WO1998011642A1 - Elektronische sicherung - Google Patents

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WO1998011642A1
WO1998011642A1 PCT/DE1997/002017 DE9702017W WO9811642A1 WO 1998011642 A1 WO1998011642 A1 WO 1998011642A1 DE 9702017 W DE9702017 W DE 9702017W WO 9811642 A1 WO9811642 A1 WO 9811642A1
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Bostjan Bitenc
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H1/00—Details of emergency protective circuit arrangements
    • H02H1/04—Arrangements for preventing response to transient abnormal conditions, e.g. to lightning or to short duration over voltage or oscillations; Damping the influence of dc component by short circuits in ac networks
    • H02H1/043—Arrangements for preventing response to transient abnormal conditions, e.g. to lightning or to short duration over voltage or oscillations; Damping the influence of dc component by short circuits in ac networks to inrush currents
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    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/08—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current
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    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
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    • H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
    • H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
    • H02H7/1213—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for DC-DC converters

Definitions

  • DC-DC converters are used to convert an input voltage into other regulated voltages.
  • attention must be paid to short circuits in the input circuit of these inverters, since very large currents flow in the event of short circuits and the system voltage can drop sharply for the time until the relevant fuse or automatic fuse trips . Without additional measures, there will be voltage drops in the output voltages of the other inverters. This would result in data loss and resets.
  • each converter is equipped with its own capacitors, decoupled from the system voltage with a diode. If the power supply fails, such an inverter can therefore continue to be operated for some time.
  • a bridging time In order to guarantee operation without voltage dips in the output voltage, a bridging time must be provided which is greater than the longest possible period of a voltage dip in the supply voltage.
  • the duration of the short circuit-related voltage drop depends directly on the type of fuse used. The longer the release time, the larger the energy storage must be.
  • the object of the invention is to provide a further electronic fuse with a short tripping time for consumers, in particular DC-DC converters.
  • the invention has the advantage that the charging of capacitors is recognized as such and does not lead to faulty shutdowns. Short circuits are quickly recognized.
  • the electronic fuse can be inexpensively implemented with an ASIC, the saving of capacitors in the manufacture of the DC / DC converter results in a cost advantage.
  • the volume is reduced and the reliability of the converter increases because electrolytic capacitors have a relatively high probability of failure.
  • Figure 1 is a schematic diagram of an electronic fuse
  • Figure 2 shows an embodiment
  • Figure 3 waveforms
  • auxiliary supply supplies all the modules required to implement a fuse: auxiliary supply HV, current controller with I ⁇ o n SB, differentiator D, subtraction amplifier SV, converter characteristic U, error flip-flop FF, fade-out circuit ABS, logic L and voltage on the MOS-FET SMOS.
  • the module HV provides a regulated voltage v H ii f . Comparative values (see FIG. 2) for the individual modules are derived from this auxiliary voltage.
  • the current controller sets a preset target current by measuring the actual current (measurable via the voltage at the measuring shunt). This controller controls the MOSFET in normal operation, in which the current is significantly lower than the preset target current.
  • the MOSFET is controlled by a pull-up resistor and is controlled less by the current control via an open collector output if necessary and could even be blocked in extreme cases.
  • a fault switch flip-flop which is brought into a high state when the converter is started up (application of the system voltage) (see FIG. 3, line c), is via a decoupling diode with the pull-up resistor of the MOSFET connected.
  • Error flip-flop triggered and the voltage at the V gate remains permanently at zero. The current flow is interrupted.
  • the error flip-flop can be reset by briefly removing the system voltage. If a short circuit already exists during commissioning, the error flip-flop is triggered a short time later and switches the MOSFET off. As already mentioned above, two different cases can occur in which increased input currents or in which the current limitation becomes active.
  • this is the short circuit, which is symbolized by the switch S (see FIG. 1), and on the other hand, this is the charging of the capacitors C before the converter U. If a shutdown is only to take place in the event of a short circuit, these two cases must be differentiated become.
  • the criterion that is used here is that the voltage at the capacitors increases with a minimum slope when charging, but not in the event of a short circuit. This criterion is evaluated by measuring the voltage VELKO across the capacitor C using a differential amplifier SV and then differentiating this signal in a differentiator D. A linear rise in the capacitor voltage during charging then results in a rectangular output signal at the output of the differentiator.
  • the circuitry implementation is shown in FIG.
  • the output signals VDIFF of the differentiator D occur around the rest position (half voltage). When charging, the output voltage of the differentiator jumps to a very small value. In the event of a short circuit, the voltage VDIFF at the output of the differentiator D increases or remains approximately constant. Due to the output voltage
  • VDIFF of the differentiator D a statement can be made that charging takes place when the voltage at the output of the differentiator D falls below a comparison level.
  • the second criterion is the information whether the current limitation is active. For example, if the drain voltage of the MOSFET exceeds a certain limit, the MOSFET voltage on. It can only do this if the current limit control uses it to limit the current.
  • a shutdown signal ABI is generated when the current limitation is active and the differentiator reports that no charging is taking place. Since overdriving the differentiator takes a little time to settle in, the ABI signal could erroneously signal a short circuit (approx. 30 ⁇ s). To hide this, a circuit must be provided that only switches off signals that are present for a long time, e.g. Switches through 500 ⁇ s (AB2). The error flip-flop is therefore only reset in the event of a short circuit.
  • Figure 2 shows a circuit configuration of the subject of the invention.
  • the fact that charging is evident from the output voltage (V (V Diff , LGND)) of the differentiator D (line b). After a short settling time, this goes to a low initial value.
  • the short faulty differentiating signal causes the voltage V (VZW, LGND) (line c) to rise briefly, but since it does not exceed the limit value (in this case 4 V), there is no shutdown.
  • the output signal of the error flip-flop (V (FF_OK, LGND)) (line c) is not reset during startup.
  • the converter is active and requires a constant input power.
  • a 10 m ⁇ short circuit is generated with the aid of a switch S (see FIG. 3).
  • the short-circuit current can be measured directly through the current through the resistor R m ⁇ . ⁇ .
  • the peak current in this case is 3000 A (line f). Due to the fast current limit control, only the limit current flows via the MOSFET (apart from a current peak of 60 A that is a few ⁇ s long). There is a shutdown (V (FF_OK, LGND), line c), because the output of the differentiator D does not fall below the comparison value (here 4 V) for more than 500 ⁇ s and the current limit control is active.
  • a short circuit is detected during operation.
  • the system voltage is applied to the converter (U) with an input short circuit. This case occurs when a defective converter device is plugged into the system again. On closer inspection, there is no significant difference to point C.
  • the error flip-flop is set and is reset after the differentiator D reports that it is not charging. After about 1.5 ms, the MOSFET in the SB module is switched off.

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Schaltungsanordnung zum Abtrennen eines Verbrauchers (U) von einer Spannungsquelle (VQ1), wobei eine durch Spannungseinbrüche bedingte Erhöhung des Stromes unberücksichtigt bleibt und der Verbraucher nur im Kurzschlußfall von der Spannungsquelle abgetrennt wird.

Description

Beschreibung
Elektronische Sicherung
DC-DC-Umrichter werden dazu verwendet, eine EingangsSpannung in andere geregelte Spannungen umzuwandeln. In Systemen, in denen mehrere solche Umrichter an einer Versorgungsleitung betrieben werden, muß auf Kurzschlüsse im Eingangskreis dieser Umrichter geachtet werden, da bei Kurzschlüssen sehr große Ströme fließen und die Systemspannung für die Zeit, bis die betreffende Schmelz- oder Automatensicherung auslöst, stark einbrechen kann. Ohne zusätzliche Maßnahmen kommt es zu Spannungseinbrüchen bei den AusgangsSpannungen der übrigen Umrichter. Ein Datenverlust und Resets wären die Folge. Ura dies zu verhindern, wird jeder Umrichter mit eigenen, von der Systemspannung mit einer Diode entkoppelten Kondensatoren ausgestattet . Bei Ausfall der Spannungsversorgung kann ein solcher Umrichter daher noch einige Zeit weiter betrieben werden. Um einen Betrieb ohne Spannungseinbrüche bei der AusgangsSpannung zu garantieren, muß eine Überbrückungszeit vorgesehen werden, die größer ist, als die längstmögliche Zeitspanne eines Spannungseinbruchs bei der Versorgungsspannung. Die Dauer des Kurzschluß bedingten Spannungseinbruchs hängt unmittelbar vom Typ der verwendeten Sicherung ab. Je länger die Auslösezeit ist, desto größere Energiespeicher müssen vorgesehen werden.
Bisher werden vorzugsweise meist Schmelzsicherungen verwendet, da diese schneller als Automatensicherungen auslösen und die Kosten für die Energiespeicher geringer sind. Neben dem Einsatz von Schmelzsicherungen können auch Autotnatensicherun- gen Verwendung finden, da diese aus servicetechnischer Sicht einige Vorteile mit sich bringen. Der Einsatz von Automatensicherungen setzt jedoch eine Einstellung einer größeren Überbrückungszeit voraus, da diese langsamer als Schmelzsicherungen auslösen. Dies ist aber mit hohen Kosten verbunden und in der Praxis nur mit erheblichen Umbaumaßnahmen auf den jeweiligen Baugruppen durchzuführen.
Aus der Patentanmeldung EP 0 630 533 AI ist ein Ansatz für eine Sicherung bekannt . Bei dieser wird ein in der Versorgungsleitung eines Umrichters eingebauter MOS-Transistor im Fehlerfall, d.h. Kurzschluß im Umrichter, dauerhaft abgeschaltet. Eine vorgeschaltete Automatensicherung tritt nur in Aktion, wenn eine elektronische Sicherung versagt. Die in der Literatur beschriebenen Schaltungsprinzipien unterscheiden sich in der Art nach welchen Kriterien die Abschaltung erfolgt . Als Kriterium wird fast ausnahmslos ein zu hoher Strom verwendet. Fließt dieser länger als eine vorgegebene Maximalzeit T,,^ so, erfolgt eine Abschaltung. Dieses Prinzip hat jedoch folgende Nachteile:
Die meisten Umrichter besitzen aus Gründen der Elektro-magnetischen Verträglichkeit (EMV) große Kondensatoren an ihrem Eingang. Bei jedem Ladevorgang, wie z.B. beim Anlegen einer Betriebsspannung, oder beim Wiedererscheinen der Betriebsspannung nach einem Spannungseinbruch fließen große Ladeströme. Wenn obengenanntes Prinzip eingesetzt wird, muß T.βax so groß gewählt werden, daß eine FehlabSchaltung aufgrund eines Ladestromes auf jeden Fall vermieden wird. Die Folge ist, daß mit diesem Prinzip nur eine verhältnismäßig große Auslösezeit realisiert werden kann.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine weitere elektronische Sicherung mit einer kurzen Auslösezeit für Verbraucher, insbesondere DC-DC Umrichter anzugeben.
Die Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.
Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß das Laden von Kondensatoren als solches erkannt wird und nicht zu Fehlabschaltungen führt. Kurzschlüsse werden schnell erkannt.
Durch die schnelle Strombegrenzungsregelung gelangen keine Stromspitzen an die Systemspannung, es kommt zu keiner Zeit zu Spannungseinbrüchen.
Systeme, in denen alle Umrichter mit dem beschriebenen Sicherungssystem ausgestattet sind, benötigen keine zusätzliche Überbrückungszeit. Dies wirkt sich positiv auf Kosten und dem Volumenbedarf auf den jeweiligen Baugruppen des Umrichters aus.
Weitere Vorteilhafte Ausbildungen der Erfindung sind in den U teransprüchen angegeben.
Da die elektronische Sicherung günstig mit einem ASIC realisiert werden kann, ergibt sich durch die Einsparung von Kondensatoren bei der Herstellung der DC/DC-Umrichter ein Kostenvorteil . Außerdem verringert sich das Volumen und die Zuverlässigkeit des Umrichters wird größer, da Elektrolytkon- densato en eine relativ große Ausfallwahrscheinlichkeit besitzen.
Weitere Besonderheiten der Erfindungen werden aus der nach- folgenden, näheren Erläuterung eines Ausführungsbeispiels anhand von Zeichnungen ersichtlich.
Es zeigen:
Figur 1 ein Prinzipschaltbild einer elektronischen Sicherung, Figur 2 eine Ausgestaltung und Figur 3 Signalverlaufe.
Mit der in den Figuren l und 2 gezeigten Schaltungsanordnung wird in Bruchteilen von l ms erkannt, ob es sich bei einem erhöhten Strom um einen Ladevorgang oder einen Kurzschluß handelt. Mit diesem Schaltungsprinzip lassen sich genau definierte Abschaltezeiten realisieren, welche im Bereich von l ms liegen. Da außerdem der aus der Quelle (Systemspannung) entnommene Strom auch im Kurzschlußfall schnell auf einen definierten, niedrigen Wert begrenzt wird, kommt es zu keinem Zeitpunkt zu Spannungseinbrüchen in der Systemspannung. In einem System, in dem alle Umrichter mit diesem Sicherungstyp ausgestattet sind, müssen daher keine zusätzlichen Energiespeicher zur Realisierung einer bestimmten Überbrückungszeit vorgesehen werden.
In Figur 1 ist das Prinzipschaltbild der elektronischen Sicherung dargestellt . Eine Hilfsversorgung versorgt alle zur Realisierung einer Sicherung nötigen Module: Hilfsversorgung HV, Stromregler mit Iβon SB, Differenzierer D, Subtraktionsverstärker SV, Umrichterkennlinie U, Fehler- Flip-Flop FF, Ausblendschaltung ABS, Logik L und Spannung am MOS-FET SMOS. Das Modul HV stellt eine geregelte Spannung v Hiif zur Verfügung. Aus dieser Hilfsspannung werden für die einzelnen Module Vergleichswerte (siehe Figur 2) abgeleitet. Der Stromregler stellt durch Messen des Ist-Stromes (meßbar über die Spannung am Meßshunt) einen voreingestellten Soll- strom ein. Dieser Regler steuert im Normalbetrieb, in welchem der Strom deutlich niedriger wie der voreingestellte Soll- ström ist den MOSFET voll leitend. Nur in Fällen, in denen der Strom durch den Meßshunt den Sollwert zu überschreiten versucht, wird dieser auf den Sollwert begrenzt. Der MOSFET wird von einem Pull-Up-Widerstand leitend gesteuert und von der Stromregelung bei Bedarf über ein Open-Kollektor-Ausgang wieder weniger leitend gesteuert und könnte im Extremfall sogar gesperrt werden.
Ein Fehlerschalter-Flip-Flop, das bei der Inbetriebnahme des Umrichters (Anlegen der Systemspannung) definiert in einen High-Zustand gebracht wird (siehe Fig. 3, Zeile c) , ist über eine Entkopplungsdiode, mit dem Pull-Up-Widerstand des MOSFET verbunden. Im Fehlerfall, d.h. bei Kurzschluß wird das Fehler-Flip-Flop getriggert und die Spannung am VGatβ wird bleibend zu Null. Der Stromfluß wird damit unterbrochen. Das Fehler-Flip-Flop kann durch kurzzeitiges Wegnehmen der Systemspannung wieder gesetzt werden. Liegt bei einer Inbe- triebnahme bereits ein Kurzschluß vor, wird das Fehler-Flip- Flop kurze Zeit später getriggert und schaltet den MOSFET ab. Wie schon oben angeführt können zwei unterschiedliche Fälle, in denen erhöhte Eingangsströme, bzw. in denen die Strombegrenzung aktiv wird auftreten. Zum einen ist dies der Kurz- Schluß der durch den Schalter S symbolisiert ist (siehe Fig. 1) und zum anderen ist dies das Laden der Kondensatoren C vor dem Umrichter U. Wenn eine Abschaltung nur bei Kurzschluß erfolgen soll, müssen diese beiden Fälle unterschieden werden. Das Kriterium das hier herangezogen wird ist, daß die Spannung an den Kondensatoren im Ladefall mit einer Mindes - Steigung ansteigt, im Kurzschlußfall hingegen nicht. Ausgewertet wird dieses Kriterium, in dem die Spannung VELKO an dem Kondensator C mit Hilfe eines Differenzverstärkers SV gemessen und dieses Signal in einem Differenzierer D dann differenziert wird. Aus, einem linearen Anstieg der Kondensatorspannung beim Laden ergibt sich dann am Ausgang des Differenzierers ein rechteckförmiges Ausgangssignal .
In Figur 2 ist die schaltungstechnische Realisierung darge- stellt. Die Ausgangssignale VDIFF des Differenzierers D treten um die Ruhelage (halbe Spannung) auf. Bei einem Ladevorgang springt die Ausgangsspannung des Differenzierers auf einen sehr kleinen Wert. Bei einem Kurzschluß steigt die Spannung VDIFF am Ausgang des Differenzierers D an oder bleibt annähernd konstant. Aufgrund der AusgangsSpannung
VDIFF des Differenzierer D kann eine Aussage getroffen werden, daß geladen wird, wenn die Spannung am Ausgang des Differenzierers D einen Vergleichspegel unterschreitet.
Als zweites Kriterium benötigt man die Information, ob die Strombegrenzung aktiv ist. Überschreitet beispielsweise die Drainspannung des MOSFET einen gewissen Grenzwert nimmt der MOSFET Spannung auf. Dies kann er nur, wenn die Strombegrenzungsregelung ihn zur Begrenzung des Stromes benutzt.
Mit Hilfe einer Logik werden die beiden eben genannten Krite- rien ausgewertet. Ein Abschaltsignal ABI wird erzeugt, wenn die Strombegrenzung aktiv ist und der Differenzierer meldet, daß nicht geladen wird. Da durch Übersteuerung des Differenzierers dieser ein wenig Zeit zum Einschwingen benötigt, könnte kurzzeitig (ca. 30 μs) das Signal ABI fälschlicher- weise einen Kurzschluß signalisieren. Um dies auszublenden, ist eine Schaltung vorzusehen, die nur Abschaltsignale, die längere Zeit anliegen wie z.B. 500 μs weiterschaltet (AB2) . Das Fehler-Flip-Flop wird somit nur bei Kurzschluß rückgesetzt.
Figur 2 gibt eine Schaltungsausgestaltung des Gegenstandes der Erfindung wieder.
In Figur 3 sind Signalverlaufe dargestellt. Anhand der darge- stellten Signalverläufe soll die Funktion der elektronischen Sicherung zusätzlich erläutert werden.
a) Laden der Kondensatoren beim Einschalten der Systemspannung (0 bis 100 ms) .
Kurz nach dem Einschalten der Systemspannung Veιn (z.B. 0→ 48 V) beginnt die Strombegrenzungsregelung den Kondensator (C) definiert mit dem Strom I (R3hunt) = 30 A zu laden. Der Umrichter U ist in dieser Zeit als inaktiv angenommen (HR-mββ.) = 0) . Daß geladen wird ist an der AusgangsSpannung (V(VDiff, LGND) ) des Differenzierers D erkennbar (Zeile b) . Diese geht, nach einer kurzen Einschwingzeit auf einen niedrigen Ausgangswert. Das kurze fehlerhafte Differenziersignal führt dazu, daß die Spannung V (VZW, LGND) (Zeile c) kurzzeitig ansteigt, da sie aber den Grenzwert (in diesem Fall 4 V) nicht überschreitet, kommt es zu keiner Abschaltung. Das Ausgangssignal des Fehler-Flip-Flops (V(FF_OK, LGND) ) (Zeile c) wird während des Hochlaufs nicht rückgesetzt .
b) Laden des Kondensators nach kurzzeitigem Spannungseinbruch bei der Systemspannung (100 bis 200 ms) .
Der Umrichter ist aktiv und benötigt eine konstante Eingangs- leistung.
Zum Zeitpunkt t = 102 ms fällt die Systemspannung. Die Span- nung am Kondensator (Cl) beginnt zu sinken, dabei nimmt der Eingangsstrom des Umrichters zu, je kleiner die Spannung wird (konstante Leistung) . Wenn eine Spannung von 35 V am Kondensator Cl erreicht ist, schaltet der Umrichter ab (I R™«,,) = 0) . Wenn die Systemspannung wiederkehrt beginnt im wesentli- chen der gleiche Vorgang wie er unter Punkt a) beschrieben ist. Der einzige Unterschied ist jedoch, daß der Kondensator nur mit einem um den Umrichterström reduzierten Strom geladen wird und damit die Spannung am Kondensator weniger steil ansteigt (Zeile e) . In diesem Fall regelt sich die Ausgangs- Spannung des Differenzierers (Zeile b) auf eine genügend kleine Spannung, so daß der Ladevorgang als solcher erkannt wird.
c) Kurzschluß während des Betriebs (200 bis 240 ms)
Zum Zeitpunkt t = 200 ms wird mit Hilfe eines Schalters S (siehe Figur 3) ein 10 mΩ Kurzschluß erzeugt. Der Kurz- schlußstrom ist direkt durch den Strom durch den Widerstand Rmβ.β meßbar. Der Spitzenstrom beträgt in diesem Fall 3000 A (Zeile f) . Durch die schnelle Strombegrenzungsregelung fließt über den MOSFET (bis auf eine wenige μs lange Stromspitze von 60 A) nur der Begrenzungsstrom. Es kommt zur Abschaltung (V(FF_OK, LGND) , Zeile c) , da am Ausgang des Differenzierers D der Vergleichswert (hier 4 V) für mehr als 500 -μs nicht unterschritten wird und die Strombegrenzungsregelung aktiv ist . Ein Kurzschluß wird während des Betriebs erkannt . d) Kurzschluß beim Steckvorgang (Systemspannung wird angelegt) (ab 240 ms)
Ab dem Zeitpunkt t=2 0 ms wird die Systemspannung an den Umrichter (U) mit Eingangskurzschluß aufgeschaltet . Dieser Fall tritt dann auf, wenn ein defektes Umrichtergerät erneut in das System gesteckt wird. Bei näherer Betrachtung ergibt sich zum Punkt C kein wesentlicher Unterschied. Das Fehler- Flip-Flop wird gesetzt und wird, nachdem der Differenzierer D meldet, daß nicht geladen wird, rückgesetzt. Nach ca. 1,5 ms ist der MOSFET im Modul SB abgeschaltet .

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Abtrennen eines Verbrauchers (U) von einer Spannungsquelle (VQl) bei Kurzschluß, wobei bei Überschreiten eines von einer ersten Auswerteeinheit (SB) ermittelten Meßwertes ein weiterer Anstieg des Stromes begrenzt wird oder der Verbraucher (U) durch eine Ansteuerung eines Schaltelementes (MOSFET) von der Spannungsquelle getrennt wird, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß eine zweite Auswerteeinheit (D) die Spannung (VELKO) an einem parallel zum Verbraucher (U) angeordneten Kondensators (C) überwacht, - daß einer Logikschaltung (L) ein Ausgangssignal (VDIFF) der zweiten Auswerteeinheit (D) und ein Schaltzustandssignal (SBGR) einer dritten
Auswerteεinheit (SMOS) , die den Schaltzustand des Sehaltelementes (MOSFET) anzeigt, zugeführt wird und
- daß bei Vorliegen des Schaltzustandssignals (SBGR) und des AusgangsSignals (VDIFF) der zweiten Auswerteeinheit (D) das Schaltelement (MOSFET) gesperrt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß durch die zweite Auswerteeinheit (D) das an seinem Eingang anliegende Signal (VELKO) , das die Spannungswerte am Kondensator (C) wiedergibt, differenziert wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß nach einer kurzen Einschwingzeit nach der Inbetriebnahme des Verbrauchers (U) das Schaltelement (MOSFET) leitend geschaltet wird und daß ein Ausgangssignal (FF_OK) eines Fehlerschalters (FF) das Schaltelement (MOSFET) ebenfalls leitend geschaltet wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das Ausgangssignal (ABI) der Logikschaltung (L) zeitverzögert den Fehlerschalter (FF) rücksetzt und das Schaltelement (MOSFET) gesperrt wird.
5. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß statt des Verbrauchers (U) ein Umrichter angeschaltet wird.
6. Schaltungsanordnung zum Abtrennen eines Verbrauchers (U) von einer Spannungsquelle (VQl) bei Kurzschluß, mit jeweils einem parallel zum Eingang des Verbrauchers (U) geschalteten Kondensator (C) , mit einer ersten Auswerteeinheit (SB) , die bei überschreiten eines vorgegebenen Stromwertes ein Schaltelement (MOSFET) sperrt, das den Verbraucher (U) mit einer Spannungsversorgung (VQl) verbindet, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß parallel zum Kondensator (C) eine zweite Auswerteeinheit (D) angeordnet ist, daß zwischen der zweiten Auswerteeinheit (D) und dem Steuereingang des Schaltelementes (MOSFET) eine Logikschaltung (L) und ein Fehlerschalter (FF) angeordnet ist und daß ein erster Eingang der Logikschaltung (L) mit dem Ausgang des Schaltelementes (MOSFET) und ein zweiter Eingang mit dem Ausgang der zweiten Auswerteeinheit (D) verbunden ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Logikschaltung (L) und Fehlerschalter (FF) eine Ausblendeinheit (ABS) angeordnet ist.
8. Schal tungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeic net , daß die zweite Auswerteeinrichtung (D) ein Differenzierglied ist.
9. Schal tungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Fehlerschalter (FF) ein Flip-Flop ist.
10. Schal tungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeic net, daß der Verbraucher (U) ein Umrichter ist.
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