte Schaltungen. Die vorliegende Erfindung zeigte eine bessere Rückflußdämpfung als 20 dB (1,22 : 1 VSWR) bei Frequenzen bis zu 4 GHz.

Claims (3)

1. Rückleistungsschutzschaltung mit folgenden Merkmalen:
einer ersten und einer zweiten rückwärts vorgespannten Diode (85), die jeweils zwischen eine Signalleitung (81) und eine erste und eine zweite Wechselsignal-Mas­ seteilfläche (82) geschaltet sind;
einer ersten und einer zweiten Mehrzahl von Kondensa­ toren (86), die zwischen die erste und die zweite Wech­ selsignal-Masseteilfläche (82) und eine erste und eine zweite Masseebene (83) geschaltet sind;
einem ersten und einem zweiten Übergangsabsorber (92, 93), die jeweils zwischen die erste und die zweite Wechselsignal-Masseteilfläche (82) und die erste und die zweite Masseebene (83) geschaltet sind;
einem resistiven Spannungsteilernetzwerk (101), das mit zumindest einer der Wechselsignal-Masseteilflächen (82) und einem ersten Komparator (110) gekoppelt ist, wobei der erste Komparator (110) eine vordefinierte Auslöser­ schwellenspannung aufweist;
einer Flip-Flop-Schaltung (130, 140) zum Liefern einer logischen Signalausgabe, wenn die Schwelle des ersten Komparators überschritten wird;
einem ersten Transistor (151), der durch einen Inverter mit der Flip-Flop-Schaltung gekoppelt ist, wobei der erste Transistor als ein Schalter wirkt und seinen Zu­ stand als Reaktion auf die logische Signalausgabe der Flip-Flop-Schaltung ändert;
einem zweiten Transistor (153), der mit dem ersten Transistor (151) gekoppelt ist, wobei der zweite Tran­ sistor (153) als ein Schalter wirkt und seinen Zustand als Reaktion auf eine Zustandsänderung des ersten Tran­ sistors ändert; und
einem Relais (10) mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei das Relais durch das Entregen und Erregen einer elektromagnetischen Spule in dem Relais geöffnet und geschlossen wird, wobei die Spule entregt wird, wenn der zweite Transistor seinen Zustand ändert.

2. Rückleistungsschutzschaltung gemäß Anspruch 1, bei der eine Einimpulsschaltung (160) mit der Flip-Flop-Schal­ tung gekoppelt ist, wobei die Einimpulsschaltung ver­ hindert, daß die Flip-Flop-Schaltung (130, 140) oszil­ liert, nachdem dieselbe erstmals ausgelöst ist, wenn ein Rückleistungssignal empfangen wird, wenn ein Rück­ setzsignal an die Rückleistungsschutzschaltung angelegt wird.

3. Rückleistungsschutzschaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der der zweite Transistor (153) ferner einen Hoch­ spannungstransistor und eine Hochspannungs-Zenerdiode (171) aufweist, die parallel über den Hochspannungs­ transistor gekoppelt ist, wobei die Kombination die Zeit verringert, die erforderlich ist, um das Relais zu öffnen.