DE19538575C2 - Induktiver Näherungssensor - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen induktiven Näherungssensor mit einer Vorrichtung zum Messen der komplexen Impedanz einer verlustbehafteten Spule, deren Impedanz von einer nichtelektrischen Meßgröße abhängig ist.

Eine von einer nichtelektrischen Meßgröße abhängige Spule - im folgenden als Sen­ sorspule oder Meßspule bezeichnet - wird in der Betriebsmeßtechnik, Prozeßüberwa­ chung und Sensorik in vielfältiger Weise als induktiver Abstandssensor oder induktiver Näherungsschalter zur Abstandsmessung und als Wirbelstromsensor zur zerstörungs­ freien Materialprüfung eingesetzt. Die nichtelektrischen Meßgrößen können der Ab­ stand s eines Meßobjekts - im folgenden als Steuerfahne bezeichnet - bzw. die physika­ lischen Eigenschaften des Meßobjekts sein, wie elektrische Leitfähigkeit σ, die Per­ meabilität µ oder abgeleitete Größen.

Wird ein solches, meist metallisches, Meßobjekt in das elektromagnetische Wechselfeld der Spule eines induktiven Sensors eingebracht, wird die komplexe Impedanz der Spule durch die nichtelektrischen Meßgrößen geändert. Die nichtelektrischen Meßgrößen beeinflussen bei geeigneter Frequenz häufig nur eine Komponente der komplexen Impedanz, beispielsweise beeinflußt die elektrische Leitfähigkeit des Meßobjektes den Verlustwiderstand der Spule oder die Permeabilität des Meßobjekts die Induktivität der Spule. Stets ist jedoch die Spule ohne Meßobjekt verlustbehaftet, d. h. ein induktiver Sensor hat neben der Grundinduktivität zusätzliche ohmsche Verluste.

Die elektrischen Meßschaltungen sollen möglichst nur den Anteil der Impedanz oder eine aus der Impedanz abgeleitete Größe erfassen, die von der nichtelektrischen Meßgröße abhängig ist. Eine Meßschaltung zur Auswertung der Änderung der kom­ plexen Impedanz oder einer abgeleiteten Größe ist in ihrem Verhalten von den Eigen­ schaften der Spule abhängig. Die Güte Q bzw. der Verlustfaktor D und das Tempera­ turverhalten der Spule bestimmen bei ausreichend großer Meßempfindlichkeit die Eigenschaften der Messung. Mit anderen Worten, die Meßeigenschaften werden ganz wesentlich durch die Verluste der Spule bestimmt. Durch geeignete Wahl der Meß­ schaltung wird versucht, nur den meßgrößenabhängigen Teil der komplexen Impedanz oder einer daraus abgeleiteten Größe zu messen, beispielsweise den Wirkwiderstand oder die Induktivität oder die Güte bzw. den Verlustfaktor. Es sind zahlreiche Meß­ schaltungen zur Lösung dieses Problems bekannt, aber nur wenige Schaltungen haben sich in der Praxis als brauchbar bewährt. Meistens sind die Auswerteschaltungen zur Verbesserung der Meßeigenschaften direkt an die Sensorspule angepaßt.

Elektrische und elektronische Schaltungen sind in ihrem Verhalten von den Eigen­ schaften der verwendeten Bauelemente abhängig. Die Güte und das Temperaturverhal­ ten von Widerständen und Kondensatoren sind mit modernen Technologien beherrsch­ bar; ebenso sind die Eigenschaften von modernen Halbleiter-Schaltungen durch ge­ eignete Wahl der Schaltung bestimmbar; jedoch sind nur wenige Schaltungen bekannt, die die Güte und den Temperaturgang einer verlustbehafteten Spule verbessern.

Die wichtigsten berührungslosen Sensoren zur Prozeßsteuerung und Anlagenüber­ wachung sind induktive Abstands- bzw. Näherungssensoren oder Näherungsschalter und Näherungsinitiatoren. Ein induktiver Näherungssensor enthält eine Spule mit einem gerichteten elektromagnetischen Hochfrequenzfeld. Hierzu verwendet man meist han­ delsübliche zylinderförmige Einzel- oder Halbschalenkerne aus ferromagnetischem Ferritmaterial. Dadurch entsteht an den offenliegenden Schenkeln dieser rotationssym­ metrischen Einzelschalenkerne eine Vorzugsrichtung des elektromagnetischen Hochfre­ quenzfeldes. Wird in dieses gerichtete Hochfrequenzfeld ein elektrisch oder magnetisch leitendes bzw. ferromagnetisches Material - eine sogenannte Steuerfahne - gebracht, tritt eine Dämpfung der magnetischen und elektrischen Komponente des Hochfre­ quenzfeldes und damit eine Dämpfung der Spule auf.

Ein handelsüblicher induktiver Näherungssensor enthält einen Hochfrequenz-Oszillator mit einem LC-Schwingkreis. Die Spule dieses LC-Schwingkreises erzeugt das gerichtete elektromagnetische Hochfrequenzfeld. Durch die oben beschriebenen Dämpfung des elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes nimmt die Amplitude der Hochfrequenz- Schwingungen des Oszillators ab. Die Amplitude der Oszillator-Hochfrequenz-Schwin­ gungen kann als Maß für die Dämpfung des gerichteten elektromagnetischen Hoch­ frequenzfeldes verwendet werden, also als Maß für den Abstand einer Steuerfahne. Zur Auswertung der Dämpfung wird die Amplitude des Oszillator-Hochfrequenzsignals im allgemeinen gleichgerichtet und mit einem Tiefpaßfilter gefiltert. Dieses gleich­ gerichtete und gefilterte Hochfrequenz-Amplituden-Signal ist ein Gleichspannungs- oder Gleichstrom-Signal und kann entweder direkt in ein analoges Signal zur Anzeige des Abstandes einer Steuerfahne verstärkt oder mit Hilfe einer nachfolgenden Auswerte­ schaltung in ein Schaltsignal umgesetzt werden, wobei das Schaltsignal bei einem definierten Abstand der Steuerfahne seinen Schaltzustand ändert. Besonders induktive Näherungsschalter, die nach der zuletzt beschriebenen Funktion arbeiten, dienen in zahlreichen Ausführungsformen und in großer Anzahl zur Anlagensteuerung und Anlagenüberwachung. Als Schaltung zur Erzeugung der Hochfrequenz-Schwingungen wird sehr häufig eine Meißner-Oszillator-Schaltung verwendet.

Bei einem induktiven Näherungssensor hängt der erzielbare und nutzbare Abstands­ bereich, d. h. der Abstand der Steuerfahne von der "aktiven' Fläche der Spule, im wesentlichen von der Größe und den Eigenschaften der Hochfrequenz-Spule ab. Die Dämpfung durch die Steuerfahne bewirkt eine Änderung der Güte Q der Spule. Bei Annähern der Steuerfahne wird die Güte Q von einem maximalen Wert Q₀ in Form einer S-Kurve auf einen minimalen Wert reduziert. Den Schaltpunkt bzw. den Meßbe­ reich legt man zweckmäßigerweise in den steilsten Teil der S-Kurve, i. a. ist das am Wendepunkt. Will man den Meßbereich vergrößern, so muß man auch die flacheren Teile der S-Kurve ausnutzen. Die Messung ist in einem flacheren Teil mit einer wesentlich größeren Unsicherheit behaftet, da eine bestimmte auswertbare Güteände­ rung hier eine große Änderung im Abstand s der Steuerfahne bedeutet. Der Einfluß der Umgebungstemperatur auf die relative Güte Q/Q₀ einer Spule zeigt, daß die Güte mit steigender Temperatur abnimmt. Der Temperatureinfluß auf die Spulengüte schränkt den nutzbaren Abstandsmeßbereich bei induktiven Näherungs­ sensoren wesentlich ein, da die Güteänderung infolge des Temperatureinflusses in einem vorgesehenen Temperatur-Arbeitsbereich größer werden kann als die durch eine Steuerfahne bewirkte Änderung.

Bei vielen Anwendungen und in vielen Ausführungsformen wird der Abstandsmeßbe­ reich so niedrig gewählt, daß keine besonderen Maßnahmen zu einer Temperaturkom­ pensation notwendig sind. Bei kritischen Einsatzfällen verwendet man temperatur­ abhängige Widerstände, beispielsweise Heißleiter oder Kaltleiter, um den Temperatur­ gang des Schaltabstandes zu kompensieren. Dieser zusätzliche Aufwand führt jedoch nur in einem beschränkten Temperaturbereich zu befriedigenden Ergebnissen. Eine wesentliche Vergrößerung des nutzbaren Abstandsmeßbereiches kann damit nicht erreicht werden.

Eine verlustbehaftete Spule wird durch die komplexe Impedanz Z beschrieben. Eine an die Spule angelegte Meßspulen-Wechselspannung U eilt dem durch die Spule fließen­ den Meßspulen-Wechselstrom I um den Phasenwinkel ϕ_UI, vor, der um den Verlustwin­ kel δ kleiner ist als 90° (Grad). Das Verhalten einer verlustbehafteten Sensorspule eines induktiven Näherungssensors wird durch eine Ersatzschaltung beschrieben, in der der Feldverlustwiderstand R_F durch einen ohmschen Parallelwiderstand parallel zu einem Blindwiderstand X_L, der durch eine reine Induktivität L gebildet wird, und in Reihe zu dieser Parallelschaltung der Wicklungswiderstand R_CU der Spule durch einen ohmschen Vorwiderstand berücksichtigt werden, wie beispielsweise in der deutschen Offenlegungsschrift DE 38 14 131 A1 in Fig. 2a dargestellt. In dieser an sich bekannten Ersatzschaltung repräsentiert

• - der Feldverlustwiderstand R_F die Wirkverluste des elektromagnetischen Wechselfeldes durch Wirbelströme und Ummagnetisierungsverluste im Spulenkern und im Meßobjekt (Steuerfahne),
• - der Blindwiderstand X_L die induktiven Verluste der Meßspule und des elektromag­ netischen Wechselfeldes infolge der Permeabilität µ des Meßobjektes (Steuerfahne) und die dielektrischen Verluste durch die Eigenkapazität der Meßspule und
• - der Wicklungswiderstand R_CU die Gleichstrom-Wirkverluste durch den Kupferwider­ stand des Spulendrahtes und die Wechselstrom-Wirkverluste durch den Skin-Effekt im Spulendraht.

Die Güte einer Spule ist gegeben durch das Verhältnis aus dem Blindwiderstand Im(Z) und dem Verlustwiderstand Re(Z), wobei Z der komplexe Scheinwiderstand (Impe­ danz) der Spule ist.

Der Einfluß der Umgebungstemperatur auf die Impedanz Z und auf die Güte Q einer Spule wird im wesentlichen durch die Temperaturabhängigkeit der Verlustwiderstände bewirkt. Bekannt ist der Temperaturkoeffizient α des Gleichstrom-Widerstandes der Kupferwicklung der Spule mit etwa 3,95.10^-3/K. Die Temperaturgänge der anderen Verlustwiderstände sind meist kleiner, jedoch in ihrer Größe von der Bauart der Spule abhängig.

Die Güte und damit auch der Temperaturgang einer Spule ist eine zusammengesetzte Größe, die bei verschiedenen Bauarten und sogar von Exemplar zu Exemplar starken Schwankungen unterworfen ist. Deshalb muß eine Kompensation bzw. eine Reduzierung des Temperaturganges mindestens für jede Bauart einer Spule getrennt vorgenommen werden.

Als Maß für den Abstand eines Meßobjektes (Steuerfahne) von der Sensorspule werden im allgemeinen die Meßgrößen komplexe Impedanz Z oder ersatzweise Güte Q oder Scheinwiderstand Z der Meßspule gemessen. Häufig wird die Messung der Güte mit einem LC-Schwingkreis oder die Messung des Scheinwiderstandes in der zerstörungs­ freien Materialprüfung durchgeführt. Der Nachteil dieser Messungen ist die Abhängig­ keit von der Temperatur und vom Material des Meßobjektes und damit die reduzierte Genauigkeit der Meßgröße. Bei der Gütemessung mit einem LC-Schwingkreis wird dieser Schwingkreis in einem Oszillator zu Resonanzschwingungen angeregt, wobei die Schwingungsamplitude des Oszillators ein Maß für die Güte ist. Der Scheinwiderstand Z läßt sich aus der gleichzeitigen Effektivwert-Messung der an der Meßspule angelegten Spannung U_eff und des durch die Meßspule fließenden Stromes I_eff ermitteln.

Dabei enthält der Scheinwiderstand Z die Wirkkomponente R (Verlustwiderstand) und die frequenzabhängige Blindkomponente X_L = ωL. Aus der komplexen Impedanz Z = R + jωL ergibt sich der Scheinwiderstand Z.

Ist der Wirkwiderstand R vernachlässigbar, so ergibt sich aus der Strom- und Span­ nungsmessung der Blindwiderstand X_L.

Um aus den Messungen die Induktivität L zu erhalten, muß noch die Frequenz f = ω/2π der Meßspannung bekannt sein. Zur Messung der eigentlich zu erfassenden komplexen Impedanz Z muß mittels zweier getrennter Meßvorgänge entweder

• - der Wirkwiderstand R als Realteil Re(Z) und der Blindwiderstand X_L als Imaginärteil Im(Z) der komplexen Impedanz oder
• - der Scheinwiderstand Z und der Phasenwinkel ϕ_UI zwischen dem durch die Meßspule fließenden Meßspulen-Wechselstrom I und der an die Meßspule angelegten Meßspulen- Wechselspannung U gemessen werden. Bei den meisten Anwendungen wird nur eine der oben dargestellten Meßgrößen gemessen und zwar nur diejenige, die möglichst selektiv auf die zu messende Größe Abstand der Steuerfahne von der Meßspule reagiert und die von Störgrößen wie Temperatur und elektromagnetische Einstrahlun­ gen möglichst wenig beeinflußt wird, so daß die Genauigkeit und Auflösung möglichst hoch ist.

In der deutschen Offenlegungsschrift DE 35 13 403 A1 wird ein Verfahren angegeben, nach dem der Temperaturkoeffizient des Wicklungskupferwiderstandes der Schwing­ kreisspule zur Kompensation des Temperaturkoeffizienten der Güte des Schwingkreises ausgenutzt wird, wobei eine zum Kupferwiderstand der Schwingkreisspule proportionale Spannung mit einer zweiten Spule an den Schwingkreis angelegt wird. Diese Tempera­ turkompensation ist aber nur unter ganz speziellen Bedingungen zu realisieren. Der Kupferwiderstand der zweiten Spule muß wesentlich größer sein als der Kupferwider­ stand der Schwingkreisspule, während die Induktivität beider Spulen gleich groß sein muß. Diese Bedingungen sind in der Praxis nur sehr schwer zu erfüllen.

In der deutschen Offenlegungsschrift DE 38 14 131 A1 wird ein Verfahren und eine Vorrichtung angegeben, in dem der Wirkwiderstand der Sensorspule als Feldverlust­ widerstand direkt mit einer Leistungsmessung gemessen wird. Dieser Feldverlustwider­ stand der Sensorspule, hervorgerufen durch die Verluste des elektromagnetischen Feldes infolge des Streufeldes und infolge einer elektromagnetischen Dämpfung durch eine Steuerfahne, ist bei der Wahl einer geeigneten Frequenz abhängig vom Abstand s der Steuerfahne. Bei Verwendung einer Vier-Leiter-Schaltung ist die Messung in einem weiten Temperaturbereich temperaturunabhängig, da hierbei der temperaturab­ hängige Wicklungswiderstand der Spule (auch als Kupferwiderstand bezeichnet) und die Leitungswiderstände der vier Zuleitungen nicht in die Messung eingehen. Durch phasenrichtige Multiplikation des Spulen-Wechselstromes und der induzierten Spulen- Wechselspannung und nachfolgender Tiefpaßfilterung wird die Wirkleistung in der Spule gemessen, die umgekehrt proportional dem Feldverlustwiderstand ist.

In ähnlicher Weise läßt sich mittels einer phasenrichtigen Multiplikation des um 90° phasenverschobenen Spulen-Wechselstromes und der induzierten Spulen-Wechselspan­ nung und nachfolgender Tiefpaßfilterung die Blindleistung in der Spule messen, die ebenfalls umgekehrt proportional dem Spulen-Blindwiderstand bzw. der Spuleninduktivi­ tät ist. Zur einfachen Trennung der Primär- und Sekundärseite, d. h. des Spulenstromes und der induzierten Spulenspannung, wird die induzierte Spulenspannung mittels einer zweiten Wicklung ausgekoppelt. Im einfachsten Fall sind die beiden Wicklungen identisch und bifilar gewickelt.

In der deutschen Offenlegungsschrift DE 43 28 097 A1 wird eine Vorrichtung zum Messen der Impedanz von passiven Sensoren (induktive, kapazitive und ohmsche Sensoren) mit doppelt rückgekoppelter Phasenregelschleife PLL (phase locked loop) beschrieben, wobei in der einen Rückkopplungsleitung ein Meßphasenschieber als Tiefpaß- oder Hochpaß-Filter mit dem Sensor-Bauelement angeordnet ist. Die frequen­ zanaloge Signalauswertung einer solchen Phasenregelschleife besitzt eine sehr hohe Meßempfindlichkeit. Weiterhin läßt sich das frequenzanaloge Ausgangssignal in ein­ facher Weise weiterverarbeiten und in ein digitales Signal umsetzen.

Bei allen bisher bekannten induktiven Näherungsschaltern ist die Schaltgeschwindigkeit, d. h. die Grenzfrequenz für Schaltvorgänge, durch die Tiefpaßfilterung zur Erzeugung des abstandsabhängigen Ausgangssignals (meist eine Gleichspannung) und besonders durch die im Schwingkreis und die im elektromagnetischen Feld gespeicherte Energie bestimmt und damit erheblich erniedrigt. Die Grenzfrequenz der meßbaren Schaltvor­ gänge wird hierbei durch elektrische Umladevorgänge und durch Trägheit des stationä­ ren, elektromagnetischen Wechselfeldes der Sensorspule bestimmt. Das Frequenzverhal­ ten der Schaltfrequenz eines induktiven Näherungsschalters zeigt insgesamt das Verhal­ ten eines Tiefpaßfilters, d. h. die niedrigste Grenzfrequenz der Meßkette bestimmt im wesentlichen sein gesamtes Frequenzverhalten. Das oben erwähnte Tiefpaßfilter dient neben der Erzeugung des abstandsabhängigen Ausgangssignals i. a. auch der Störunter­ drückung innerer und äußerer Störsignale. Meist liegt die Grenzfrequenz der Schaltvor­ gänge bei etwa 1 kHz, nur mit erheblichen elektronischen Mitteln ist eine Grenzfre­ quenz von 10 kHz zu erreichen, jedoch nur mit einer niedrigeren Störunterdrückung bzw. einem schlechteren Signal-Rausch-Verhältnis.

Desweiteren begrenzt der Temperaturgang der Impedanz der Sensorspule, insbesondere der Wicklungswiderstand R_CU, hier die Meßempfindlichkeit, so daß sinnvollerweise nur solche Meßverfahren verbessert werden sollten, die den Temperaturgang der Sensor­ spule berücksichtigen bzw. kompensieren.

Weiterhin ist das analoge Ausgangssignal bzw. der Schaltpunkt vom Material der Steuerfahne abhängig, wodurch die Meßgenauigkeit des induktiven Näherungssensors verschlechtert wird. Diese Abhängigkeit wird entweder durch einen Werkstoffaktor oder durch aufwendige Kompensationsmaßnahmen mit Hilfsspulen auf der Sekundärseite eines Übertragers oder durch ein Differentialverfahren mit einer mathematisch-schal­ tungstechnischen Signalverarbeitung zur Kompensation des Werkstoffaktors beseitigt. Im deutschen Gebrauchsmuster DE 94 12 765 U1 wird diese Problematik mittels eines Differentialverfahrens durch Messung der in der Sensorspule induzierten Spannung und der Resonanzfrequenz eines mit der Sensorspule gebildeten LC-Schwingkreises und durch eine mathematisch-technische Verknüpfung dieser beiden Signale gelöst. Auch hier ist die Schaltgeschwindigkeit des induktiven Näherungssensors wegen der Tief­ paßfilterung der beiden Signale und durch die im Schwingkreis gespeicherte Energie erheblich reduziert.

Es zeigt sich also, daß Korrekturverfahren für einige Einfluß- und Störgrößen bekannt sind. Jedoch ist bisher kein Verfahren und keine Vorrichtung bekannt, die aufgrund des Verfahrens selbst die oben beschriebenen Beeinflussungen und Störungen der Messung reduzieren bzw. ganz vermeiden.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die nachweisbare Grenzfrequenz eines induktiven Näherungssensors oder Wirbelstromsensors bzw. die maximal meßbare Schaltgeschwindigkeit eines induktiven Näherungsschalter oder Näherungsinitiators wesentlich zu erhöhen, ohne dabei seine Meßeigenschaften zu verschlechtern, so daß die Meßgenauigkeit und Störunanfälligkeit erhalten bleibt bzw. noch verbessert wird.

Die Erfindung löst die Aufgabe gemäß dem Anspruch 1. Danach wird an einer Sensor­ spule eines induktiven Näherungssensors die Phasenverschiebung zwischen angelegter Meßspulen-Wechselspannung U oder induzierter Meßspulen-Wechselspannung U _ind und durchfließendem Meßspulen-Wechselstrom I unmittelbar während jeder Halbperiode oder einem Vielfachen jeder Halbperiode von Strom und Spannung mit elektronischen Mitteln gemessen. Der Lösung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß die komplexe Meß­ spulen-Impedanz Z oder eine abgeleitete Meßgröße der Sensorspule, hier vorzugsweise die Phasenverschiebung ϕ_UI zwischen Strom und Spannung, möglichst häufig und möglichst sofort nach einer möglichen Änderung gemessen werden kann, wenn die Meßspulen-Impedanz Z ohne eine Verzögerung durch zusätzliche Filter bestimmt wird. Jedes Tiefpaß- und Bandpaß-Filter mit seiner Grenz- oder Resonanzfrequenz f₀ verzögert das Signal zwischen seinem Eingang und Ausgang um die Verzögerungszeit T₀ = 1/f₀.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

In der Meßtechnik setzt sich immer stärker die Anwendung der Digitaltechnik wegen ihrer hohen Signalverarbeitungsgeschwindigkeit bis zu Grenzfrequenzen von einigen GHz und wegen ihrer größeren Störsicherheit und einfacheren Signalverarbeitung gegenüber der Analogtechnik durch. In der digitalen Meßtechnik erfolgt die Verar­ beitung der Signale wertdiskret und zeitdiskret. Die notwendige Quantisierung der Meßsignale sollte aus obigen Gründen möglichst am Anfang der Meßkette erfolgen, so daß die gesamte Meßeinrichtung mit einfachen und preisgünstigen digitalen Schalt­ elementen und Baugruppen aufgebaut werden kann. Im einfachsten Fall kann der Wert eines zu messenden analogen Signals (Strom oder Spannung) als binäres Signal aus­ gegeben werden, d. h., ob das Signal größer oder kleiner als ein Vergleichssignal ist. Diese Aufgabe läßt sich für eine Spannung mit einem Spannungskomparator erfüllen. Als Vergleichsspannung kann beispielsweise der Wert Null dienen, so daß bei einer reinen symmetrischen Wechselspannung ohne Gleichspannungsanteil der Nulldurchgang als Schaltbedingung für das binäre Ausgangssignal des Spannungskomparators verwen­ det werden kann. Die Schaltbedingung kann in gleicher Weise bei einer endlichen Vergleichsgleichspannung liegen, die ungleich Null ist. Dies wird vorzugsweise bei einer Wechselspannung mit Gleichspannungsanteil angewandt. Das gleiche Verfahren wie oben beschrieben kann in gleicher Weise bei einem analogen Wechselstromsignal durchgeführt werden.

Bei einem erfindungsgemäßen induktiven Näherungssensor wird die Messung der kom­ plexen Meßspulen-Impedanz Z (im folgenden auch als Meßspulen-Wechselstromwider­ stand bezeichnet) bzw. hilfsweise die Messung der Phasenverschiebung ϕ_UI bei einem Nulldurchgang der Meßspulen-Wechselspannung U und des Meßspulen-Wechselstromes I oder beim Überschreiten bzw. Unterschreiten dieser Wechselsignale gegenüber einem Vergleichs-Gleichsignal vorgenommen. Vorzugsweise werden Spannungssignale verwen­ det, so daß ausschließlich die oben beschriebenen Spannungskomparatoren verwendet werden können. Hierzu wird dem Meßspulen-Wechselstrom I mit einem Strom-Span­ nungs-Wandler, vorzugsweise eine reine Referenzimpedanz Z _ref (im folgenden auch als Referenz-Wechselstromwiderstand bezeichnet), beispielsweise ein ohmscher Widerstand, ein verlustarmer Kondensator oder eine verlustarme Spule, oder eine gemischte Kom­ bination aus diesen Bauelementen in eine proportionale Referenz-Wechselspannung U _I überführt. Bei der Verwendung eines Kondensators oder einer Spule in der Referenz­ impedanz Z _ref wird eine zusätzliche Phasenverschiebung ϕ_I zwischen dem Meßspulen- Wechselstrom I und der Referenz-Wechselspannung U _I erzeugt, die bei der Phasen­ verschiebung ϕ_UI vorzeichenrichtig berücksichtigt werden muß.

Die Phasenverschiebung ϕ_UI zwischen Meßspulen-Wechselstrom und Spannung der Sensorspule ergibt sich zu

und wird als Zeitintervall T_UI, zwischen dem Komparatorschaltpunkt t_U der Meßspulen- Wechselspannung U und dem Komparatorschaltpunkt t_I des Meßspulen-Wechseltromes I gemessen, wobei die Frequenz f oder die Periodendauer T des Wechselstrom- oder Wechselspannungssignals berücksichtigt werden muß.

Zur Bestimmung der Phasenverschiebung ϕ_UI wird also das Zeitintervall T_UI bezogen auf die Periodendauer T des Meßspulen-Wechselsignals gemessen. Durch die schal­ tungstechnische Verknüpfung der beiden Ausgangssignale der beiden Komparatoren mittels digitaler Gatter, Kippstufen, Speicherglieder oder Flipflops oder Kombinationen aus diesen digitalen Verknüpfungsgliedern entsteht eine Impulsfolge mit einer Im­ pulsfolgefrequenz oder Impulsrate, die aus der Frequenz f der Meßspulen-Wechselspan­ nung abgeleitet und damit identisch oder doppelt so groß ist. Es sind auch digitale Verknüpfungsglieder bekannt, die solche Komparatoren als Eingangsstufe enthalten. Im einfachsten Fall kann ein solcher analoger Komparator ein nicht gegengekoppelter Operationsverstärker sein. Das Tastverhältnis der Impulsfolge entspricht also der Phasenverschiebung ϕ_UI. Die Messung des Tastverhältnisses läßt sich mit hier nicht näher beschriebenen analogen und digitalen elektrischen oder elektronischen Mitteln in ein analoges oder digitales Signal umformen und mathematisch-schaltungstechnisch auswerten, wobei keine Tiefpaßfilterung notwendig ist.

Die Messung der komplexen Meßspulen-Impedanz Z erfolgt beispielsweise mittels der oben beschriebenen Messung der Phasenverschiebung ϕ_UI oder des Meßspulen-Schein­ widerstandes Z. Der Meßspulen-Scheinwiderstand Z kann beispielsweise mittels einer Effektivwert-Messung des Meßspulen-Wechseltromes I_eff und der Meßspulen-Wechsel­ pannung U_eff erfolgen.

Ebenso ist damit der Meßspulen-Wirkwiderstand

und der Meßspulen-Blindwiderstand

der Sensorspule bestimmt, wobei die Berechnung der Größen R und X_L mittels einer mathematisch-schaltungstechnischen Verknüpfung mit an sich bekannten elektrotech­ nischen Mitteln erfolgen kann. Die komplexe Meßspulen-Impedanz Z der Sensorspule eines induktiven Näherungssensors setzt sich wie oben beschrieben aus der Parallel­ schaltung des Feldverlustwiderstandes R_F und des reinen Blindwiderstandes X_L und dem Wicklungswiderstand R₁ als Vorwiderstand zusammen. Der größte Anteil der Wirkkomponente der komplexen Meßspulen-Impedanz Z ist der stark temperaturab­ hängige Wicklungswiderstand R_CU, der im folgenden mit R₁ bezeichnet wird.

Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Meßverfahren und eine Meßvorrichtung anzugeben, bei dem die Temperaturabhängigkeit der Spule nicht mehr in die Messung des Abstandes der Steuerfahne eingeht, so daß beispielsweise in der Anwendung als Näherungssensor der Abstand oder als Näherungsschalter der Schalt­ abstand sehr stabil über einen weiten Temperaturbereich gemessen wird. Die erfin­ dungsgemäße Vorrichtung ist dadurch gekennzeichnet, daß Meßmittel vorhanden sind, um den Feldverlustwiderstand R_F und den reinen Meßspulen-Blindwiderstand X_L direkt zu messen. Dieser erfindungsgemäßen Vorrichtung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß dieser Feldverlustwiderstand R_F und der reine Spulen-Blindwiderstand X_L abhängig vom Abstand s der Steuerfahne sind, während der Wicklungswiderstand R₁ unabhängig vom Abstand s der Steuerfahne ist.

Der Feldverlustwiderstand R_F und der reine Blindwiderstand X_L der Sensorspule können nicht direkt aus der Meßspulen-Wechselpannung U und aus dem Meßspulen- Wechseltrom I gemessen werden, da die Meßspulen-Wechselpannung U um den Spannungsabfall am Wicklungswiderstand R₁ zu groß gemessen wird. Der Erfindung liegt also die weitere Erkenntnis zugrunde, daß der Spannungsabfall an der Parallel­ schaltung von R_F und X_L, die sogenannte induzierte Meßspulen-Wechselspannung U _ind, zu messen ist. Die induzierte Meßspulen-Wechselspannung U _ind als induzierte Meßspulen-Primär-Wechselspannung U _1,ind = U ₁ bezeichnet) ist nur mittels einer Hilfsspule L₂ als induzierte Meßspulen-Sekundär-Wechselspannung U _2,ind = U ₂ meßbar. Die Hilfsspule L₂ ist unmittelbar auf der Meßspule L₁ angebracht und mit dieser direkt magnetisch gekoppelt, so daß der Kopplungsfaktor k möglichst nahe bei eins liegt. Entsprechend der bekannten Übertragung von Wechselspannungen mittels eines Transformators oder Übertragers verhält sich die induzierte Meßspulen-Primär- Wechselspannung der Primärseite U ₁ zur induzierten Meßspulen-SekundärWechsel­ spannung der Sekundärseite U ₂ wie die Windungszahl der Primärseite N₁ zu der Windungszahl der Sekundärseite N₂.

Die induzierte Meßspulen-Sekundär-Wechselspannung U ₂ ist also direkt proportional der nicht direkt meßbaren, induzierten Meßspulen-Primär-Wechselspannung U ₁, wobei das Wicklungsverhältnis N₁/N₂ beliebig sein kann, aber bekannt sein muß. Der Wick­ lungswiderstand R₂ der sekundären Hilfswicklung L₂ geht dann nicht in eine Span­ nungsmessung ein, wenn diese Messung hochohmig erfolgt, d. h. der Meßstrom sehr klein ist, beziehungsweise die induzierte Meßspulen-Sekundär-Wechselspannung U ₂ leistungslos gemessen wird; in diesem Fall ist die induzierte Meßspulen-Sekundär- Wechselspannung U ₂ gleich der Spannung an den Spulenanschlüssen. Der Vorteil der leistungslosen Messung der induzierten Meßspulen-Sekundär-Wechselspannung ist, daß der temperaturabhängige Wicklungswiderstand R₂ die Messung nicht mehr beeinflußt. In einer bevorzugten Ausführung wird die induzierte Meßspulen-Sekundär-Wechsel­ spannung U ₂ gleich groß wie die induziere Meßspulen-Primär-Wechselspannung U ₁ gemacht, indem die Anzahl der Windungen auf der Primärseite N₁ und auf der Sekun­ därseite N₂ gleich groß gemacht werden. Dieser Fall läßt sich in einfacher Weise realisieren, indem beide Wicklungen gemeinsam bifilar gewickelt werden, so daß die Kopplungsverluste gering sind und die reine Induktivität der Spule L₁ auf der Primär­ seite nahezu gleich der Induktivität der Spule L₂ auf der Sekundärseite wird. Die Messung des Meßspulen-Wechselstromes I, der beispielsweise durch die Spule L₁ auf der Primärseite fließt, erfolgt vorzugsweise mittels einer Spannungsmessung in der oben beschrieben Weise mit einem ohmschen Widerstand als Strom-Spannungs-Wandler.

Bei einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung bildet die Meßspule die Induktivität eines LC-Reihenschwingkreises oder LC-Parallelschwingkreises, der in einem an sich bekannten Oszillator auf seiner Resonanzfrequenz f₀ zu Eigenschwingungen angeregt wird. Der Vorteil dieser Anregung der Meßspule eines induktiven Näherungssensors ist der minimale externe Energiebedarf eines Oszillators, der in seiner Resonanz betrieben wird, d. h. die Leistungsaufnahme eines Oszillators hat bei Erregung in Resonanz ihr Minimum.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird bei einem induktiven Näherungs­ schalter oder Näherungsinitiator eine mathematisch-schaltungstechnische Verknüpfung mit digitalen elektronischen Mitteln vorgenommen, daß ein binäres Ausgangssignal des Schalters oder Initiators dergestalt erzeugt wird, daß sich der Zustand des binären Ausgangssignals nur dann ändert, wenn die Steuerfahne einen festgelegten Schalt­ abstand s₀ unterschreitet oder überschreitet, je nach Ausführung des Schalters. Das binäre Ausgangssignal des induktiven Näherungsschalters soll also angeben, ob sich eine Steuerfahne gegenüber einem festgelegten Schaltabstand s₀ weiter entfernt von oder näher an der aktiven Sensorfläche der Meßspule des Näherungsschalters befindet.

Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen sollen anhand von Zeichnungen näher erläutert werden:

Fig. 1a zeigt eine verlustbehaftete Spule mit der Impedanz Z;

Fig. 1b zeigt das Ersatzschaltbild einer verlustbehafteten Spule mit der Induktivität L, mit dem Feldverlustwiderstand R_F infolge der Dämpfung und Verluste des gerichteten elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes und mit dem Drahtwiderstand R₁;

Fig. 2a zeigt eine verlustbehaftete Spule mit zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen;

Fig. 2b zeigt das Ersatzschaltbild einer verlustbehafteten Spule mit zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen;

Fig. 3 zeigt das prinzipielle Verfahren zur Messung der Phase ϕ_UI unabhängig vom Drahtwiderstand R₁;

Fig. 4 zeigt die Abhängigkeit von U _L, I _L und daraus abgeleiteten Größen vom Abstand s einer Steuerfahne;

Fig. 5a zeigt ein Ausführungsbeispiel eines induktiven Näherungssensors mit einer einfachen Meßspule und zwei Spannungskomparatoren;

Fig. 5b zeigt das Impulsdiagramm des induktiven Näherungssensors nach Fig. 5a;

Fig. 6 zeigt ein erweitertes Ausführungsbeispiel eines induktiven Näherungssensors mit einer spannungsgekoppelten Hilfsspule nach Fig. 2 und angeregt mittels eines Oszil­ lators;

Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines induktiven Näherungsschalters zur Messung der Phase ϕ_UI nach Fig. 3 mit einem Phasenschieber und einem Phasenkomparator;

Fig. 8 zeigt ein erweitertes Ausführungsbeispiel nach Fig. 7 mit einem Schmitt-Trigger- Ausgang.

Eine Analyse einer verlustbehafteten Spule mit einer Wicklung nach Fig. 1 ergibt, daß die Phasenverschiebung ϕ_UI bei den für einen induktiven Näherungsschalter in Frage kommenden Materialien und Frequenzen durch den Drahtwiderstand R₁ der verlustbe­ hafteten Spule bestimmt wird.

In der Praxis kann man davon ausgehen, daß der Wicklungs- bzw. Drahtwiderstand R₁ wesentlich kleiner als der Feldverlustwiderstand R_F ist, so daß sich die Beziehung für die Phasenverschiebung ϕ_UI vereinfacht.

Die Verwendung einer Spule mit zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen nach Fig. 2 erlaubt den Zugriff auf die Phase ϕ_UI praktisch ohne - wie oben gezeigt wurde - Einfluß der beiden Meßspulen-Drahtwiderstände R₁ und R₂. Mit der Spule, die als erste Wicklung mit der Induktivität L₁ zwischen den Klemmen A und B angeschlossen ist, wird eine zweite Wicklung mit der Induktivität L₂ bifilar gewickelt, die zwischen den Klemmen A' und B' herausgeführt ist. Dadurch haben beide Wicklungen dieselbe Induktivität L₁ = L₂ = L, der kombinierte Effekt der Gegeninduktivität

ist aufgehoben und die Anschlüsse A' und B' erlauben eine von den beiden Drahtwi­ derständen R₁ und R₂ praktisch unbeeinflußte Messung. Als Wicklungsdraht kann für beide Wicklungen gemeinsam Litze oder für beide Wicklungen getrennt massiver Kupfer-Lackdraht verwendet werden. Die Anschlüsse A und A' beziehungsweise B und B' bezeichnen diejenigen Anschlüsse, die die gleiche Spannungspolarität bei Anlegen einer Wechselspannung besitzen beziehungsweise an denen die Wicklungen im gleichen Wickelsinn angeschlossen sind.

Prinzipiell können auch unterschiedliche Wicklungen benutzt werden, dann sind die Parameter der Sekundärseite unter Beachtung des Windungsverhältnisses und des Kopplungsfaktors auf die Primärseite umzurechnen. Diese Rechnung hat aber keinerlei Einfluß auf die auszuwertende Phasenbeziehung.

Zur Messung der Phase ϕ_UI wird nach Fig. 3 eine Wechselstromquelle mit dem Meß­ spulen-Wechselstrom I an die Klemmen A und B der Spule gelegt. In die zweite Wicklung wird die Meßspulen-Sekundär-Wechselspannung U ₂ eingekoppelt, die bei einer leistungslosen, hochohmigen Spannungsmessung mit I ₂ = 0 direkt an den Klem­ men A' und B' gemessen werden kann. Ist der Meßspulen-Wechselstrom I unbekannt, so kann die zwischen den Klemmen A und A' anliegende und dem Meßspulen-Wech­ selstrom I proportionale Spannung U ₁ = R₁.I (bei I ₂ = 0) ausgewertet werden. Werden beide Wechselpannungen U und U _i leistungslos gemessen, bzw. wird der Meßspulen- Wechselstrom I direkt ausgewertet und die Meßspulen-Wechselspannung U leistungslos gemessen, dann ergibt sich für die Phase:

Somit gehen vorteilhaft weder die Amplitude von Erregerstrom oder -spannung, noch die temperaturabhängigen Drahtwiderstände in die Messung ein.

In Fig. 5 ist ein induktiver Näherungssensor mit einer einfachen Meßspule der kom­ plexen Meßspulen-Impedanz Z nach Fig. 1 dargestellt. Die Messung des Nulldurchgangs der Meßspulen-Wechselspannung U an der Sensorspule bzw. die Messung des Zeit­ punktes des Überschreitens und Unterschreitens der ersten Vergleichsgleichspannung U_V,U durch die Meßspulen-Wechselspannung U erfolgt mit dem Spannungskomparator K₁. Am Ausgang des ersten Komparators K₁ entsteht eine Impulsfolge mit der Impuls­ folgefrequenz f der Meßspulen-Wechselspannung U, die für die positive Halbwelle der Meßspulen-Wechselspannung U bzw. bei Überschreiten der Vergleichsgleichspannung U_V,U "Logisch-Eins" hat und die für die negative Halbwelle der Meßspulen-Wechsel­ spannung U bzw. bei Unterschreiten der Vergleichsgleichspannung U_V,U "Logisch-Null" hat oder umgekehrt.

Die Messung des Nulldurchgangs des Meßspulen-Wechselstromes I als Referenz- Wechselspannung U _I am Referenz-Wechselstromwiderstand Z _ref bzw. die Messung des Zeitpunktes des Überschreitens und Unterschreitens der zweiten Vergleichsgleich­ spannung U_V,I durch die Referenz-Wechselspannung U _I mittels des zweiten Spannungs­ komparators K₂ ergibt ebenfalls eine Impulsfolge mit der Impulsfolgefrequenz f, die jedoch um die Phasenverschiebung ϕ_UI∞ phasenverschoben ist. Mit Hilfe eines logischen UND-Gatters UG, welches das Ausgangssignals des ersten Komparators K₁ und das invertierte Ausgangssignal des zweiten Komparators K₂ logisch verknüpft, erhält man eine Impulsfolge F mit der Impulsfolgefrequenz f bzw. der Periodendauer T = 1/f und der Impulsbreite T_UI, die nach Gleichung 6 direkt proportional zur Phasenverschiebung ϕ_UI∞, ist. Mit hier nicht dargestellten weiteren digitalen Baugruppen, wie ein Taktgene­ rator, Zähler, Gatter und Flipflops, kann mittels bekannten Meßanordnungen der Phasenwinkel ϕ_UI∞, oder die Impulsbreite T_UI, digital gemessen werden.

Nach Fig. 4 beträgt die Phase ϕ_UI∞ bei Abwesenheit der Steuerfahne bzw. sehr großem Abstand s → ∞ nahezu exakt 90 Grad. Mit geringer werdendem Abstand s verringert sich auch die Phase ϕ_UI Bei der erfindungsgemäßen Anwendung eines Näherungsschalters wird die Phase ϕ_UI mit einem Referenzwert ϕ₁, verglichen, bei dessen Unterschreitung ein Schaltvorgang ausgelöst wird. Soll trotz einer eventuell driftenden Frequenz f der Erregung ein stabiler Schaltpunkt erreicht werden, so muß die Referenzphase ϕ₁ frequenzunabhängig erzeugt werden, z. B. mit einem ersten Allpaß. Kann jedoch von einer stabilen Frequenz ausgegangen werden, so kann die Referenzphase ϕ₁ mit einer einfacheren Anordnung, z. B. einem Tiefpaß oder einem Laufzeitglied, erzeugt werden. Beispielsweise ist es möglich, die Wirkung des Phasenwinkels ϕ₁ auch mittels der Referenzimpedanz Z _ref durch eine Phasenverschiebung ϕ₁, zwischen dem Meßspulen- Wechselstrom I und der Referenz-Wechselspannung U _I zu erzeugen. Der Feldverlustwiderstand R_F und die Induktivität L der Meßspule sind beide unter­ schiedlich sowohl vom Abstand s und Material der Steuerfahne, als auch von der Frequenz f der Erregung abhängig. Bei richtiger Wahl der Frequenz f kann eine stark verringerte Materialabhängigkeit erzielt werden.

Ebenso besteht die Möglichkeit, die Meßspule als ein frequenzbestimmendes Teil der Erregung zu benutzen, z. B. zusammen mit einem Kondensator C im Parallelschwing­ kreis eines Oszillators, um so den Energiebedarf zu verringern. Unter Benutzung der Schwingbedingung eines solchen Parallelschwingkreises folgt dann für die Phase:

mit

Der bedeutenste Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens ist die damit erzielbare hohe Schaltgeschwindigkeit. Bei jedem Nulldurchgang kann die Phasendifferenz be­ stimmt werden, also z. B. bei einer Frequenz f = 50 kHz kann etwa alle 10 µs ein Schaltvorgang ausgelöst werden. Demgegenüber muß bei herkömmlichen induktiven Näherungssensoren, welche die Amplitude eines Parallelschwingkreises auswerten, erst die im Schwingkreis gespeicherte Energie abgebaut werden. Dabei entsteht die Zeit­ konstante:

Nimmt man z. B. die Zahlenwerte von L = 160 µH und R = 0,3 Ω einer typischerweise in induktiven Näherungssensoren verwendeten Meßspule an, so beträgt die Zeitkon­ stante τ_LC etwa 270 µs. Die allein durch die Energie im Schwingkreis vorhandene Zeit­ konstante ist also um ein Vielfaches größer als die erzielbare Schaltzeit des erfin­ dungsgemäßen Näherungsschalters.

Bedingt durch die hohe Geschwindigkeit und das rein digitale Ausgangssignal kann in sehr einfacher Weise eine erhöhte Störunterdrückung durch Auswertung mehrerer Nulldurchgänge erfolgen.

In Fig. 6 ist ein induktiver Näherungssensor mit einer Meßspule L₁ dargestellt, die eine Hilfsspule L₂ zur Auskopplung der zu messenden induzierten Meßspulen-Wechsel­ spannung U ₁ = U ₂ besitzt. Ein Kondensator C ist zusammen mit der Meßspule L₁ und einem Referenz-Widerstand Z _ref zu dem frequenzbestimmenden Parallelschwingkreis des Oszillators OSZ verschaltet. Der Referenz-Widerstand Z _ref dient zur Strom-Span­ nungsumwandlung, da der ebenso verwendbare Drahtwiderstand R₁ der Primärseite (hier zeichnerisch nicht dargestellt) häufig einen zu geringen Wert für eine sichere Auswertung aufweist.

Eine Referenzphase ϕ₁ kann mit einem analogen Allpaß Ph₁ als ersten Phasenschieber erzeugt werden. Die Vorzeichen der so entstehenden Spannungssignale werden mit den zwei Analogkomparatoren K₁ und K₂ in Digitalsignale umgesetzt. Die beiden Ausgangs­ signale der beiden Komparatoren K₁ und K₂ werden - wie oben bei der Ausführung nach Fig. 5 beschrieben - mittels eines logischen UND-Gatters UG ausgewertet und so eine Impulsfolge mit der Frequenz f = 1/T erzeugt.

Ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Näherungsschalters zeigt Fig. 7. Ein Kondensator C ist zusammen mit der Meßspule L₁ und einem Referenz-Wechselstrom- Widerstand Z _ref zu dem frequenzbestimmenden Parallelschwingkreis des Oszillators OSZ verschaltet. Der Referenz-Wechselstrorn-Widerstand Z _ref dient zur Strom-Span­ nungsumwandlung, da der ebenso verwendbare Drahtwiderstand R₁ der Primärseite (hier zeichnerisch nicht dargestellt) häufig einen zu geringen Wert für eine sichere Auswertung aufweist.

Die Referenzphase ϕ₁ wird mit einem analogen Allpaß Ph₁ als ersten Phasenschieber erzeugt. Die Vorzeichen der so entstehenden Spannungssignale werden mit den beiden Analogkomparatoren K₁ und K₂ in Digitalsignale umgesetzt. Der erste Komparator K₁ steuert den Takteingang des flankengesteuerten ersten D-Speicherglieds beziehungs­ weise D-Flipflops D₁. Dieses wird als digitaler Phasenkomparator eingesetzt; es spei­ chert den zum Zeitpunkt der Taktflanke existierenden Zustand, also das Vorzeichen des Stroms, bis zur nächsten Taktflanke. Dieser Zustand wird auf den Ausgang des Schaltsignals S geführt. Die Funktion eines D-Flipflops ist beispielsweise in E. Schrüfer, Elektrische Meßtechnik, 5. Auflage, München, Wien, Hanser-Verlag, 1992, Seite 330 dargestellt.

Für eine einfache Anwendbarkeit ist es wünschenswert, daß der Näherungsschalter nicht fortlaufend hin und her schaltet, wenn sich die Steuerfahne genau beim Schaltabstand befindet. Eine einfache Verbesserung zeigt das Ausführungsbeispiel eines induktiven Näherungsschalters mit Schalthysterese nach Fig. 8. Die zusätzlichen Vorrichtungen eines zweiten Phasenschiebers Ph₂, eines zweiten D-Flipflops D₂ und eines RS-Flipflops RS bewirken das Verhalten eines Schmitt-Triggers. Der zweite Phasenschieber Ph₂ verzögert das Vorzeichensignal des Stroms um eine kleine Hysteresephase ϕ₂. Das entstehende Signal wird auf die zweite Kippstufe D₂ geführt, deren Funktion identisch zur ersten Kippstufe D₁ ist. Das zustandsgesteuerte Kippglied RS bewirkt, daß nur Zustände, welche sich außerhalb des durch einen zweiten Phasenschieber Ph₂ festgeleg­ ten Hysteresebereichs befinden, eine Änderung des Schaltsignals S hervorrufen.

An Stelle des Gatters UG kann ohne eine Änderung der Funktion und der Anordnung der Schaltung nach den Fig. 5 und 6 entweder ein NAND-Gatter oder ein ODER- Gatter oder ein NOR-Gatter eingesetzt werden.

Bei Verwendung entweder eines Exklusiv-ODER-Gatters beziehungsweise Antivalenz- Gatters oder eines Äquivalenz-Gatters an Stelle des Gatters UG in den Fig. 5 und 6 entsteht eine Impulsfolge F mit der doppelten Frequenz 2f beziehungsweise mit der halben Periodendauer T/2 = 1/2f des Meßspulen-Wechselstromes I wobei in diesem Fall die Ausgänge der beiden Komparatoren K₁ und K₂ direkt mit den beiden Eingän­ gen dieser Gatter verbunden sind.

Ohne eine Änderung der Funktionen können in den Schaltungen nach den Fig. 5 bis 8 die beiden Ausgänge der beiden Komparatoren K₁ und K₂ vertauscht werden.

Ebenso kann der erste Phasenschieber Ph₁ auch zwischen dem Referenz-Wechsel­ stromwiderstand Z _ref und dem Eingang des zweiten Komparators K₂ eingefügt werden, ohne daß sich das grundsätzliche Verhalten der Schaltungen nach den Fig. 5 bis 8 ändert.

Weiterhin können in Fig. 8 der Ausgang des zweiten Komparators K₂ direkt mit den D-Ein-gängen der beiden Flipflops D₁ und D₂ und gleichzeitig der Ausgang des ersten Komparators K₁ mit dem Takteingang des zweiten D-Flipflops D₂ und der Ausgang des zweiten Phasenschiebers Ph₂ mit dem Takteingang des ersten D-Flipflops D₁ verbunden werden, ohne daß sich an dem grundsätzlichen Verhalten der Schaltung etwas ändert.

Die in den Schaltungen nach den Fig. 7 und 8 angegebenen Speicherglieder bezie­ hungsweise Flipflops stellen nur ein erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel dar. Das D-Flipflop ist beispielsweise ein getaktetes RS-Flipflop, bei dem das Eingangssignal direkt auf den Setz-Eingang und das invertierte Eingangssignal auf den Rücksetz- Eingang geführt wird. Alternativ ist der Einsatz von transparenten oder zustandsgesteu­ erten D-Flipflops möglich. Es können auch andere Ausführungen digitaler Flipflops, Kippstufen beziehungsweise Speicherglieder verwendet werden, wenn die oben darge­ stellten Funktionen der erfindungsgemäßen Schaltungen erreicht werden.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Näherungsschalters ist die Drehzahlmessung von hochtourigen Wellen und Scheiben als Drehzahlaufnehmer. Hierzu wird die Bewegung einer auf einer umlaufenden Welle angebrachten Nocke oder dort angebrachten Schlitz von dem feststehenden Drehzahlaufnehmer abgetastet.

Claims (29)

1. Induktiver Näherungssensor zum Messen des Abstandes eines elektrisch leiten­ den beziehungsweise permeablen Meßobjektes als Steuerfahne, wobei eine Meßspule des Näherungssensors ein elektromagnetisches Hochfrequenzfeld erzeugt, indem die Meßspule mit einem Meßspulen-Wechselstrom I oder mit einer Meßspulen-Wechselspannung U der Frequenz f gespeist wird, und wobei dieses Feld durch das Meßobjekt beeinflußt wird, so daß die Impedanz Z der Meßspule verändert wird und so daß diese Änderung der Meßspulen-Impedanz Z als Maß für den Abstand der Steuerfahne dient und mit elektronischen Mitteln gemessen wird, dadurch gekennzeichnet,

• 1. - daß elektronische Mittel vorhanden sind, um eine Pulsfolge zu erzeugen, deren Frequenz f gleich der Frequenz oder der doppelten Frequenz des Meßspulen- Wechselstromes I oder der Meßspulen-Wechselspannung U ist und deren Puls­ breite T_UI proportional der Phasenverschiebung ϕ_UI ist, die zwischen der Meß­ spulen-Wechselspannung U und dem Meßspulen-Wechselstrom I unmittelbar während jeder Halbperiode oder einem Vielfachen jeder Halbperiode des Stromes und der Spannung gemessen wird,
• 2. - daß ein Strom/Spannungs-Wandler den Meßspulen-Wechselstrom I in eine zu dem Meßspulen-Wechselstrom I proportionale Referenz-Wechselspannung U _I umformt und
• 3. - daß die Pulsbreite T_UI durch Vergleich der Meßspulen-Wechselspannung U und der Referenz-Wechselspanung U _I mit Vergleichsgleichspannungen U_V,U und U_V,I erzeugt wird, indem der zeitliche Beginn der Pulsbreite T_UI bei Über­ schreiten beziehungsweise Unterschreiten der Wechselspannung U oder U _I gegenüber der Vergleichsgleichspannung U_V,U oder U_V,I und das zeitliche Ende bei Unterschreiten beziehungsweise Überschreiten der Wechselspannung U _I oder U gegenüber der Vergleichsgleichspannung U_V,I oder U_V,U festgelegt werden.

2. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

• 1. - daß die Meßspulen-Wechselspannung U an der Sensorspule des Näherungs­ sensors an der Meßspulen-Impedanz Z vom Meßspulen-Wechselstrom I als Spannungsabfall erzeugt wird,
• 2. - daß die Referenz-Wechselspannung U _I an einem Referenz-Wechselstromwider­ stand mit der Impedanz Z _ref vom Meßspulen-Wechselstrom I als Spannungs­ abfall erzeugt wird,
• 3. - daß ein erster analoger Komparator (K₁) bei Überschreiten oder Unterschrei­ ten der Meßspulen-Wechselspannung U gegenüber der Vergleichsgleichspannung U_V,U einer ersten Gleichspannungsquelle einen Signalwechsel seines Ausgangs­ signals von "Logisch-Null" nach "Logisch-Eins" oder umgekehrt erzeugt,
• 4. - daß ein zweiter analoger Komparator (K₂) bei Überschreiten oder Unterschrei­ ten der Referenz-Wechselspannung U _I, gegenüber der Vergleichsgleichspannung U_V,I einer zweiten Gleichspannungsquelle einen Signalwechsel seines Ausgangs­ signals von "Logisch-Null" nach "Logisch-Eins" oder umgekehrt erzeugt und
• 5. - daß das Ausgangssignal des ersten Komparators (K₁) und das invertierte Aus­ gangssignal des zweiten Komparators (K₂) oder das invertierte Ausgangssignal des ersten Komparators (K₁) und das nichtinvertierte Ausgangssignal des zweiten Komparators (K₁) mit einem Gatter (UG) eine Pulsfolge F mit der Pulsbreite T_UI ist, wobei die Pulsbreite direkt proportional der Phasenverschiebung ϕ_UI zwischen dem Meßspulen-Wechselstrom I und der Meßspulen-Wechselspannung U ist.

3. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter (UG) ein UND-Gatter ist, so daß eine Pulsfolge F mit der einfachen Frequenz f = 1/T des Meßspulen-Wechselstromes I entsteht.

4. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter (UG) ein NAND-Gatter ist, so daß eine Pulsfolge F mit der einfachen Frequenz f = 1/T des Meßspulen-Wechselstromes I entsteht.

5. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter (UG) ein ODER-Gatter ist, so daß eine Pulsfolge F mit der einfachen Frequenz f = 1/T des Meßspulen-Wechselstromes I entsteht.

6. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter (UG) ein NOR-Gatter ist, so daß eine Pulsfolge F mit der einfachen Frequenz f = 1/T des Meßspulen-Wechselstromes I entsteht.

7. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter (UG) ein Exklusiv-ODER-Gatter beziehungsweise Antivalenz-Gatter ist, indem die Ausgänge der beiden Komparatoren (K₁) und (K₂) direkt mit den beiden Eingängen des Gatters (UG) verbunden werden, so daß eine Pulsfolge F mit der doppelten Frequenz 2f des Meßspulen-Wechselstromes I entsteht.

8. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter (UG) ein Äquivalenz-Gatter ist, indem die Ausgänge der beiden Kom­ paratoren (K₁) und (K₂) direkt mit den beiden Eingängen des Gatters (UG) ver­ bunden werden, so daß eine Pulsfolge F mit der doppelten Frequenz 2f des Meßspulen-Wechselstromes I entsteht.

9. Induktiver Näherungssensor nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Referenz-Wechselstromwiderstand Z _ref ein ohmscher Wider­ stand ist.

10. Induktiver Näherungssensor nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Referenz-Wechselstromwiderstand Z _ref ein verlustarmer Kondensator mit der Kapazität C _ref ist, so daß die Phasenverschiebung ϕ_UI um die zusätzliche Phasenverschiebung ϕ₁ von ungefähr 90° (Grad) reduziert wird.

11. Induktiver Näherungssensor nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Referenz-Wechselstromwiderstand Z _ref eine verlustarme Spule mit der Induktivität L_ref ist, so daß die Phasenverschiebung ϕ_UI um die zusätz­ liche Phasenverschiebung ϕ_I von ungefähr 90 Grad vergrößert wird.

12. Induktiver Näherungssensor nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Referenz-Wechselstromwiderstand Z _ref aus einer Kombination eines ohmschen Widerstandes, eines verlustarmen Kondensators beziehungsweise einer verlustarmen Spule besteht, so daß die Phasenverschiebung ϕ_UI um die zusätzliche Phasenverschiebung ϕ_I zwischen dem Meßspulen-Wechselstrom I und der Meßspulen-Wechselspannung U verändert wird.

13. Induktiver Näherungssensor nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Vergleichsgleichspannung U_V,U Null ist, so daß der erste Kom­ parator (K₁) bei einem Nulldurchgang der Meßspulen-Wechselspannung UI sein Ausgangssignal wechselt.

14. Induktiver Näherungssensor nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Vergleichsgleichspannung U_V,I Null ist, so daß der zweite Komparator (K₂) bei einem Nulldurchgang der Referenz-Wechselspannung U _I sein Ausgangssignal wechselt.

15. Induktiver Näherungssensor nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekenn­ zeichnet, daß aus der Meßspule mit der Meßspulen-Impedanz Z und aus dem Referenz-Wechselstromwiderstand Z _ref ein schwingungsfähiger Resonanz- Schwingkreis gebildet wird, indem die Reihenschaltung aus der Meßspulen- Impedanz Z und dem Referenz-Wechselstromwiderstand Z _ref durch einen parallelgeschalteten Wechselstromwiderstand Z _p ergänzt wird.

16. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 15 und einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der parallelgeschaltete Wechselstromwiderstand Z _p ein Kondensator mit der Kapazität C ist.

17. Induktiver Näherungssensor nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekenn­ zeichnet, daß aus der Meßspule mit der Meßspulen-Impedanz Z und aus dem Referenz-Wechselstromwiderstand Z _ref ein schwingungsfähiger Resonanz- Schwingkreis gebildet wird, indem die Reihenschaltung aus der Meßspulen- Impedanz Z und dem Referenz-Wechselstromwiderstand Z _ref durch einen in Reihe geschalteten Wechselstromwiderstand Z _r ergänzt wird.

18. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 17 und einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der in Reihe geschaltete Wechselstromwider­ stand Z _r ein Kondensator mit der Kapazität C ist.

19. Induktiver Näherungssensor nach einem der Ansprüche 15 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Resonanzschwingkreis und ein elektronischer Verstärker die Bauelemente eines schwingungsfähigen Oszillator bilden, indem der Reso­ nanzschwingkreis die Rückkopplung des Oszillators ist und damit die Resonanz­ frequenz f des Oszillators festlegt.

20. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator ein sinusförmiges Ausgangssignal hat.

21. Induktiver Näherungssensor nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekenn­ zeichnet,

• 1. - daß die Meßspule aus zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen besteht, wobei die erste Wicklung mit den Anschlüssen A und B, mit der Windungszahl N₁ und mit der Induktivität L₁ mittels des Meßspulen-Wechselstromes I ein elektromag­ netisches Hochfrequenzfeld erzeugt, und
• 2. - daß die in der ersten Wicklung induzierte Meßspulen-Primär-Wechselspannung U ₁, die der Spannungsabfall an der inneren Parallelschaltung von Induktivität L₁ und Feldverlustwiderstand R_F infolge des Meßspulen-Wechselstromes I ist, mittels der zweiten Wicklung mit den Anschlüssen A' und B', mit der Win­ dungszahl N₂ und mit der Induktivität L₂ als induzierte Meßspulen-Sekundär- Wechselspannung U ₂ gemessen wird, so daß der Wicklungswiderstand R₁ der ersten Wicklung nicht in die Messung der Meßspulen-Sekundär-Wechselspan­ nung U ₂ eingeht.

22. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die induzierte Meßspulen-Sekundär-Wechselspannung U ₂ an der zweiten Wicklung hochohmig gemessen wird, d. h. der Meßstrom I ₂ sehr klein und damit nahezu Null ist, so daß die induzierte Meßspulen-Sekundär-Wechselspannung U ₂ nahezu unabhängig ist vom Wicklungswiderstand R₂ der zweiten Wicklung.

23. Induktiver Näherungssensor nach Ansprach 21 oder 22, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Wicklungen der Meßspule bifilar gewickelt sind, so daß die Windungszahl N₁ gleich der Windungszahl N₂ ist, die beiden Wicklungen die­ selbe Induktivität L₁ gleich L₂ besitzen und damit die induzierte Meßspulen- Sekundär-Wechselspannung U ₂ an der zweiten Wicklung nahezu gleich groß wie die induzierte induzierte Meßspulen-Primär-Wechselspannung U ₁ der ersten Wicklung ist.

24. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßspulen-Wechselstrom I als Spannungsabfall U _i am Wicklungswiderstand R₁ der ersten Wicklung gemessen wird, indem die Span­ nung U _i zwischen den Anschlüssen der beiden Wicklungen mit gleicher Span­ nungspolarität gemessen wird und die beiden anderen Anschlüsse der beiden Wicklungen auf gleichem Spannungspotential liegen.

25. Induktiver Näherungssensor nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Meßspulen-Wechselspannung U, die von der Meßspule zum Eingang des ersten Komparators (K₁) geführt wird, mittels eines ersten Phasen­ schiebers (Ph₁) um eine Referenzphase ϕ₁ verschoben wird.

26. Induktiver Näherungssensor nach einem der Ansprüche 21 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß die induzierte Meßspulen-Sekundär-Wechselspannung U ₂ beziehungsweise U ₂', die von der zweiten Wicklung mit den Anschlüssen A' und B' zum Eingang des ersten Komparators (K₁) geführt wird, mittels eines Pha­ senschiebers (Ph₁) um eine Referenzphase ϕ₁ verschoben wird.

27. Induktiver Näherungsschalter beziehungsweise Näherungsinitiator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

• 1. - daß der Ausgang des ersten Komparators (K₁) auf den Takteingang eines flankengesteuerten D-Speichergliedes beziehungsweise ersten D-Flipflops (D₁) geführt wird,
• 2. - daß der Ausgang des zweiten Komparator (K₂) auf den Zustandseingang beziehungsweise D-Eingang des ersten D-Speichergliedes (D₁) geführt wird, so daß das D-Speicherglied die Funktion eines digitalen Phasenkomparators hat und der Ausgang des D-Speichergliedes das Schaltsignal S führt, und
• 3. - daß der Schaltpunkt beziehungsweise die Änderung des Zustandes des Schalt­ signales S mittels der Referenzphase ϕ₁ des ersten Phasenschiebers (Ph₁) oder mittels der Phase des Referenz-Wechselstromwiderstandes Z _ref einstellbar ist.

28. Induktiver Näherungsschalter beziehungsweise Näherungsinitiator mit Schalt­ hysterese nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet,

• 1. - daß entweder der Rücksetz-Eingang oder der Setz-Eingang eines zustandsge­ steuerten RS-Kippgliedes beziehungsweise RS-Flipflops (RS) mit dem Ausgang des ersten D-Flipflops (D₁) verbunden ist,
• 2. - daß entweder der Setz-Eingang oder der Rücksetz-Eingang des zustandsge­ steuerten RS-Flipflops (RS) mit dem Ausgang eines zweiten flankengesteuerten D-Speichergliedes beziehungsweise D-Flipflops (D₂) verbunden ist,
• 3. - daß die beiden Takteingänge der beiden D-Flipflops (D₁) und (D₂) mit dem­ selben Ausgang des ersten Komparators (K₁) verbunden sind,
• 4. - daß der Zustandseingang beziehungsweise D-Eingang des ersten D-Flipflops (D₁) direkt mit dem Ausgang des zweiten Komparators (K₂) verbunden ist und
• 5. - daß der Zustandseingang beziehungsweise D-Eingang des zweiten D-Flipflops (D₂) über einen zweiten Phasenschieber (Ph₂) mit dem Ausgang des zweiten Komparators (K₂) verbunden ist, wobei das Eingangssignal des D-Eingangs des zweiten D-Flipflops (D₂) um die Hysteresephase ϕ₂ verschoben wird, so daß sich für das Ausgangssignal beziehungsweise das Schaltsignals S des RS-Flipflops (RS) das Verhalten eines Schmitt-Triggers ergibt d. h. das Ausgangssignal S ändert sich nur dann, wenn die Änderung der Phasenverschiebung ϕ_UI zwischen den beiden Ausgangssignalen der Komparatoren (K₁ und K₂) größer als die Hysteresephase ϕ₂ wird.

29. Induktiver Näherungsshalter nach einem der Ansprüche 1 bis 28, dadurch gekennzeichnet, daß der induktive Näherungssensor beziehungsweise Näherungs­ schalter als Drehzahlmeßgerät eingesetzt wird.