DE1962197A1 - Datenuebertragungsanlage - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Datenübertragungsanlage, bei der die die Daten repräsentierenden binärcodierten Gleichstromsignale in frequenzmodulierte Signale umgewandelt und in dieser Form übertragen werden.

Die Datenübertragungsanlage, nach der Erfindung umfaßt einen Oszillator zum Erzeugen eines doppelfrequenten, frequenzmodulierten Signales, wobei die erste Frequenz den Binärwert 1 des Datensignals und die zweite Frequenz den Binärwert 0 des Datensignals repräsentiert, eine von den binärcodierten Gleichstromdatensignalen gesteuerte Oezillatorsteuerschaltung zum Steuern der Frequenz des Oszillators als Funktion der Höhe der Gleichstromdatensignale, einen Verstärker zum Verstärken der frequenzmodulierten Signale vor der

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Eingabe in die Öbertragungsleitung» und einen mit dem Verstärker gekuppelten aktiven Filter zum Ausfiltern der ungeradzahligen Harmonischen des frequenzmodulierten Signales des Oszillators und zum Erhöhen der Leistungsverstärkung der Grundfrequenz des frequenzmodulierten Signals.

Die Datenübertragungsanlage nach der Erfindung läßt sieh zum Übertragen von Daten über Telefonleitungen verwenden» Das S/teuerele° ment der Datenübertragungsanlage ist ein spannungsgesteuerter Oszillator, der von binärcodierten Signalen gesteuert wird« Der Oszillator arbeitet bei dem Binäreingangswert Null auf einer Frequenz ™ und bei dem Binäreingangswert 1 auf einer von zwei höheren Frequenzen« Die Oszillatorsteuereinrichtung ist abhängig von der gewünschten Bandbreite und gibt eine von zwei Steuerspannungen auf den Oszillator, um den Oszillator auf einer der beiden höheren Frequenzen schwingen zu lassen. Mittels Operationsverstärker lassen sich die üblichen induktiven Komponenten in Roch- und Tiefpaßfiltern vermeiden, und zwar durch die Verwendung aktiver Filter» Jedes aktive Filter ermöglicht eine Verstärkungssteuerung, die bei passiven Filtern nicht möglich ist« :

Gemäß einer besonderen Ausführungsform ist ein in einer Richtung durchlässiges Übertragungsglied CRichtleiter) vorgesehen, welches parallel zur Emitter-Basis-Strecke eines Transistors geschaltet ist, so daß die Spannung des zeitgebenden Kondensators zwischen Basis und Emitter geschaltet wird. Ferner ist ein Stromrichtelement in Serie zwischen den Emitter des Transistors und einer Spannungsquelle angeschaltet, um den Strom vom Transistoremitter zu leiten und eine Weiterübertragung der Spannungsentladung des zeitgebenden Kondensators auf die Spannungsquelle zu blockieren.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Datenübertragungsanlage nach der Erfindung umfaßt eine MultivibratorSteuerschaltung mit einem Transistor-Multivibrator, bei dem die Basis des einen Transistors mit einer ersten Spannungsquelle verbunden ist und der Emitter

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Über diese Basis ebenfalls mit der ersten Spannungsquelle, wobei der Transistor-Multivibrator normalerweise leitend ist, mit einem Spannungs-Stromspeicher, der zwischen der Basis des Transistors und einer zweiten Spannungsquelle mit variabler Spannung angeschaltet ist und elektrisch mit einem zweiten Schaltungskreis mit dem Emitter verbunden ist, wobei die Anordnung so getroffen ist, daß der Spannungs-Stromspeicher bei abnehmender Spannung der zweiten Spannungsquelle entladen wird, mit einem mit dem zweiten Schaltungskreis verbundenen und zwischen dem Spannungs-Stromspeicher und dem Emitter des Transistors angeschalteten Richtleiter als Nebenschluß zur Basis des Transistors_s wodurch die Übertragung der Entladespannung des Speichers auf den Emitter des Transistors erreicht und der Spannungsunterschied zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors innerhalb rorbestiramter Grenzen gehalten wird, und mit einem Stromrichtelement, welches in dem ersten Schaltungskreis mit dem Transistor derart verbunden ist, daß es den diesen durchfließenden Strom aufnimmt, und welches in einem dritten Sehaltungskreis mit dem Richtleiter verbunden ist, so daß es den Stromfluß durch den Richtleiter bei der Entladung des Spannungsstromspeichers unterbricht=

Die Erfindung ist im folgenden anhand schematischer Zeichnungen an einem Ausführungsbeispiel ergänzend beschrieben»

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer Datenübertragungsanlage nach der Erfindung;

Fig. 2 zeigt die Schaltung des Senderteiles; Fig. 3 und f zeigen die Schaltung des Empfängerteiles;

Fig. 5 bis 12 zeigen den Spannungsverlauf an verschiedenen Stellen der Datenübertragungsanlage}

Fig. 13 zeigt einen steuerbaren Multivibrator für die Datenübertragungsanlage nach der Erfindung;

Fig. 14 zeigt die Spannungsformen an diesem Multivibrator; Fig. 15 zeigt die Spannungeform an der Basis des ersten

Transistors der Multivibratorschaltung nach Fig„ 13;

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Fig. 16 ist eine Darstellung des Spannungsverlaufes ähnlich

Figo 14-, und
Fig. 17 ist eine Darstellung des Spannungsveriaufes ähnlich

Fig. 15, jedoch ohne die in dieser zugrundegelegte

Verbesserungο

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Datenübertragungsanlage nach der Erfindung» Die Übertragungsanlage läßt sich in vier Gruppen unterteilen. Die erste Gruppe 10 ist der Sender, dessen Aufgabe darin besteht, die binärcodierten Amplitudensignale einer zentralen Verarbeitungsanlage 12 in eine erste oder eine zweite Frequenz umzuwandeln, welche sich über eine Telefonleitung übertragen lassen.

Die zweite Gruppe 14- ist der Empfänger, dessen Aufgabe darin besteht, die über die Telefonleitung übertragenen frequenzmodulierten Signale zu empfangen und diese wieder in binärcodierte Gleichstromamplitudensignale umzuwandeln. Die Gleichstromsignale gelangen dann an eine zentrale Verarbeitungsanlage 12 oder dgl.

Die dritte Gruppe 16 ist eine Bandbreiten-Wählschaltung. Diese Wählschaltung steuert die maximale Frequenz des Oszillators 18 je nach dem Zustand der Übertragungsleitung. Es handelt sich um eine Handsteuerung zur Auswahl der richtigen Bandbreite von .0 . bis 600 Baud oder von . 0.:. bis 1200 Baud für eine zweite Frequenz.

Die vierte Gruppe 20 ist eine örtliche Prüfgruppe, mit der sich die Datenübertragungsanlage prüfen läßt, ohne daß sie an die Telefonleitung angeschlossen ist»

Der_Sender

Der Sender 10 weist sieben Funktionseinheiten auf. Das zu Übertragende Signal 22 kommt aus der zentralen Verarbeitungsanlage 12 über eine Spannungssteuerachaltung 24. Diese spricht auf die binären Amplitudensignale vom Ausgang der zentralen Vararbeitungs« .

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anlage 12 an und steuert den Oszillator 10, Die Frequenz desselben ändert sich direkt mit der Ausgangsamplitude der Steuerschaltung 24 *

Es ist ferner ein Ein-Ausschalter 26 vorgesehen der den Oszillator in Abhängigkeit von einem Operations signal 8t@iasr-t, welches durch den Freigabe-Sperrschalter 28 in Fig. 2 repräsentiert istο

Die am Ausgang des Oszillators auftretende Frequenz wird durch einen Y-K Flip-Flop 30 geteilt und das dabei entstehende Signal 32 in einem Verstärker 3t verstärkt. Die beiden Funktionen dieses Verstärkers bestehen darin, die an den Transformator 36 geleitete Gleichspannung zu verstärken und zu steuern und die Anstiegs- und Abfallzeiten des an das Sperrfilter 33 geleiteten Rechtecksignales zu erhöhen.

Die beiden nächsten Filterbereiche sind an das Rechtecksignal des Verstärkers 3t angeschlossen und erzeugen ein frequenzmoduliertes Sinuswellensignal, das für die Übertragung bestimmt ist. Das erste Filter ist ein Sperrfilter 38, welches die dritte Oberwelle des Grundsignales sperrt. Das zweite Filter ist ein aktives Tiefpaßfilter 10 mit einer Grenzfrequenz von 2400 Hz. Das Tiefpaßfilter begrenzt das auf die Übertragungsleitung gelangende Signalspektrura und erhöht die Leistung der zu übertragenden Grundfrequenz auf ein Maximum.

Figur 2 zeigt die Schaltung der Sendergruppe 10. Die Bandbreitenwählgruppe 16, welche durch den Schalter 42 symbolisiert ist, liefert eine positive Spannung an die Steuerschaltung 24 für eine erste Bandbreite bis zu einer Übertragungsgeschwindigkeit von 1200 Baud und eine Grundspannung für die zweite Bandbreite bis zu einer Übertragungsgeschwindigkeit von 600 Baud, Dieses Signal wird durch NÄHD-Gatter 43, 44 und 45 von dem Ausgang 22 der zentralen Verarbeitungsanlage geleitet und steuert die Leitfähigkeit des ersten Und des zweiten Transistors 46 bzw. 48. Das Grundsignal aus der zentralen Verarbeitungeanlag« sei als negative Spannung zwischen

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-3 und »25 angenommen und das Umsehaltsignal als eine positive Spannung zwischen *3 und +25_B Der Leitzustand der beiden Transi* stören HB und «ä-8 in Fig. 2 ergibt sich daher aus der folgenden Tabelle;

Daten

Übe^tragungsge-

Erster Zweiter Transistor 46 Transistor 48

keit

Grundsustand

Grund zustand

600

1200

Umschaltzustand 600

Umschaltzustand 1200

ein

ein

aus

exn

ein ein ein

aus

Volt im Punkt A

nieder nieder

mittel hoch

Die beiden veränderbaren Widerstände 50 und 52 in den Kollektorkreisen der beiden Transistoren 46 und 48 arbeiten zusammen mit dem Festwiderstand 54 in einer y-Anordnung und ergeben eine bestimmte Spannung je nach den zu übermittelnden Daten an der Stelle A der zeitbestimmenden Widerstände 56 und 58 des Oszillators 18. In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Transistoren 46 und 48 niemals gleichzeitig abgeschaltet, d.h. nicht-leitend. Die an die zeitbestimmenden Widerstände 56 und 58 gelegte Spannung kann drei verschiedene Werte annehmen, nämlich einen niedrigen, mittleren oder hohen Wert.

Der Oszillator¹ 18 ist beispielsweise ein Üblicher astabiler Multivibrators bei dem sich die Schwingungsfrequenz beeinflussen läßt. Zwischen der Basis und dem Emitter jedes der Transistoren 64 und 66 des Oszillators ist eine Diode 60 bzw. 62 geschaltet, um die Basisemitterstrecke dieser Transistoren vor Beschädigung durch inverse hochfrequente Spannungsspitzen zu schützen» Die beiden

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Dioden 60 und 62 sind mit ihren Kathoden an die Basis des Transistors 64 bzw. 66 angeschaltet und mit ihren Anoden an die betreffenden Emitter dieser Transistoren. Auf diese Weise sind die Dioden 60 und 62 während des Leitzustandes der Transistoren in umgekehrter Richtung vorgespannt₉ jedoch während der Entladung der zeitbestimmenden Kondensatoren 68 und 70 in Leitrichtun^ vorgespannt. Gerade in diesem Zustand entstehen hochfrequente Spannungsspitzen. Diese werden um den nicht-leitenden Transistor 64 bzw. 66 herumgeleitet durch die Basisemitterdiode und erscheinen an der Emitterdiode 72 bzw. 7«* des Transistors. Zur gleichen Zeit wird die Emitterdiode in Sperrichtung vorgespannt»und der inverse Entladespannungsimpuls wird nicht auf -V₃ gehalten. Dies ist erforderlich, um den nötigen Frequenzgang des Oszillators aufrechtzuerhalten, ohne die RC-Zeitkonstante auf einen Wert zu erhöhen, welcher größere Bauteile bedingt.

Das Ausgangssignal des Oszillators 18 wird durch den Transistorverstärker 26 verstärkt und steuert den Oszillator-Flip-Flop 30« Da das-Ausgangssignal 32 des Flip-Flop die halbe Frequenz des Oszillators aufweist, ergibt sich ein 50%iger Betriebszyklus, um die Erzeugung von geradzahligen Harmonischen der Grundfrequenz auf einer minimalen Höhe zu halten. Das Signal 32 wird weiter verstärkt und durch den Verstärker 34 geformt. Dieser Verstärker umfaßt einen Begrenzer-Verstärker» um die Spannung von dem Transformator 36 fernzuhalten, wenn der Oszillator 18 abgeschaltet ist, und um die Anstiege- und Abfallzeiten des an die beiden Filter 38 und geleiteten Signals zu verbessern.

Die Ausgangsspannung des Begrenzer-Verstärkers 34 gelangt an ein Sperrfilter 38, um die dritte Oberwelle aus diesem Signal auszusieben. Das Durchlaßsignal dieses Filters ist das Grundsignal, und die Sperrfrequenz des Filters beträgt 3900 Hz.

Das Tiefpaßfilter 40 ist ein verstärkungsgeregeltes aktives RC-Filter mit Mehrfachgegenkopplung, dessen Grenzfrequenz 2400 Hz

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beträgt. Das Hauptelement 78 des aktiven Filters ist ein Operationsverstärker, welcher die normalerweise bei Tiefpaßfiltern vorhandene Induktivität ersetzt» Durch Anwendung des Operationsverstärkers 78 werden nicht nur Größe, Gewicht und Kosten des Filters wesentlich verringert, sondern auch eine Verstärkungsregelung innerhalb des Filters ermöglicht. Dadurch erübrigt sich ein bei früheren Anordnungen erforderlicher Zusatzverstärker unmittelbar vor dem Transformator 36.

Die Ausgangsspannung des aktiven Tiefpaßfilters HO gelangt an den _ Transformator 36 und von dort zur Übertragung auf die Telefonlei-™ tungen. Die Serienparallelwiderstände 80 und 82 zwischen dem aktiven Tiefpaßfilter 40 und dem Transformator 36 dienen zur Im pedanzanpassung zwischen dem Tiefpaßfilter 40 und der Übertragungsleitung .

Der Sender 10 der Datenübertragungsanlage weist ein aktives Filter UO zur Steuerung der Frequenz eines zu übertragenden Signales und einen spannungsgesteuerten Oszillator 18 zum Erzeugen dieser Frequenzen auf. Das aktive Filter 40 weist einen Operationsverstärker 70 zur Steuerung des zu übertragenden Signales auf und ergibt eine verstärkungsregelbare aktive Stufe unmittelbar vor dem Transformator 36 zum Auskuppeln des Signales 83 auf die Telefonleitungen.

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Der Empfänger

Der in Fig. 1 dargestellte Empfänger 1** der Duplexübertragungsanlage umfaßt sechzehn grundlegende Funktionsgruppen. Das aus der Telefonleitung Über den Transformator 84 ankommende frequenzmodulierte Signal gelangt-an einen Abschwächer 86, wo es auf das für die Datenanlage gewünschte Niveau reduziert wird. Das abgeschwächte Signal wird in einem Bandpaß 88 gefiltert, um Störgeräusche und andere aus der Telefonleitung aufgenommene Störspannungen auszuschalten. Der Bandpaß 88 umfaßt in der bevorzugten AusfUhrungeform

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zwei getrennte Filter. Das erste Filter 90 ist ein aktives RC-Hochpaßfilter mit Mehrfachgegenkopplung und einer Grenzfrequenz von 1300 Hz Cdie gleich der Grundfrequenz ist)„ Das zweite Filter 92 ist ein aktives RC-Tiefpaßfilter mit Mehrfachgegenkopplung und einer Grenzfrequenz von 2100 Hz. Diese kombinierte Wirkung dieser beiden Filter 90 und 92 besteht darin, daß ein Frequenzbänd von 1300 - 2100 Hz hindurchgeiassen wird und daß die Energie unerwünschter Signale geschwächt wird. Durch die Verwendung zweier einzelner Filter für den Bandpaß läßt sich ein niedrigerer Q-Wert für denselben erreichen. Außerdem erzielt man dadurch schärfere Ober· gange, (roll-off characteristic). ^v

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform sind die beiden Filter 90 und 92 des Bandpassee 88 als aktive Filterelemente unter Verwendung von Operationsverstärkern 9·» und 96 aufgebaut anstelle von induktiven passiven Elementen. Durch Verwendung der Operationsverstärker 94, 96 erreicht man eine Verstärkungsregelung, so daß die Ausgangsspannung des Bandpasses 88 auf dem gewünschten Niveau gehalten werden kann und keine zusätzliche Verstärkerstufe erforderlich ist.

Die Ausgangsspannung des Bandpasses 88 ist im wesentlichen eine Sinuswelle innerhalb des Frequenzbandes von 1300 bis 2100 Hz« Diese Sinuswelle gelangt an eine Nulldurchgangs-Detektorschaltung 98, in der die Sinuswelle in eine Reihe von Rechteckwellen 100 umgewandelt wird, welche mit den Nulldurchgängen zusammenfallenο In dieser Schaltung bildet der Operationsverstärker 102 das hauptsächliche aktive Element. Der Nulldurchgangs-Detektor ist im wesentlichen ein verhältnismäßig langsamer Schalter, so daß die Ausgangsimpulse keine schnellen Anstiegs- und Abfallzeiten aufweisen. Das brückenartige Vollwellengegenkopplungsnetzwerk 104 beim Operationsverstärker 102 in dem Nulldurchgangs-Detektor 98 gewährleistet, daß die Ausgangsimpulse die Spannungsgrenzen des Eingangs der Rechteckformschaltung 105 nicht überschreiten»

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Die etwas abgerundeten Impulse des Nulldurchgangs-Detektors 98 werden in der Rechteckformschaltung 106 geformt» Diese Schaltung umfaßt einen Operationsverstärker 108 als schnellen Schaltverstärker» der die Anstiegs- und Ahfallzeiten der Rechteckimpulse des Nulldurchgangsdetektors 98 verbessert« An dieser Stelle der Schaltung ist die Frequenz der Impulse die gleiche wie die Frequenz des frequenzmodulierten Eingangssignales.

rf- . "*■

Die Ausgangsspannung 110der Rechteckformschaltung 106 (Fig. 9) mit halber Frequenz wird sodann durch ein Differenzierglied 112 differenziert, um eine Reihe von differenzierten Impulsen mit der ^ doppelten Frequenz des empfangenen Signals zu erzeugen. Aus dem Rechteckwellenimpuls zug der Recht eckforras ehalt ung 106 werden eine Reihe positiver und negativer Impulse abwechselnd erzeugt« Der Vollwellengleichrichter IiI umfaßt eine Sekundärwicklung 116 mit Mittelanzapfung und zwei Gleichrichtern 118 und 120 zum Gleichrichten der differenzierten Impulse» so daß sämtliche Impulse die gleiche Polarität aufweisen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform sind die gleichgerichteten Impulse sämtlich negativ und haben die doppelte Frequenz wie das über den Eingangstransformator 81 empfangene frequenzmodulierte Signal.

Die gleichgerichteten Impulse werden sodann leistungsverstärkt und umgekehrt in einem Operationspufferverstärker 12M₉Isiehe Kurve P 122 in Fig. 10), damit eine genügende Treiberenergie für den Zeitgebermodul im Empfänger zur Verfügung steht. Dieser Zeitgebermodul ist beispielsweise ein üblicher Monovibrator 126 mit zwei parallelen Ausgangstreibern oder aber das untenstehend beschriebene neuartige Multivibratorzeitgebersystem.

Die beiden parallelen Ausgangstreiber 128 und 130 des Mono vibrators 126 führen Ausgangsspannungen, von denen die erste die Anwesenheit eines Datenträgers repräsentiert» also eine einwandfreie Übertragung der Obertragungsstrecke anzeigt« Der zweite Ausgang 131 des Monovibrator 126 ist mit einer Integrier schaltung 132

verbunden und ergibt eine Sägezahnspannung, die nach einer gewissen Zeit den Ausgang des Operationsverstärkers 134 in der Aufteilschaltung 136 (slicer) von einer positiven Spannung auf Erdpotential bringt. Bei der bevorzugten Ausführungsform beträgt die durch den Integrator 132 erzeugte Verzögerung 10 msec« Wenn die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 134 positiv ist, empfängt die Datenübertragungsanlage kein Trägersignal aus der Telefönübertragungsleitung, wenn hingegen das Ausgangssignal auf Erdpotential ist, wird ein Trägersignal empfangen.

Der zweite Ausgang 130 des Monovibrators 126 gelangt an einen zweiten Integrator 138, der mit einer wesentlich schnelleren Geschwindigkeit integriert. Der Ausgang dieses Integrators 138 fuhrt eine Gleichspannung mit einer überlagerten Sägezahnspannung« Dieses Signal gelangt an eine Filterschaltung mit den aktiven RC-Tiefpaßfiltern 110 und 142 mit Mehrfachgegenkupplung» welche Operationsverstärker im bzw, 143 als aktive Elemente zu beiden Seiten eines Doppel-T-Sperrfilters 144 aufweist (Fig» 4). Die Grenzfrequenz der beiden Tiefpaßfilter 140 und 142 beträgt 1000 Hz,und die Sperrfrequenz des Doppel-T-Filters 144 ist 2400. Hz. Die durch diese Filter 140, 142 und 144 hindurchgelangenden Signale bilden das niedere Seitenband des Eingangssignales am Transformator 84. Die Ausgangsspannung des ersten aktiven Tiefpaßfilters 140 weist eine geringe Neigung auf infolge der Grundfrequenz des Monovibrators 126, Die Komponente mit 2400 Hz wird dann in dem Sperrfilter 144 gesperrt, so daß das zweite aktive Tiefpaßfilter 142 ein bereinigtes Eingangs· signal erhält.

Die Ausgangsspannung des zweiten aktiven Tiefpaßfilters 142 ist ein Gleichstrom, dessen Amplitude direkt proportional der Frequenz des Über die Übertragungsleitung empfangenen Eingangssignales ist. Für ein Grundsignal ist diese Frequenz am niedrigsten, so daß auch der Gleichstrom die niedrigste Amplitude hat. Dies ist der normale Betriebszustand der Datenübertragungsanlage.

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Beim Empfang eines vom Grundsignal abweichenden Signals ist die Ausgangsspannung des zweiten aktiven Tiefpaßfilters 142 höher, und die Clipperschaltung 146 (slicer) des Operationsverstärkers erzeugt eine positive Ausgangsgleichepannung. In der Clipperschaltung 146 wird die Ausgangsspannung nicht gegenüber der Eingangsspannung umgekehrt, wie durch das Zeichen "+" für den Eingang des Operationsverstärkers 152 dargestellt ist«.

Die an die Clipperschaltung 146 geführte Bezugsspannung ist eine Funktion der Einstellung des Bandbreitenwählers₀ Wenn der Wähler auf eine Obertragungsgeschwindigkeit von 600 Baud eingestellt ist, leitet der Transistor 148,und das an den durch das Zeichen " > " ψ gekennzeichneten inversen Eingang ISO des Operationsverstärkers 152 geleitete Signal ist niedriger als bei einer Einstellung auf eine Obertragungsgeschwindigkeit von 1200 Baud, wobei der Transistor 148 nicht leitet.

Das Ausgangssignal 154 der Clipperschaltung It6 ist eine Rechteckwelle, deren Dachamplitude positiver ist als die Spannung des Grundsignals. Das Ausgangssignal 15«* gelangt an eine zentrale Datenverarbeitungsanlage 12 oder dgl, und wird dort weiterverarbeitet_o

Die Filter in dem Sender 10 und dem Empfänger IM bilden aktive Filter, welche außer einer Filterung auch noch eine Verstärkungssteu-. erung des gefilterten Signales ermöglichen. Das Hauptelement der " aktiven Filter bildet ein Operationsverstärker, welcher ermöglicht, daß der in der Gegenkopplungsleitung liegende Kondensator wie eine Induktivität wirkt_o Daher treten die bei Induktivitäten vorhandenen Eigenschaften und Probleme nicht auf, nämlich hohe Raumbeanspruchung und hohes Gewicht und induktive Streustrahlung sowie Schwächung des Signals»

Fig. 13 zeigt eine Multivibratorschaltung für die Zwecke der Erfindung, wobei diese Schaltung einen steuerbaren Multivibrator

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(Oszillator) 210 aufweist sowie eine Steuerschaltung 212. Der spannungsgesteuerte Oszillator 210 ist ein astabiler Multivibrator mit den zeitbestimmenden Widerständen 214 und 216» welche an eine steuerbare variable Spannungsquelle angeschlossen sind. Diese Spannungsquelle umfaßt elektrisch parallel geschaltete Transistoren 218 und 220, deren Kollektorwiderstände 219 bzw. 221 y-artig mit einem Festwiderstand 226 verbunden sind. Die Ausgangsspannung dieser Schal* tung wird in einem Verstärker 228 verstärkt und an die zeitbestimmenden Widerstände 214 und 216 gelegt.

Die Basis 219 bzw. 221 der Transistoren 218 bzw. 220 sind mit einem Umschalter 230 bzw. 232 verbunden, Um den Leitfähigkeitszustand der betreffenden Transistoren steuern zu können. Bei der dargestellten Schaltung lassen sich vier verschiedene Steuerspannungen an die zeitbestimmenden Widerstände 214 und 216 des Oszillators 210 anschalten.

In der Spannungssteuerschaltung umfaßt der Kollektorkreis des ersten Transistors 218 einen Strombegrenzungswiderstand 234 zum Schutz des Leitungskreises und ein Potentiometer 222 zur Spannungseinstellung des y-Zweiges. Der Emitter 215 des ersten Transistors 218 ist elektrisch geerdet, und der Kollektor 217 ist elektrisch mit dem Schleifer 223 des Potentiometers 222 verbunden« Wenn der erste Transistor 218 leitet, befindet sich der Schleifer 223 des Potentiometers 222 im wesentlichen auf Erdpotential, so daß ein Teil 236 des Potentiometers 222 kurzgeschlossen ist. Der zweite Transistor 220 weist einen Strombegrenzungswiderstand 238 und ein Potentiometer ■ 224 in seinem Kollektorkreis auf» di· dieselbe Aufgabe haben wie bei dem ersten Transistor 218»

Wenn der erste Schalter 230 und der zweite Schalter 232 über die Widerstände 240 bzw. 242 mit einer positiven Spannungsquelle verbunden sind, sind beide Transistoren 218 und 220 gesperrt, und die an den Verstärker 228 gelangend» Spannung befindet sich auf

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einem ersten Potential, Wenn der erste Schalter 230 und der zweite¹ Schalter 232 geerdet sind» sind beide Transistoren 218 Und 220 nicht leitend, und der Verstärker 228 empfängt ein erstes Potential. Wenn der erste Schalter 230 Ober einen Widerstand 240 an eine positive Spannung angeschaltet ist und der zweite Transistor 220 weiterhin geerdet bleibt, erhält der Verstärker 228 ein zweites Potential, weiches niedriger ist als das erste Potential. Ein drittes Potential, weiches niedriger als das zweite Potential ist, tritt auf, wenn der erste Schalter 230 geerdet und der zweite Schalter 232 Ober einen Widerstand 242 mit einer positiven Spannungsquelle verbunden ist. Wenn beide Schalter 230 und 232 an die positive Spannungsquelle angeschaltet sind, tritt das vierte, niedrigste Potential auf, Welches im wesentlichen das Erdpotential für den Verstärker 228 ist.

Die Ausgangsspannung des Verstärkers 228 ist in Phase mit der Eingangsspannung desselben, weist jedoch ein höheres Potential auf. Diese Ausgangsspannung gelangt jeweils an das eine Ende der zeitbestimmenden Widerstände 214 und 216 des Oszillators 210_a Das andere Ende des ersten zeitbestimmenden Widerstandes 214 ist mit einem ersten zeitbestimmenden Kondensator 244 und mit der Basis 255 des ersten Multivibrator-Transistors 250 verbunden. Das andere Ende des zweiten zeitbestimmenden Widerstandes 260 ist elektrisch mit einem zweiten zeitbestimmenden Kondensator 246 und mit der Basis 253 des zweiten Multivibratortransistors 248 verbunden. Die anderen Enden der zeitbestinunenden Kondensatoren 244 und 246 sind mit den Kollektoren 251 bzw. 249 der MuItivibratortranslstören 248 bzw. 250 verbunden: Diese Kollektoren sind ferner Ober Widerstände 252 bzw.- mit einer positiven Spannungsquelle verbunden, die die nötig« Energie für den Betrieb des Multivibrator» liefert.

Parallel zur Basisemitterstrecke des ersten Transistors 250 ist, . eine Diode 256 geschaltet. Die Kathode dieser Diode ist mit der Basis 255 des ersten Transistors 250 verbunden und die Anode der Diode mit dem Emitter 257 des Transistors 250. In die Leitung vom Emitter 257 zu dem negativen Pol einer Spannungsquelle 259 ist

eine zweite Diode 258 eingeschaltet.. In ähnlicher Weise ist parallel zur Basisemitterstrecke des zweiten Transistors 248 eine Diode

260 eingeschaltet und eine zweite Diode 262 zwischen den Emitter

261 des zweiten Transistors 248 und dem negativen Pol dar Spannungsquelle 259 angeschaltet.

Es sei angenommen» daß der erste Transistor 250 leitend ist, daß die Spannung V gleich 7V und die Spannung -V gleich -7V₄ ist. Unmittelbar bevor der erste Transistor 250 zu leiten beginnt, ist die Spannung an der Verbindungsstelle des zweiten zeitbestimmenden Kondensators 246 und des Kollektorwiderstandes 254 annähernd gleich +7V, Die Basisspannung des zweiten Transistors 248 beträgt annähernd -6V, da der zweite Transistor leitend ist. Die Spannung an dem zweiten zeitbestimmenden Kondensator 246 beträgt 13V, ist also etwa gleich der Summe der Absolutwerte der Spannungen beider Spannungsquellen. Dies ist in Fig. 15 dargestellt» ih der die Kurve 264 die Spannung an der Basis 253 des zweiten Transistors 248 darstellt. Die entsprechende Spannung 266 am Kollektor 249 des ersten Transistors 250 ist in Figo 14 dargestellt.

Die Diode 260 ist zur Zeit T^ in Durchlaßrichtung vorgespannt (Fig. 14 und 15), wenn die Basisspannung des zweiten Transistors 248 negativer wird als -7V aufgrund der Entladung des zweiten zeitbestimmenden Kondensators 246. Daher liegt an der Basisemitterstrecke des zweiten Transistors 248 keine höhere umgekehrte Spannung als der Durchlaßspannung der Diode 260 entspricht. Zur gleichen Zeit ist die Diode 262 in Sperrichtung vorgespannt, und zwar durch den Entladeimpuls des zweiten zeitbestintaenden Kondensators 246. Die Spannung dieses Entladeimpulses beträgt 13V, so daß die Spannungsspitze bei -19V liegt»

Bei Fig. 15 beginnt der zweite zeitbestimmende Kondensator 246 sich von einer Spannung von annähernd -19V bis auf die positive Speisespannung von +7V über den zweiten zeitbestimmenden Widerstand 216 zu entladen. Etwas später, nämlich zur Zeit T-, wird die Basis

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253 des zweiten Transistors 248 positiver als der Emitter 261 dieses Transistors, so daß der zweite Transistor 248 den ersten Transistor 250 in den nicht-leitenden Zustand umsteuert. Diese Zeitfolge entspricht der normalen Betriebsweise eines üblichen Multivibrators.

Fig. 17 zeigt den Spannungsverlauf 268 an der Basis 253 des zweiten Transistors 248, wenn die Diode 262 fortgelassen wird. Zur besseren Veranschaulichung sind die Werte des zeitbestimmenden Widerstandes 216 und des zeitbestimmenden Kondensators 246 gleich gelassen, so daß die Kurvenform der Ausgangsspannung 270 gemäß P Figo 16 eine wesentlich höhere Frequenz aufweist, da die Anode der Diode 260 elektrisch an den Minus-Pol der Spannungsquelle 259 angeschaltet ist·

Wenn in der Schaltung nach Fig. 13 die Diode 260 weggelassen wird, erscheint die volle Umkippspannung aufgrund der Entladung des zweiten zeitbestimmenden Kondensators 246 als inverse Spannung an der Basisemitterstrecke des zweiten Transistors 248. Die Höhe dieser Spannung würde einen Durchbruch der Basisemitterstrecke hervorrufen, so daß der Transistor ausfallen würde. Die bei Schalttransistoren nötigen Spannungen sind so gewählt, daß eine niedrige Restspannung zwischen Kollektor und Emitter im Leitzustand vorhanden ist, so * daß keine merkliche inverse Spannung auftritt.

Die Diode 20 ist parallel zur Basisemitterstrecke des zweiten Transistors 248 geschaltet und leitet nicht, wenn dieser Transistor leitet, ergibt jedoch einen Nebenschluß für die bei Entladung des zweiten zeitbestimmenden Kondensators 246 entstehende Kippspannung. Die Diode 262 ergibt zusammen mit dem zweiten Transistor 248 und der Diode 260 einen leitungsweg mit niedrigem Widerstand, wenn der zweite Transistor 248 leitet, jedoch einen extrem hohen Widerstand, wenn sich der zweite zeitbestimmende Kondensator 246 entlädt.

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In ähnlicher Weise arbeiten der zweite Transistor 2H8, die Diode 256, die Diode 258 und der erste Transistor 250 bei der Erzeugung eines Äusgangsimpulses₀

Der steuerbare Multivibrator nach der Erfindung ermöglicht die Verwendung von höheren zeitbestinunenden Spannungen und von kleineren Bauteilen als die zeitbestinunenden Schaltungen üblicher MuI-tivibratorenο

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Claims (1)

1. Patentansprüche

   1J Datenübertragungsanlage zum Umwandeln binärcodierter Gleichstroms ignale in frequenzmodulierte Signale für die Übertragung über ein Leitungsnetz, etwa eine Telefonleitung, und für die Rückverwandlung der frequenzmodulierten Signale in binärcodierte Gleichstromsignale, gekennze ichnet durch einen Oszillator zum Erzeugen eines doppeIf requenten, frequenzmodulierten Signales, wobei die erste Frequenz den Binärwert 1 des Datensignals und die zweite Frequenz den Binärwert 0 des Datensignals repräsentiert, durch eine von den binärcodierten Gleichstromda- * tensignalen gesteuerte Oszillatorsteuerschaltung (24) zum Steuern der Frequenz des Oszillators (18) als Funktion der Höhe der Gleichstromdatensignale, durch einen Verstärker (3H) zum Verstärken der frequenzmodulierten Signale vor der Eingabe in die Übertragungsleitung, und einen mit dem Verstärker gekuppelten aktiven Filter (10) zum Ausfiltern der ungeradzahligen Harmonischen des frequenzmodulierten Signales des Oszillators und zum Erhöhen der Leistungsverstärkung der Grundfrequenz des frequenzmodulierten Signals.

   2. Datenübertragungsanlage nach Anspruch 1, dadurch g e kennzeichnet, daß die Oszillatorsteuereinrichtung (24) einen Schalter (42) umfaßt zum Anschalten unterschiedlicher Spannungen an das zeitbestimmende Netzwerk je nach der übertragungebandbreite der Telefonleitung.

   3. Datenübertragungsanlage nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß ein Empfänger vorgesehen ist zum Umwandeln der Über die Telefonleitung empfangenen frequenzmodulierten Signale in Gleichstromsignale.

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   H. Datenübertragungsanlage nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß der Empfänger über einen Transformator (8¹O mit der Telefonleitung verbunden ist.

   5. Datenübertragungsanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das aktive Filter mit dem Transformator verbunden ist.

   6. Datenübertragungsanlage nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet , daß das aktive Filter ein aktives RC-Filter mit steuerbarer Verstärkung und Mehrfachgegenkopplung ist, das einen Operationsverstärker als aktives Element aufweist.

   7. Datenübertragungsanlage nach Anspruch 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet , daß der Oszillator als steuerbarer Multivibrator ausgebildet ist mit einem Transistor-Mültivibrator, bei dem die Basis (253) des einen Transistors mit einer ersten Spannungsquelle (228) verbunden ist und der Emitter (261) Über diese Basis ebenfalls mit der ersten Spannungsquelle, wobei der Transistor-Multivibrator normalerweise leitend ist, mit einem Spannungs-Stromspeicher (2<Ί6), der zwischen der Basis des Transistors und einer zweiten Spannungsquelle mit variabler Spannung angeschaltet ist und elektrisch mit einem zweiten Schaltungskreis mit dem Emitter verbunden ist, wobei die Anordnung so getroffen ist, daß der Spannungs-Stromspeicher (246) bei abnehmender Spannung der zweiten ,Spannungsquelle entladen wird, mit einem mit dem zweiten Schaltungskreis (260) verbundenen und zwischen dem Spannungs-Stromspeicher und dem Emitter des Transistors angeschalteten Richtleiter als Nebenschluß zur Basis des Transistors, wodurch die Übertragung der Entladespannung des Speichers auf den Emitter des Transistors erreicht und der Spannungsunterschieä zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors innerhalb vorbestimmter Grenzen gehalten wird, und mit einem Stromrichterelement (262), welches in dem ersten Schaltungskreis mit dem

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   Transistor derart verbunden ist» daß es den diesen durchfließenden Strom aufnimmt, und welches in einem dritten Schaltungskreis mit dem Richtleiter verbunden ist, so,daß es den Stromfluß durch den Richtleiter bei der Entladung des Spannungs-Stromspeichers unterbricht.

   8. Datenübertragungsanlage nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß als Richtleiter Dioden verwendet sind.

   9. Datenübertragungsanlage nach Anspruch 7 oder 8, dadurch

   L· gekennzeichnet, daß als Transistoren NPN-Transisto» ren verwendet sind und daß die Rieht leiter und Stromrichteleinente mit ihrer Anode an .die Emitter dieser Transistoren angeschaltet sind.

   10. Datenübertragungsanlage nach Anspruch 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet , daß die Potentiale der beiden Spannungsquellen gleich sind«

   11. Datenübertragungsanlage nach Anspruch 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet , daß die Kathoden der in den Emitterzweigen liegenden Richtleiter (262,258) an eine dritte Spannungsquelle angeschlossen sind.

   12. Datenübertragungsanlage nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet , daß die Polarität der dritten Span-■ nungsquelle entgegengesetzt zur Polarität der ersten und der zweiten Spannungsquelle ist„.

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