DE19637435C2 - Elektronische Sicherung - Google Patents

Description

DC-DC-Umrichter werden dazu verwendet, eine Eingangsspannung in andere geregelte Spannungen umzuwandeln. In Systemen, in denen mehrere solche Umrichter an einer Versorgungsleitung betrieben werden, muß auf Kurzschlüsse im Eingangskreis dieser Umrichter geachtet werden, da bei Kurzschlüssen sehr große Ströme fließen und die Systemspannung für die Zeit, bis die betreffende Schmelz- oder Automatensicherung auslöst, stark einbrechen kann. Ohne zusätzliche Maßnahmen kommt es zu Spannungseinbrüchen bei den Ausgangsspannungen der übrigen Umrichter. Ein Datenverlust und Resets wären die Folge. Um dies zu verhindern, wird jeder Umrichter mit eigenen, von der Systemspannung mit einer Diode entkoppelten Kondensatoren ausgestattet. Bei Ausfall der Spannungsversorgung kann ein solcher Umrichter daher noch einige Zeit weiter betrieben werden. Um einen Betrieb ohne Spannungseinbrüche bei der Ausgangsspannung zu garantieren, muß eine Überbrückungszeit vorgesehen werden, die größer ist, als die längstmögliche Zeitspanne eines Spannungseinbruchs bei der Versorgungsspan­ nung. Die Dauer des Kurzschluß bedingten Spannungseinbruchs hängt unmittelbar vom Typ der verwendeten Sicherung ab. Je länger die Auslösezeit ist, desto größere Energiespeicher müssen vorgesehen werden.

Bisher werden vorzugsweise meist Schmelzsicherungen verwen­ det, da diese schneller als Automatensicherungen auslösen und die Kosten für die Energiespeicher geringer sind. Neben dem Einsatz von Schmelzsicherungen können auch Automatensicherun­ gen Verwendung finden, da diese aus servicetechnischer Sicht einige Vorteile mit sich bringen. Der Einsatz von Automaten­ sicherungen setzt jedoch eine Einstellung einer größeren Überbrückungszeit voraus, da diese langsamer als Schmelzsi­ cherungen auslösen. Dies ist aber mit hohen Kosten verbunden und in der Praxis nur mit erheblichen Umbaumaßnahmen auf den jeweiligen Baugruppen durchzuführen.

Aus der Patentanmeldung WO 94/11937 A ist eine Sicherung bekannt. Bei dieser wird ein in der Versorgungslei­ tung eines Umrichters eingebauter MoS-Transistor im Fehler­ fall, d. h. Kurzschluß im Umrichter, dauerhaft abgeschaltet. Eine vorgeschaltete Automatensicherung tritt nur in Aktion, wenn eine elektronische Sicherung versagt. Die in der Litera­ tur beschriebenen Schaltungsprinzipien unterscheiden sich in der Art nach welchen Kriterien die Abschaltung erfolgt. Als Kriterium wird fast ausnahmslos ein zu hoher Strom verwendet. Fließt dieser länger als eine vorgegebene Maximalzeit T_max so, erfolgt eine Abschaltung. Dieses Prinzip hat jedoch folgende Nachteile:

Die meisten Umrichter besitzen aus Gründen der Elektromagne­ tischen Verträglichkeit (EMV) große Kondensatoren an ihrem Eingang. Bei jedem Ladevorgang, wie z. B. beim Anlegen einer Betriebsspannung, oder beim Wiedererscheinen der Betriebs­ spannung nach einem Spannungseinbruch fließen große Lade­ ströme. Wenn obengenanntes Prinzip eingesetzt wird, muß T_max so groß gewählt werden, daß eine Fehlabschaltung aufgrund eines Ladestromes auf jeden Fall vermieden wird. Die Folge ist, daß mit diesem Prinzip nur eine verhältnismäßig große Auslösezeit realisiert werden kann.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine elektronische Sicherung mit einer kurzen Auslösezeit für Verbraucher, insbesondere DC-DC Umrichter anzugeben.

Die Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß das Laden von Kondensatoren als solches erkannt wird und nicht zu Fehlab­ schaltungen führt.

Kurzschlüsse werden schnell erkannt.

Durch die schnelle Strombegrenzungsregelung gelangen keine Stromspitzen an die Systemspannung, es kommt zu keiner Zeit zu Spannungseinbrüchen.

Systeme, in denen alle Umrichter mit dem beschriebenen Siche­ rungssystem ausgestattet sind, benötigen keine zusätzliche Überbrückungszeit. Dies wirkt sich positiv auf Kosten und dem Volumenbedarf auf den jeweiligen Baugruppen des Umrichters aus.

Weitere Vorteilhafte Ausbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Da die elektronische Sicherung günstig mit einem ASIC reali­ siert werden kann, ergibt sich durch die Einsparung von Kon­ densatoren bei der Herstellung der DC/DC-Umrichter ein Kostenvorteil. Außerdem verringert sich das Volumen und die Zuverlässigkeit des Umrichters wird größer, da Elektrolytkon­ densatoren eine relativ große Ausfallwahrscheinlichkeit besitzen.

Weitere Besonderheiten der Erfindungen werden aus der nach­ folgenden, näheren Erläuterung eines Ausführungsbeispiels anhand von Zeichnungen ersichtlich.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild einer elektronischen Siche­ rung,

Fig. 2 eine Ausgestaltung und

Fig. 3 Signalverläufe.

Mit der in den Fig. 1 und 2 gezeigten Schaltungsanordnung wird in Bruchteilen von 1 ms erkannt, ob es sich bei einem erhöhten Strom um einen Ladevorgang oder einen Kurzschluß handelt. Mit diesem Schaltungsprinzip lassen sich genau defi­ nierte Abschaltezeiten realisieren, welche im Bereich von 1 ms liegen. Da außerdem der aus der Quelle (Systemspannung) entnommene Strom auch im Kurzschlußfall schnell auf einen definierten, niedrigen Wert begrenzt wird, kommt es zu keinem Zeitpunkt zu Spannungseinbrüchen in der Systemspannung. In einem System, in dem alle Umrichter mit diesem Sicherungstyp ausgestattet sind, müssen daher keine zusätzlichen Energie­ speicher zur Realisierung einer bestimmten Überbrückungszeit vorgesehen werden.

In Fig. 1 ist das Prinzipschaltbild der elektronischen Sicherung dargestellt. Eine Hilfsversorgung versorgt alle zur Realisierung einer Sicherung nötigen Module:

Hilfsversorgung HV, Stromregler mit I_soll SB, Differenzierer D, Subtraktionsverstärker SV, Umrichterkennlinie U, Fehler- Flip-Flop FF, Ausblendschaltung ABS, Logik L und Spannung am MOS-FET SMOS. Das Modul HV stellt eine geregelte Spannung V_Hilf zur Verfügung. Aus dieser Hilfsspannung werden für die einzelnen Module Vergleichswerte (siehe Fig. 2) abgeleitet. Der Stromregler stellt durch Messen des Ist-Stromes (meßbar über die Spannung am Meßshunt) einen voreingestellten Soll­ strom ein. Dieser Regler steuert im Normalbetrieb, in welchem der Strom deutlich niedriger wie der voreingestellte Soll­ strom ist den MOSFET voll leitend. Nur in Fällen, in denen der Strom durch den Meßshunt den Sollwert zu überschreiten versucht, wird dieser auf den Sollwert begrenzt. Der MOSFET wird von einem Pull-Up-Widerstand leitend gesteuert und von der Stromregelung bei Bedarf über ein Open-Kollektor-Ausgang wieder weniger leitend gesteuert und könnte im Extremfall sogar gesperrt werden.

Ein Fehlerschalter-Flip-Flop, das bei der Inbetriebnahme des Umrichters (Anlegen der Systemspannung) definiert in einen High-Zustand gebracht wird (siehe Fig. 3, Zeile c), ist über eine Entkopplungsdiode, mit dem Pull-Up-Widerstand des MOSFET verbunden. Im Fehlerfall, d. h. bei Kurzschluß wird das Fehler-Flip-Flop getriggert und die Spannung am Gate V_Gate wird bleibend zu Null. Der Stromfluß wird damit unterbrochen. Das Fehler-Flip-Flop kann durch kurzzeitiges Wegnehmen der Systemspannung wieder gesetzt werden. Liegt bei einer Inbe­ triebnahme bereits ein Kurzschluß vor, wird das Fehler-Flip- Flop kurze Zeit später getriggert und schaltet den MOSFET ab. Wie schon oben angeführt können zwei unterschiedliche Fälle, in denen erhöhte Eingangsströme, bzw. in denen die Strombe­ grenzung aktiv wird auftreten. Zum einen ist dies der Kurz­ schluß der durch den Schalter S symbolisiert ist (siehe Fig. 1) und zum anderen ist dies das Laden der Kondensatoren C vor dem Umrichter U. Wenn eine Abschaltung nur bei Kurzschluß erfolgen soll, müssen diese beiden Fälle unterschieden wer­ den. Das Kriterium das hier herangezogen wird ist, daß die Spannung an den Kondensatoren im Ladefall mit einer Mindest­ steigung ansteigt, im Kurzschlußfall hingegen nicht. Ausge­ wertet wird dieses Kriterium, in dem die Spannung VELKO an dem Kondensator C mit Hilfe eines Differenzverstärkers SV gemessen und dieses Signal in einem Differenzierer D dann differenziert wird. Aus einem linearen Anstieg der Kondensa­ torspannung beim Laden ergibt sich dann am Ausgang des Diffe­ renzierers ein rechteckförmiges Ausgangssignal.

In Fig. 2 ist die schaltungstechnische Realisierung darge­ stellt. Die Ausgangssignale DIFF des Differenzierers D tre­ ten um die Ruhelage (halbe Spannung) auf. Bei einem Ladevor­ gang springt die Ausgangsspannung des Differenzierers auf einen sehr kleinen Wert. Bei einem Kurzschluß steigt die Spannung DIFF am Ausgang des Differenzierers D an oder bleibt annähernd konstant. Aufgrund der Ausgangsspannung DIFF des Differenzierer D kann eine Aussage getroffen wer­ den, daß geladen wird, wenn die Spannung am Ausgang des Differenzierers D einen Vergleichspegel unterschreitet.

Als zweites Kriterium benötigt man die Information, ob die Strombegrenzung aktiv ist. Überschreitet beispielsweise die Drainspannung des MOSFET einen gewissen Grenzwert nimmt der MOSFET Spannung auf. Dies kann er nur, wenn die Strombegren­ zungsregelung ihn zur Begrenzung des Stromes benutzt.

Mit Hilfe einer Logik werden die beiden eben genannten Krite­ rien ausgewertet. Ein Abschaltsignal AB1 wird erzeugt, wenn die Strombegrenzung aktiv ist und der Differenzierer meldet, daß nicht geladen wird. Da durch Übersteuerung des Differen­ zierers dieser ein wenig Zeit zum Einschwingen benötigt, könnte kurzzeitig (ca. 30 µs) das Signal AB1 fälschlicher­ weise einen Kurzschluß signalisieren. Um dies auszublenden, ist eine Schaltung vorzusehen, die nur Abschaltsignale, die längere Zeit anliegen wie z. B. 500 µs weiterschaltet (AB2). Das Fehler-Flip-Flop wird somit nur bei Kurzschluß rückge­ setzt.

Fig. 2 gibt eine Schaltungsausgestaltung des Gegenstandes der Erfindung wieder.

In Fig. 3 sind Signalverläufe dargestellt. Anhand der darge­ stellten Signalverläufe soll die Funktion der elektronischen Sicherung zusätzlich erläutert werden.

a) Laden der Kondensatoren beim Einschalten der Systemspan­ nung (0 bis 100 ms)

Kurz nach dem Einschalten der Systemspannung V_ein (z. B. 0 → 48 V) beginnt die Strombegrenzungsregelung den Kondensator (C) definiert mit dem Strom I (R_Shunt) = 30 A zu laden. Der Umrichter U ist in dieser Zeit als inaktiv angenommen (I(R_mess) = 0). Daß geladen wird ist an der Ausgangsspannung (V(V_Diff, LGND)) des Differenzierers D erkennbar (Zeile b). Diese geht, nach einer kurzen Einschwingzeit auf einen niedrigen Ausgangswert. Das kurze fehlerhafte Differenziersi­ gnal führt dazu, daß die Spannung V (VZW, LGND) (Zeile c) kurzzeitig ansteigt, da sie aber den Grenzwert (in diesem Fall 4 V) nicht überschreitet, kommt es zu keiner Abschal­ tung. Das Ausgangssignal des Fehler-Flip-Flops (V(FF_OK, LGND)) (Zeile c) wird während des Hochlaufs nicht rückge­ setzt.

b) Laden des Kondensators nach kurzzeitigem Spannungseinbruch bei der Systemspannung (100 bis 200 ms)

Der Umrichter ist aktiv und benötigt eine konstante Eingangs­ leistung.

Zum Zeitpunkt t = 102 ms fällt die Systemspannung. Die Span­ nung am Kondensator (C1) beginnt zu sinken, dabei nimmt der Eingangsstrom des Umrichters zu, je kleiner die Spannung wird (konstante Leistung). Wenn eine Spannung von 35 V am Konden­ sator C1 erreicht ist, schaltet der Umrichter ab (I(R_mess) = 0). Wenn die Systemspannung wiederkehrt beginnt im wesentli­ chen der gleiche Vorgang wie er unter Punkt a) beschrieben ist. Der einzige Unterschied ist jedoch, daß der Kondensator nur mit einem um den Umrichterstrom reduzierten Strom geladen wird und damit die Spannung am Kondensator weniger steil an­ steigt (Zeile e). In diesem Fall regelt sich die Ausgangs­ spannung des Differenzierers (Zeile b) auf eine genügend kleine Spannung, so daß der Ladevorgang als solcher erkannt wird.

c) Kurzschluß während des Betriebs (200 bis 240 ms)

Zum Zeitpunkt t = 200 ms wird mit Hilfe eines Schalters S (siehe Fig. 3) ein 10 mQ Kurzschluß erzeugt. Der Kurz­ schlußstrom ist direkt durch den Strom durch den Widerstand R_mess meßbar. Der Spitzenstrom beträgt in diesem Fall 3000 A (Zeile f). Durch die schnelle Strombegrenzungsregelung fließt über den MOSFET (bis auf eine wenige µs lange Stromspitze von 60 A) nur der Begrenzungsstrom. Es kommt zur Abschaltung (V(FF_OK, LGND), Zeile c), da am Ausgang des Differenzierers D der Vergleichswert (hier 4 V) für mehr als 500 -µs nicht unterschritten wird und die Strombegrenzungsregelung aktiv ist. Ein Kurzschluß wird während des Betriebs erkannt.

d) Kurzschluß beim Steckvorgang (Systemspannung wird ange­ legt) (ab 240 ms)

Ab dem Zeitpunkt t = 240 ms wird die Systemspannung an den Umrichter (U) mit Eingangskurzschluß aufgeschaltet. Dieser Fall tritt dann auf, wenn ein defektes Umrichtergerät erneut in das System gesteckt wird. Bei näherer Betrachtung ergibt sich zum Punkt C kein wesentlicher Unterschied. Das Fehler- Flip-Flop wird gesetzt und wird, nachdem der Differenzierer D meldet, daß nicht geladen wird, rückgesetzt. Nach ca. 1,5 ms ist der MOSFET im Modul SB abgeschaltet.

Claims (10)

1. Verfahren zum Trennen eines Verbrauchers (U) von einer Span­ nungsquelle (VQ1) bei Kurzschluß, mit einem Schaltelement (MOSFET), wobei bei Überschreiten eines von einer ersten Aus­ werteeinheit (SB) ermittelten Meßwertes ein weiterer Anstieg des Stromes begrenzt wird, dadurch gekennzeichnet,
daß eine zweite Auswerteeinheit (D) die Spannung (VELKO) an einem parallel zum Verbraucher (U) angeordneten Kondensators (C) überwacht,
daß einer Logikschaltung (L) ein Ausgangssignal (DIFF) der zweiten Auswerteeinheit (D) und
ein Schaltzustandssignal (SBGR) einer dritten Auswerteeinheit (SMOS), die den Schaltzustand des Schaltelementes (MOSFET) anzeigt, zugeführt wird und
daß bei Vorliegen des Schaltzustandssignals (SBGR) und des Ausgangssignals (DIFF) der zweiten Auswerteeinheit (D) das Schaltelement (MOSFET) gesperrt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß durch die zweite Auswerteeinheit (D) das an seinem Ein­ gang anliegende Signal (VELKO), das die Spannungswerte am Kondensator (C) wiedergibt, differenziert wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß nach einer kurzen Einschwingzeit nach der Inbetriebnahme des Verbrauchers (U) das Schaltelement (MOSFET) leitend geschaltet wird und
daß bei einem Ausgangssignal (FF_OK) eines Fehlerschalters (FF) das Schaltelement (MOSFET) ebenfalls leitend geschaltet wird.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (AB1) der Logikschaltung (L) zeitver­ zögert den Fehlerschalter (FF) rücksetzt und das Schaltele­ ment (MOSFET) gesperrt wird.

5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbraucher (U) ein Umrichter ist.

6. Schaltungsanordnung zum Trennen eines Verbrauchers (U) von einer Spannungsquelle (VQ1) bei Kurzschluß, mit einer ersten Auswerteeinheit (SB) die bei Überschreiten eines vorgegebenen Stromwertes den Strom durch den Verbraucher (U) begrenzt, mit einem Schaltelement (MOSFET), das den Verbraucher (U) mit einer Spannungsversorgung (VQ1) verbindet, dadurch gekennzeichnet,
daß parallel zum Eingang des Verbrauchers (U) ein Kondensator (C) geschaltet ist,
daß parallel zum Kondensator (C) eine zweite Auswerteeinheit (D) angeordnet ist, und
daß zwischen der zweiten Auswerteeinheit (D) und dem Steuer­ eingang des Schaltelementes (MOSFET) eine Logikschaltung (L) und ein Fehlerschalter (FF) angeordnet ist und
daß ein erster Eingang der Logikschaltung (L) mit dem Ausgang des Schaltelementes (MOSFET) und ein zweiter Eingang mit dem Ausgang der zweiten Auswerteeinheit (D) verbunden ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Logikschaltung (L) und Fehlerschalter (FF) eine Ausblendeinheit (ABS) angeordnet ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Auswerteeinrichtung (D) ein Differenzierglied ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Fehlerschalter (FF) ein Flip-Flop ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbraucher (U) ein Umrichter ist.