DE102021104752B4

DE102021104752B4 - Stromsensor für die berührungslose strommessung

Info

Publication number: DE102021104752B4
Application number: DE102021104752.8A
Authority: DE
Inventors: Steffen Böttcher
Original assignee: Vacuumschmelze GmbH and Co KG
Current assignee: Vacuumschmelze GmbH and Co KG
Priority date: 2021-02-26
Filing date: 2021-02-26
Publication date: 2022-11-03
Anticipated expiration: 2041-02-27
Also published as: CN114966159B; US20220276283A1; CN114966159A; US11747366B2; DE102021104752A1

Abstract

Es wird ein Verfahren zur berührungslosen Strommessung beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeipsiel umfasst der Verfahren das alternierende Magnetisieren eines Magnetkerns mit zu einem Maximalwert in die positive und negative Richtung durch Ansteuern mindestens eines mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiters; das Erzeugen eines Oszillatorsignals, welches zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand hin und her wechselt, wodurch die alternierenden Magnetisierungsvorgänge angezeigt werden; und das Ermitteln eines ersten Messwertes für einen effektiven Primärstrom, der durch mindestens einen mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Primärleiter fließt, basierend auf den Zeiten, die das Oszillatorsignals im ersten und im zweiten Zustand verweilt.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Beschreibung betrifft Sensorvorrichtungen und Verfahren zur berührungslosen Strommessung, insbesondere Vorrichtungen und Verfahren nach dem Flux-Gate-Prinzip.
HINTERGRUND
Zur berührungslosen und damit potenzialfreien Strommessung sind sogenannte direktabbildende Stromsensoren bekannt. Ein direktabbildender Stromsensor misst den durch den zu messenden Strom verursachten magnetischen Fluss, welcher von der Stärke des zu messenden Stroms abhängt. Der gemessene Wert des magnetischen Flusses ist auch ein Maß für die Stärke des zu messenden Stroms. Der Leiter, der den zu messenden Strom führt, wird dabei meist von einem Magnetkern (z.B. ein Ringkern) umschlossen, der das Magnetfeld führt. Als Sensorelemente für den magnetischen Fluss können z.B. Hallsensoren eingesetzt werden. Derart aufgebaute Stromsensoren sind kostengünstig, weisen aber eine relativ geringe Genauigkeit auf.
Eine andere Gruppe von Stromsensoren bilden sogenannte Kompensationsstromsensoren, bei denen das von dem zu messenden Strom in einem Magnetkern verursachte Magnetfeld mit Hilfe einer auf dem Magnetkern angeordneten Kompensationswicklung, die ein entgegengesetztes Magnetfeld erzeugt, kompensiert wird. Mit Hilfe eines geschlossenen Regelkreises wird die Kompensationswicklung mit einem Kompensationsstrom so angesteuert, dass das gesamte Magnetfeld in dem Magnetkern annähernd null ist. Der Nullpunkt des Magnetfelds kann mittels eines Magnetfeldsensorelements detektiert werden
Eine besondere Gruppe von Kompensationsstromsensoren bilden sogenannten Flux-Gate-Stromsensoren. Diese weisen ebenfalls einen meist ringförmigen Magnetkern auf mit (mindestens) einer Primärwicklung, welche den zu messenden Strom führt, und mit (mindestens) einer Sekundärwicklung, welche Teil einer Oszillatorschaltung ist. Im Betrieb der Oszillatorschaltung wird der Magnetkern regelmäßig ummagnetisiert. Dazu kann der durch die Sekundärwicklung fließende Strom immer dann umgepolt werden, wenn in dem Magnetkern eine magnetische Sättigung eintritt. Sowohl der Strom durch die Sekundärwicklung, als auch die Zeit bis zum Erreichen der magnetischen Sättigung hängen von dem zu messenden Strom in der Primärwicklung ab. Durch eine geeignete nachfolgende Signalverarbeitung kann der Einfluss der Hysterese des Magnetkerns eliminiert werden und somit eine sehr genaue Strommessung erzielt werden.
Aus diesem Grund eignen sich Flux-Gate-Stromsensoren auch für eine Differenzstrommessung. Die Differenzstrommessung stellt einen Sonderfall der Summenstrommessung dar. Bei der Summenstrommessung sind zwei oder mehr Primärleiter magnetisch mit dem Ringkern gekoppelt, sodass die Magnetfelder der in den Primärleitern fließenden Ströme sich in dem Ringkern konstruktiv überlagern, weshalb der Stromsensor die Summe der in den Primärleitern fließenden Ströme misst. Sind zwei Primärwicklungen nun so gewickelt, dass sich die von den darin fließenden (Primär-) Strömen verursachten Magnetfelder im Ringkern destruktiv überlagern, dann misst der Stromsensor die Differenz der beiden Primärströme. Zur Differenzstrommessung geeignete Stromsensoren werden häufig in Fehlerstromschutzschaltern eingesetzt.
Ein Beispiel eines Differenzstromsensors, der nach dem Flux-Gate Prinzip arbeitet ist in der Publikation US 2016/0033555 A1 (Böttcher et al.) beschrieben. Die Erfinder haben es sich zur Aufgabe gemacht, bestehende Stromsensoren nach dem Flux-Gate Prinzip zu verbessern, insbesondere im Hinblick auf Anwendungen, bei denen die zu messenden Ströme oder Stromdifferenzen sehr klein sind. Die Publikation DE 10 2014 105 306 A1 offenbart eine Stromsensoranordnung zur Messung eines effektiven Primärstromes in einem Primärleiter. Die Stromsensoranordnung weist einen magnetischen Kern zur magnetischen Kopplung des Primärleiters an einen Sekundärleiter auf, sowie eine gesteuerte Spannungsquelle, die mit dem Sekundärleiter verbunden und dazu ausgebildet ist, eine Spannung mit einstellbarer Polarität an den Sekundärleiter anzulegen. Als Folge dessen fließt ein Sekundärstrom durch den Sekundärleiter. Eine mit dem Sekundärleiter gekoppelte Mess- und Steuereinheit ist dazu ausgebildet, ein den Sekundärstrom repräsentierendes Messsignal zu erzeugen, und fortlaufend das Erreichen einer magnetischen Sättigung im Kern zu detektieren. Bei Detektion einer magnetischen Sättigung des Kerns wird die Spannung umgepolt, um den Kern umzumagnetisieren. Die Mess- und Steuereinheit ist weiter dazu ausgebildet, nach Detektion einer magnetischen Sättigung des Kerns das Messsignal eine Verzögerungszeit nach der Detektion abzutasten. Diese Verzögerungszeit wird dabei adaptiv in Abhängigkeit einer zuvor ermittelten Zeitdauer zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zeitpunkten, zu denen eine magnetische Sättigung des Kerns detektiert wurde, angepasst.
ZUSAMMENFASSUNG
Die oben genannte Aufgabe wird durch eine Schaltung gemäß den Ansprüchen 1, 6 oder 10 sowie durch die Verfahren gemäß den Ansprüchen 13 bis 15 gelöst. Verschiedenen Ausführungsbeispiele und Weiterentwicklungen sind Gegenstand der anhängigen Ansprüche.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst eine Stromsensorschaltung eine Oszillatorschaltung mit einem Magnetkern, mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Primärleiter und mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiter. Die Oszillatorschaltung ist dazu ausgebildet, durch Ansteuern des mindestens einen Sekundärleiters den Magnetkern regelmäßig in entgegengesetzte Richtungen bis zu einem Maximalwert zu magnetisieren. Die Oszillatorschaltung ist weiter dazu ausgebildet, ein Oszillatorsignal zu erzeugen, welches von einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand, oder umgekehrt, wechselt, wenn der Maximalwert erreicht ist. Die Zeiten, die das Oszillatorsignal im ersten und zweiten Zustand verweilt, sind abhängig von dem effektiven Primärstrom, der durch den mindestens einen Primärleiter fließt. Die Stromsensorschaltung umfasst weiter eine Zeitmessschaltung, die dazu ausgebildet ist, regelmäßig eine erste Zeitdauer und eine zweite Zeitdauer zu bestimmen, welche das Oszillatorsignal in einer Schwingungsperiode im ersten bzw. im zweiten Zustand verweilt. Eine Auswerteeinheit ist dazu ausgebildet, eine Differenz zwischen der ersten Zeitdauer und der zweiten Zeitdauer zu bestimmen und basierend darauf einen Messwert für den effektiven Primärstrom zu ermitteln. In einem speziellen Ausführungsbeispiel kann der effektive Primärstrom ein Differenzstrom sein.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst eine Stromsensorschaltung eine Oszillatorschaltung mit einem Magnetkern, mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Primärleiter und mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiter. Die Oszillatorschaltung ist dazu ausgebildet, durch Ansteuern des mindestens einen Sekundärleiters den Magnetkern regelmäßig in entgegengesetzte Richtungen bis zu einem Maximalwert zu magnetisieren. Die Oszillatorschaltung ist weiter dazu ausgebildet, ein Oszillatorsignal zu erzeugen, welches einen Duty-Cycle aufweist, der von einem effektiven Primärstrom in dem mindestens einen Primärleiter abhängt. Eine Duty-Cycle-Verstärkerschaltung ist dazu ausgebildet, eine vom effektiven Primärstrom abhängige Abweichung des Duty-Cycles von einem Referenzwert zu vergrößern.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst eine Stromsensorschaltung eine Oszillatorschaltung mit einem Magnetkern, mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Primärleiter und mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiter. Die Oszillatorschaltung ist dazu ausgebildet, durch Ansteuern des mindestens einen Sekundärleiters den Magnetkern regelmäßig in entgegengesetzte Richtungen bis zu einem Maximalwert zu magnetisieren. Die Oszillatorschaltung ist weiter dazu ausgebildet, ein Oszillatorsignal zu erzeugen, welches von einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand, oder umgekehrt, wechselt, wenn der Maximalwert erreicht ist. Eine Auswerteeinheit ist dazu ausgebildet, basierend auf den Zeiten, die das Oszillatorsignal im ersten und im zweiten Zustand verweilt, einen ersten Messwert für einen effektiven Primärstrom zu ermitteln, der durch den mindestens einen Primärleiter fließt, und parallel dazu basierend auf einem in dem Sekundärleiter fließenden Sekundärstrom einen zweiten Messwert für den effektiven Primärstrom zu ermitteln.
Weitere Ausführungsbeispiel betreffen Verfahren zur Strommessung. In einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das alternierende Magnetisieren eines Magnetkerns mit zu einem Maximalwert in die positive und negative Richtung durch Ansteuern mindestens eines mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiters; das Erzeugen eines Oszillatorsignals, welches zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand hin und her wechselt, wodurch die alternierenden Magnetisierungsvorgänge angezeigt werden; das Ermitteln eine ersten Zeitdauer und einer zweiten Zeitdauer, welche das Oszillatorsignal in einer Schwingungsperiode im ersten bzw. im zweiten Zustand verweilt; und das Bestimmen eines Messwert für einen effektiven Primärstrom, der durch mindestens einen mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Primärleiter fließt, basierend auf einer Differenz zwischen der ersten Zeitdauer und der zweiten Zeitdauer.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das alternierende Magnetisieren eines Magnetkerns mit zu einem Maximalwert in die positive und negative Richtung durch Ansteuern mindestens eines mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiters; das Erzeugen eines Oszillatorsignals, welches zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand hin und her wechselt, wodurch die alternierenden Magnetisierungsvorgänge angezeigt werden; und das Erzeugen eines modifizierten Oszillatorsignals mit einem Duty-Cycle, der von einem Referenzwert mehr abweicht als ein korrespondierender Duty-Cycle des Oszillatorsignals, der von einem einen effektiven Primärstrom abhängt, der durch mindestens einen mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Primärleiter fließt.
einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das alternierende Magnetisieren eines Magnetkerns mit zu einem Maximalwert in die positive und negative Richtung durch Ansteuern mindestens eines mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiters; das Erzeugen eines Oszillatorsignals, welches zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand hin und her wechselt, wodurch die alternierenden Magnetisierungsvorgänge angezeigt werden; das Ermitteln eines ersten Messwertes für einen effektiven Primärstrom, der durch mindestens einen mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Primärleiter fließt, basierend auf den Zeiten, die das Oszillatorsignal im ersten und im Zweiten Zustand verweilt, und parallel dazu das Ermitteln eines zweiten Messwertes für den effektiven Primärstrom basierend auf einem Sekundärstromsignal, welches den durch den mindestens einen Sekundärleiter fließenden Strom repräsentiert.
Figurenliste
Verschiedene Ausführungsbeispiele werden nachfolgend anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Erfindung beschränkt sich nicht nur auf die dargestellten Aspekte. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den dargestellten Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen.

1 zeigt in einem Blockdiagramm einen nach dem Flux-Gate-Prinzip arbeitenden Stromsensor.
2 zeigt in einem Diagramm als Magnetisierung über magnetischer Feldstärke den idealisierten Verlauf der Magnetisierungskennlinie des Magnetkerns in einem freischwingenden Stromsensor bei einem Primärstrom von null.
3 zeigt in einem Strom-Zeit-Diagramm den idealisierten Verlauf des Sekundärstroms in einem freischwingenden Stromsensor bei einem Primärstrom von null.
4 zeigt in einem Diagramm als Magnetisierung über magnetischer Feldstärke den idealisierten Verlauf der Magnetisierungskennlinie des Magnetkerns in einem freischwingenden Stromsensor bei einem Primärstrom größer null.
5 zeigt in einem Strom-Zeit-Diagramm den idealisierten Verlauf des Sekundärstroms in einem freischwingenden Stromsensor bei einem Primärstrom von größer null.
6 zeigt in einem Blockdiagramm einen nach dem Flux-Gate-Prinzip arbeitenden Stromsensor insbesondere zur Differenzstrommessung und zur Erfassung der Stärke des Primärstroms.
7 ist ein Blockschaltbild einer Stromsensorschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel.
8 illustriert ein Beispiel einer Schaltung zur Anpassung (Verstärkung) des Duty-Cycle eines pulsweitenmodulierten Signals.
9-11 sind Timing-Diagramme zur Illustration der Funktion der Schaltung aus 8.
12 illustriert ein Beispiel einer alternativen Implementierung der Sekundärwicklung in einer Stromsensoranordnung wie z.B. in 7 gezeigt.

DETAILED DESCRIPTION
In 1 zeigt als Blockschaltbild ein Beispiel eines nach dem Flux-Gate-Prinzip arbeitenden Stromsensors. In dem dargestellten Beispiel soll der Stromsensor einen durch einen Primärleiter 101 fließenden Strom messen, der im Folgenden als Primärstrom ip bezeichnet wird. Der Stromsensor weist einen Sekundärleiter 102 sowie einen beispielsweise ungeschlitzten ringförmigen Magnetkern 103 aus weichmagnetischem Material auf. Der Magnetkern 103 koppelt den Primärleiter 101 und den Sekundärleiter 102 magnetisch. Primärleiter 101 und Sekundärleiter 102 können jeweils ungewickelt (magnetisch wirksame Windungszahl gleich 1) oder gewickelt (Windungszahl größer 1) ausgeführt sein, wobei die Zahl der Windungen von Primärleiter 101 und Sekundärleiter 102 gleich oder unterschiedlich sein können. Beispielsweise kann der Primärleiter 101 geradlinig (ungewickelt, Windungszahl gleich 1) durch den ringförmigen Kern 103 geführt und vom ringförmigen Kern 103 umschlossen sein. Der Sekundärleiter 102 kann gewickelt ausgeführt sein und eine Windungszahl N>1 aufweisen. In diesem Fall wird der Sekundärleiter 102 auch als Sekundärwicklung bezeichnet.
Der Sekundärleiter 102 wird durch eine gesteuerte Spannungsquelle 104 gespeist, die beispielsweise eine annähernd rechteckförmige, bipolare Quellspannung ±U_S erzeugt und damit einen Sekundärstrom i_S durch den Sekundärleiter 102 treibt. Die Spannungsquelle 104 kann beispielsweise mittels einer Transistor-H-Brücke realisiert sein. Zur Messung des Sekundärstromes i_S kann zwischen Sekundärleiter 102 und Spannungsquelle 104 ein Messwiderstand 105 mit einem Widerstandswert Res geschaltet sein. Eine über dem Messwiderstand 105 auftretende Spannung Ucs wird mittels einer Messeinheit 106 abgenommen, vorverarbeitet (z.B. digitalisiert) und in Form eines den Sekundärstrom i_S repräsentierenden Signals einer Steuereinheit 107 zugeführt. Die Steuereinheit 107 erzeugt daraus ein Steuersignal CTR für die Spannungsquelle 104. Es sind andere Konzepte zur Messung des Sekundärstromes bekannt. Beispielsweise können bei der Verwendung einer Transistor-Brückenschaltung als Spanungsquelle 104 sogenannte Sense-Transistoren für die Strommessung verwendet werden.
Die Funktionsweise des in 1 dargestellten Stromsensors wird im Folgenden mit Bezug auf die 2 bis 5 näher erläutert. Die in 2 gezeigte Magnetisierungskennlinie veranschaulicht die ferromagnetischen Eigenschaften des magnetischen Kerns 103 bei einem Primärstrom von null Ampere, wobei auf der Abszisse die magnetische Feldstärke H und auf der Ordinate die Magnetisierung M aufgetragen sind. Die Magnetisierungskennlinie weist eine annähernd rechteckförmige Hysterese mit einer Koerzitivfeldstärke Hc und einer Sättigungsmagnetisierung M_SAT auf. Für die magnetische Feldstärke H gilt entsprechend dem Ampere'schen Gesetz vereinfacht H = i_S/l_FE•N, wobei der Parameter l_FE die effektive magnetische Weglänge der Magnetfeldlinien im Kern 103 bezeichnet und N die Windungszahl des Sekundärleiters 102 ist, wenn die Windungszahl des Primärleiters 101 gleich 1 ist.
Für eine im Sekundärleiter 102 induzierte Spannung u_i gilt entsprechend dem Faraday'schen Gesetz: $u_{i} = - N \cdot d ϕ / dt = - N \cdot A \cdot dB / dt,$
wobei A die (effektive) Querschnittsfläche des Kerns 103, Φ den von dem Sekundärstrom i_S verursachten magnetischen Fluss im Kern 103, B die magnetische Flussdichte mit B = µ₀·(H+M) und µ₀ die magnetische Feldkonstante bezeichnet. Während des Ummagnetisierens des Kerns 103, was dem linken oder rechten vertikalen Ast der Magnetisierungskennlinie in 2 entspricht, verhält sich die Änderungsrate der Magnetisierung dM/dt proportional zu der induzierten Spannung u_i, wobei die magnetische Feldstärke H und somit auch der Sekundärstrom i_S im Wesentlichen konstant sind, d.h. $u_{i} = - N \cdot A \cdot μ_{0} \cdot dM / dt (w \ddot{a} hrend des Ummagnetisierens)$
In anderen Worten, die differentielle Induktivität der Sekundärspule 102 während des Ummagnetisierens ist sehr groß (idealisiert unendlich groß). Sobald die Magnetisierung im Kern 103 die Sättigungsmagnetisierung M_SAT erreicht hat, steigt der Sekundärstrom is an und wird nur mehr durch die Summe aus ohmschem Widerstandswert des Sekundärleiters 102 und ohmschem Widerstandswert R_M des Messwiderstands 105 begrenzt.
Der zeitliche Verlauf des Sekundärstromes i_S, wenn der Primärstrom ip gleich null ist, ist in 3 dargestellt. Ein (abruptes) Ansteigen des Sekundärstroms is (in die positive und die negative Richtung) kann von der Steuereinheit 107 erkannt werden, wobei beispielsweise Komparatoren zum Einsatz kommen können. In dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel erzeugt die Steuereinheit 107 ein Signal zum Umpolen der Spannung Us der Stromquelle 104, sobald der Sekundärstrom i_S einen positiven Schwellwert +i_SMAX überschreitet oder einen negativen Schwellwert -i_SMAX unterschreitet, wodurch der nächste Ummagnetisierungszyklus eingeleitet wird. Im Wesentlichen bilden die Spannungsquelle 104, die Sekundärwicklung 102, die Strommessschaltung 106 und die Steuereinheit 107 eine Oszillatorschaltung. Üblicherweise erfolgt das Umpolen der Spannungsquelle 104 wie erwähnt beim Erreichen der magnetischen Sättigung, wodurch im Prinzip ein Relaxationsoszillator gebildet wird. Auf die konkrete Implementierung der Oszillatorschaltung (z.B. Implementierung der Stromquelle, der Strommessung und der Detektion der magnetischen Sättigung) kommt es bei den hier beschriebenen Konzepten nicht an. Verschiedene Möglichkeiten sind an sich bekannt.
Während des Ummagnetisierungsvorgangs ist der Sekundärstrom is konstant und entspricht einem Magnetisierungsstrom +iµ bzw. -iµ. Der Betrag des Magnetisierungsstroms i_µ hängt von der Breite der Hysterese in der Magnetisierungskennlinie, also von der Koerzitivfeldstärke H_C, ab, d.h. i_µ = l_FE/N·H_C (für einen Primärstrom ip = 0A). Sobald die Magnetisierung im Kern 103 die positive oder negative Sättigungsmagnetisierung ±M_SAT erreicht, beginnt der Sekundärstrom i_S wie oben erwähnt in die positive oder negative Richtung anzusteigen. Aufgrund der Symmetrie der Hysteresekennlinie ist der zeitliche Verlauf des Sekundärstroms i_S symmetrisch um einen Mittelwert.
4 und 5 zeigen die Magnetisierungskennlinie und den zeitlichen Verlauf des Sekundärstromes i_S für den Fall, dass der Primärstrom i_P ungleich null ist. Das von dem Primärstrom i_P erzeugte Magnetfeld überlagert sich in dem Kern 103 mit dem Magnetfeld des Sekundärstromes i_S, was sich in der 4 als eine Verschiebung der Magnetisierungskennlinie entlang der Abszisse ausdrückt (im Vergleich zu 2). Der zugehörige zeitliche Verlauf des Sekundärstromes i_S ist in 5 dargestellt. Dieser ist ähnlich wie bei dem in 3 dargestellten Fall, bei dem der Primärstrom ip null ist, jedoch mit dem Unterschied, dass der Sekundärstrom i_S nicht mehr symmetrisch zur Abszisse (i_S=0) verläuft, sondern symmetrisch zu einer dazu parallel verschobenen Gerade mit i_S = ip/k. Das heißt, während des Ummagnetisierungsvorgangs stehen Primärstrom ip und Sekundärstrom i_S im selben Verhältnis k wie die Wicklungszahlen von Primärleiter 101 und Sekundärleiter 102, abgesehen von einem Hysterese-Offset in der Höhe des Magnetisierungsstroms ±i_µ. Das Verhältnis k entspricht der Windungszahl N des Sekundärleiters 102, wenn die Windungszahl der Primärleiters 1 ist.
Zur Bestimmung eines Messwerts für den Primärstrom gibt es verschiedene Ansätze. Ein erster Ansatz besteht in der Auswertung des Sekundärstroms während des Ummagnetisierungsvorgangs. Demnach wird das Sekundärstromsignal is bzw. die Spannung ucs am Messwiderstand 105 während des Ummagnetisierungsvorgangs abgetastet (siehe 3). Durch das Abtasten des den Sekundärstrom is repräsentierenden Signals in der ersten Hälfte einer Periode des Sekundärstromes i_S (erster Messzyklus) erhält man einen Strommesswert i_S[n-1] = (i_P/N)+i_µ und in der zweiten Periodenhälfte (zweiter Messzyklus) einen Strommesswert is[n] = (i_P/N)-i_µ. Durch Mittelwertbildung über ersten und zweiten Messzyklus lässt sich dann der Hysteresefehler, der durch den Magnetisierungsstrom verursacht wird, eliminieren. Der Primärstrom ip zu einem Abtastzeitpunkt n berechnet sich wie folgt: $i_{P} [n] = (N / 2) \cdot (i_{S} [n - 1] + i_{S} [n]) .$
Dadurch dass die Hysterese der Magnetisierungskennlinie auf das Messergebnis praktisch keinen Einfluss hat, eignet sich dieses Strommessverfahren sehr gut zur Messung sehr kleiner Ströme. Der Messbereich reicht von wenigen Milliampere bis hin zu Kiloampere. Während des Ummagnetisierungsvorgangs des Magnetkerns 103 folgt der Sekundärstrom i_S dem Primärstrom ip entsprechend dem Übertragungsverhältnis N: 1. Der Sekundärstrom i_S wird während des Ummagnetisierungsvorgangs zumindest einmal abgetastet, um einen Messwert (i_S + ί_µ bzw. i_S - i_µ) zur Ermittlung des Primärstromes ip zu erhalten. Während des Ummagnetisierungsvorgangs kann die Abtastung aber auch wiederholt mit einer definierten Abtastrate erfolgen, die wesentlich höher ist, als eine Schwingfrequenz des Sensors f_SENSOR. Der Sekundärstrom i_S ist während des Ummagnetisierungsvorgangs und vor Eintritt magnetischer Sättigung im Kern 103 näherungsweise konstant und gleich (i_P/N) ± i_µ. Diese idealisierte Betrachtungsweise ist dann anwendbar, wenn die Hysteresekennlinie des Magnetkerns 103 annähernd rechteckig ist.
Die oben unter Bezugnahme auf die 1 bis 5 erläuterte Vorgehensweise kann mit nur geringfügigen Modifikationen der in 1 gezeigten Stromsensorschaltung auch zur Differenzstrommessung verwendet werden. Eine Differenzstrommessung wird beispielsweise in Fehlerstromschutzschaltern verwendet. Dazu wird die Primärwicklung 101 in eine erste Teilwicklung 101a und (mindestens) eine zweite Teilwicklung 101b aufgeteilt. Dem entsprechend wird der durch die erste Teilwicklung 101a fließende Primärstrom mit i_P1 und der durch die zweite Teilwicklung 101b fließende Primärstrom mit i_P2 bezeichnet. Die Teilwicklungen 101a und 101b können jeweils auch nur aus einer einzigen Windung bestehen und derart orientiert sein, dass die durch die Primärströme i_Pa und ipb verursachten magnetischen Felder sich zumindest teilweise kompensieren (destruktiv überlagern) und nur der Nettoprimärstrom i_P1-i_P2 (effektiver Primärstrom) ein entsprechendes Netto-Magnetfeld im Kern 103 erzeugt. Das Netto-Magnetfeld wird wiederum vom Magnetfeld des Sekundärstromes i_S überlagert. Ein entsprechend modifizierter Sensor ist in 6 dargestellt. Abgesehen davon, dass das Beispiel aus 6 zwei Primärwicklungen 101a, 101b aufweist, durch die ein effektiver Primärstrom i_P = i_P1-i_P2 fließt, ist das Beispiel aus 6 gleich wie das Beispiel aus 1. Je nach Orientierung der Primärleiter 101a und 102b kann statt einer Differenzstrommessung auch eine Summenstrommessung durchgeführt werden. Es können auch mehr als zwei Primärleiter vorgesehen sein, sodass theoretisch eine Summe von beliebig vielen Strömen gemessen wird. Der Primärstrom ist in diesem Fall i_P = i_P1 ± i_P2 ± i_P3, etc. Im Falle der Differenzstrommessung wird im Folgenden die Bezeichnung Δi_P für den effektiven Primärstrom (Differenzstrom) verwendet
Bei dem in 6 gezeigten Beispiel sind die beiden Primärwicklungen 101a und 101b einer Last 601 vor- bzw. nachgeschaltet, sodass die Differenz, also der Nettoprimärstrom i_P1-i_P2, nur dann ungleich Null ist, wenn beispielsweise im Bereich der Last 601 ein Leckstrom (Fehlerstrom) abfließt, der dann genau dem Differenzstrom Δi_P = i_P1i_P2 entspricht. Der Differenzstrom Δi_P berechnet sich aus Abtastwerten des Sekundärstroms analog zu Gleichung 3 wie folgt: $Δ i_{P} [n] = N \cdot (i_{S} [n - 1] + i_{S} [n]) / 2.$
Gemäß einem zweiten Ansatz zur Bestimmung eines Messwerts für den Primärstrom werden die Zeiten der Ummagnetisierungsvorgänge ausgewertet. Ein Ummagnetierungsvorgang beginnt mit der Umpolung der Spannungsquelle 4 und endet beim Erreichen der magnetischen Sättigung (was die nächste Umpolung der Spannungsquelle 104 auslöst). Ein Zyklus umfasst zwei Ummagnetisierungsvorgänge, z.B: von der positiven Sättigung des Kerns bis zum Erreichen der negativen Sättigung und (nach der Umpolung der Spannungsquelle 104) zurück bis zum Erreichen der positiven Sättigung. In 3 sind diese Zeiten mit Δt₊ und Δt- bezeichnet, wobei Δt₊ die Zeit bis zum Erreichen der magnetischen Sättigung in positiver Richtung (d.h. +M_SAT) und Δt- die Zeit bis zum Erreichen der magnetischen Sättigung in negativer Richtung (d.h. -M_SAT) bezeichnet.
Die Zeitintervalle Δt₊ und Δt- (siehe 3) sind nicht konstant, sondern hängen vom Betrag des Primärstroms ab. Des Weiteren ist die Ummagnetisierungsgeschwindigkeit dM/dt gemäß Gleichung 2 umso höher, je höher die Amplitude Us der von der Spannungsquelle 104 erzeugten Spannung ±U_S ist. Aus Gleichung 2 folgt: $dM / dt = - u_{i} (N \cdot A \cdot μ_{0}) = - (U_{S} - R_{CS} \cdot i_{S}) / (N \cdot A \cdot μ_{0}) .$
Folglich ist die Schwingfrequenz des Sekundärstromes umso höher, je höher die Amplitude Us der von der Spannungsquelle 104 erzeugten Spannung ±U_S ist. Die Schwingfrequenz f_SENSOR des Sensors durch Integration von Gleichung 5: $f_{SENSOR} = 1 / (Δ t_{+} + Δ t_{-}), wobei$
$Δ t_{+} = (μ_{0} \cdot Δ M \cdot N \cdot A) / (U_{S} + (i_{P} / N - i_{μ}) \cdot R_{CS}),$
$Δ t - = (μ_{0} \cdot Δ M \cdot N \cdot A) / (U_{S} - (i_{P} / N + i_{μ}) \cdot R_{CS}) .$
Dabei bezeichnet ΔM den Magnetisierungshub während einer Ummagnetisierung (z.B. ΔM = 2·M_SAT) und i_P/N±i_µ, den Sekundärstrom während des jeweiligen Ummagnetisierungsvorgangs. Aus den Gleichungen 6a bis 6c ist erkennbar, dass die Schwingfrequenz f_SENSOR des Sensors einerseits von dem Primärstrom selbst, als auch von der Spannungsamplitude Us der von der Spannungsquelle 104 erzeugten Spannung und von dem Magnetisierungshub ΔM abhängt. Ein dritter Ansatz zur Bestimmung eines Messwerts für den Primärstrom kann also darin bestehen, die Schwingfrequenz der Oszillatorschaltung auszuwerten. In 5 ist auch das Signal S_PMW(t) dargestellt, welches ein Binärsignal ist und die Polarität der Spannungsquelle 104 anzeigt. Das Signal S_PMW(t) kann leicht aus dem Sekundärstromsignal i_S(t) mittels einer Komparatorschaltung generiert werden. Das Signal S_PWM(t) wechselt von einem Low-Pegel auf einen High-Pegel, wenn im Magnetkern 103 eine negative Sättigung detektiert wird (i_S≤-i_SMAX), und von einem High-Pegel auf einen Low-Pegel, wenn im Magnetkern 103 eine positive Sättigung detektiert wird (i_S≥+i_SMAX). Die Schaltbedingungen i_S≤-i_SMAX und i_S≥+i_SMAX können z.B. mittels Komparatoren einfach detektiert werden. Das Signal S_PWM(t) ist dann das Ausgangssignal der Komparatorschaltung, die zur Detektion der magnetischen Sättigung verwendet wird (vgl. 7, Sättigungsdetektion 108). Das Signal S_PWM(t) ist ein pulsweitenmoduliertes (PWM) Signal, welches eine variable Frequenz aufweist und dessen Duty-Cycle D=Δt₊/(Δt₊+Δt-) vom effektiven Primärstrom abhängt.
Das Beispiel 7 illustriert eine exemplarische Implementierung des Differenzstromsensors aus 6. Die in der Steuereinheit 107 enthaltene Signalverarbeitung erlaubt eine vergleichsweise hohe Empfindlichkeit des Stromsensors, sodass z.B. bei Differenzstrommessung sehr kleine Differenzströme gemessen werden können. Die Primärleiter 101a, 101b, der Magnetkern 103 und die Sekundärwicklung 102 sind gleich wie in dem Beispiel aus 6. Die steuerbare Spannungsquelle 104 ist beispielsweise als H-Brücke mit vier Halbleiterschaltern S₁, S₂, S₃, und S₄ implementiert. Eine alternative Implementierung ist in 12 gezeigt. Im Betrieb der Schaltung sind entweder die Schalter S₁ und S₄ an, während die Schalter S₂ und S₃ aus sind, oder umgekehrt (die Schalter S₂ und S₃ sind an, während die Schalter S₁ und S₄ aus sind). Durch ein Umschalten der H-Brücke (z.B. S₁ und S₄ ausschalten, S₂ und S₃ einschalten) wird die an der Sekundärwicklung 102 anliegende Spannung umgepolt. Der durch die Sekundärwicklung 102 fließende Sekundärstrom is fließt auch durch den Messwiderstand Res, und der Spannungsabfall ucs über dem Widerstand Res (Strommesssignal) repräsentiert den Sekundärstrom i_S (u_CS=R_CS ·i_S).
Das Strommesssignal ucs ist der Strommesseinheit 106 zugeführt. Diese ist dazu ausgebildet, das Strommesssignal ucs analog vorzuverarbeiten und das vorverarbeitete Signal ucs' zu digitalisieren. Das resultierende Digitalsignal ist in dem Beispiel aus 7 mit ucs[n] bezeichnet. Die analoge Vorverarbeitung kann z. B. eines der Folgenden umfassen: eine Verstärkung, eine Pegelanpassung, eine Filterung oder dergleichen. Das Digitalsignal ucs[n] ist in dem dargestellten Beispiel einem Mikrocontroller 115 zugeführt, der dazu ausgebildet ist, einen Messwert für den Differenzstrom Δi_P zu berechnen (z.B. gemäß Gleichung 4). Statt eines Mikrocontrollers kann auch eine andere digitale Recheneinheit (programmierbar oder festverdrahtet) verwendet werden.
Bei sehr kleinem (Differenz-) Strom sind die Quantisierungsfehler, die bei der Digitalisierung des ggf. vorverarbeiteten Strommesssignals ucs entstehen, relativ hoch (im Vergleich zum gemessenen Stromwert. Eine etwas genauere Messung ermöglicht die oben erwähnte Auswertung der Zeiten Δt+ und Δt- (vgl. auch 5), wobei bei bekannten Implementierungen der Duty-Cycle D als Messwert für den (Differenz-) Strom herangezogen wird. Der Duty-Cycle D entspricht dem Verhältnis Δt₊/(Δt₊ + Δt-) und wird üblicherweise in Prozent angegeben. In dem Beispiel aus 3, bei dem der Primärstrom bzw. die Primärstromdifferenz null ist, ist der Duty-Cylce 0,5 oder 50 Prozent. In dem Beispiel aus 5, bei dem der Primärstrom bzw. die Primärstromdifferent positiv ist, ist der Duty-Cylce kleiner als 50 Prozent. In manchen Fällen wird auch das Verhältnis R=Δt₊/Δt- ausgewertet, was praktisch gleichwertig ist zur Auswertung des Duty-Cycle, da D=R/(1+R). In beiden Fällen muss eine Division zur Berechnung von R oder D durchgeführt werden.
Um die in einem Mikrocontroller oder einer anderen digitalen Recheneinheit aufwändig zu implementierende Division zur Berechnung des Duty-Cycle oder des Puls-Pausenverhältnisses R zu vermeiden, wird gemäß einem Ausführungsbeispiel als Messwert für den effektiven Primärstrom bzw. die Primärstromdifferenz die Differenz ΔT = Δt- - Δt₊ berechnet. Analysen haben gezeigt, dass auch zwischen der Differenz ΔT und dem effektiven Primärstrom ein relativ linearer Zusammenhang besteht. Bei einem effektiven Primärstrom von 0A ist die Differenz ΔT idealerweise 0, bei einem positiven effektiven Primärstrom ist die Differenz ΔT positiv und bei einem negativen effektiven Primärstrom ist die Differenz ΔT negativ. In dem in 7 dargestellten Beispiel umfasst die Steuereinheit 107 eine Zeitmessschaltung 110, die dazu ausgebildet ist, die Zeiten Δt- und Δt+ zu messen. Der Mikrocontroller kann dann die Differenz ΔT = Δt- - Δt₊ sehr einfach und effizient berechnen und daraus einen Messwert für den effektiven Primärstrom generieren. Geeignete Zeitmessschaltungen sind an sich bekannt und werden üblicherweise mit Hilfe eines Taktgenerators und eines oder mehrerer Zähler implementiert. Allerdings besteht auch hier das Problem, dass bei sehr kleinem zu messenden Strom die Zeitdifferenz ΔT sehr klein und folglich der Quantisierungsfehler bei der Zeitmessung im Vergleich zum gemessenen Wert ΔT relativ groß wird. Um die Auflösung zu erhöhen, könnte die Taktfrequenz, mit der die Zähler der Zeitmessschaltung 110 betrieben werden, erhöht werden. Höhere Taktfrequenzen können jedoch andere Probleme verursachen, beispielsweise beim Schaltungsdesign und im Hinblick auf die Elektromagentische Verträglichkeit (EMC, Electromagnetic Compatibility).
Um das Problem der geringen Auflösung zu lösen und den relativen Quantisierungsfehler zu verringern, ohne die Taktfrequenz für die bei der Zeitmessung verwendeten Zähler erhöhen zu müssen, enthält das Ausführungsbeispiel eine spezielle Schaltung, die als Duty-Cycle-Verstärker bezeichnet wird und die dazu ausgebildet ist, die stromabhängige Modulation der Zeiten Δt- und Δt₊ zu vergrößern. Eine exemplarische Implementierung der Duty-Cycle-Verstärkerschaltung ist in 8 dargestellt. Dadurch wird es möglich, Ströme im Bereich von z.B. -250mA bis 250mA abzubilden auf einen Duty-Cycle von 30% bis 70%. Ohne Duty-Cycle-Verstärker läge (bei einem Strom von -250mA bis 250mA) der Duty-Cycle im Bereich von 45% bis 55%. Die hier genannten Zahlenwerte sind natürlich lediglich illustrative Beispiele. Die tatsächlichen Werte hängen von der Auslegung des Stromsensors ab.
Die Schaltung aus 8 umfasst zur Signalaufbereitung ein Toggle-FlipFlop, welches abhängig von dem PWM-Signal S_PWM(t), welches unter anderem die Polarität der Spannungsquelle 104 anzeigt, zwei komplementäre Binärsignale CLK+ und CLK- mit definierter Flankensteilheit erzeugt. Die komplementären Binärsignale CLK+ und CLK- werden einer symmetrischen Tiefpassschaltung zugeführt, welche durch die Widerstände R₁ und R₂ und den Kondensator C gebildet wird. Die Widerstände R₁ und R₂ sind gleich, sodass beide Tiefpässe dieselbe Zeitkonstante aufweisen. Die Ausgangsspannungen V₁ und V₂, die an den beiden Anschlüssen des Kondensators C zur Verfügung stehen, sind einem Komparator K zugeführt, der mit einem High-Pegel am Ausgang anzeigt, wenn die Bedingung V₁>V₂ erfüllt ist. Das Ausgangssignal des Komparators ist mit S_PMW,x bezeichnet. An dieser Stelle sei angemerkt, dass anstatt eines einzigen Kondensators C auch zwei Kondensatoren verwendet werden können. In diesem Fall ist ein Kondensator mit einem Anschluss mit dem Widerstand R₁ verbunden und mit dem anderen Anschluss mit Masse; der andere Kondensator wäre mit einem Anschluss mit dem Widerstand R₂ verbunden und mit dem anderen Anschluss mit Masse. Die Funktionsweise des Duty-Cycle-Verstärkers 112 wird im Folgenden anhand der Timing-Diagramme in den 9-11 näher erläutert.
9 illustriert einen Fall, bei dem der effektive Primärstrom 0A ist und folglich der Sekundärstrom i_S(t) symmetrisch um die Nulllinie oszilliert (siehe 3). Der Duty-Cycle D= Δt₊/(Δt₊ + Δt-) ist in diesem Fall 0,5, d.h. Δt₊ = Δt- (im Idealfall). 9 enthält den zeitlichen Verlauf des Signals CLK+. Der komplementäre (invertierte) Signal CLK- ist der Übersichtlichkeit halber nicht dargestellt. Des Weiteren sind die Signalverläufe der Spannungen V₁ und V₂, die dem Komparator K zugeführt sind, dargestellt. Die Schwingfrequenz f_SENSOR ist in dem dargestellten Beispiel 2,5 kHz. Eine Periode f_SENSOR ^-1 = Δt₊ + Δt- dauert demnach 0,4 ms (siehe 9, auf der Zeitachse von 1,6-2,0ms). Im ersten Teil der Periode steigt die Spannung V₁ entsprechend der Sprungantwort des RC-Tiefpasses aus 8. Die Steilheit des Anstiegs hängt von der Zeitkonstante des Tiefpasses ab (d.h. von den Widerständen R₁ und R₂ und der Kapazität C). Gleichermaßen fällt die Spannung V₂ exponentiell ab (mit der Zeitkonstante des Tiefpasses). Das Ausgangssignal S_PWM,x des Komparators K zeigt jene Zeitintervalle durch einen High-Pegel an, in denen die Bedingung V₁>V₂ erfüllt ist. Das Signal S_PWM,x wechselt immer dann den Pegel, wenn die Signalverläufe von V₂ und V₂ sich kreuzen.
Bei einem Duty-Cycle von 0,5 bewirkt der Duty-Cycle-Verstärker lediglich eine Phasenverschiebung, der Duty-Cycle bleibt jedoch bei 0,5. Abweichungen des Duty-Cycles von dem Wert 0,5 werden jedoch verstärkt. 10 illustriert denselben Fall wie 9, jedoch mit einem Duty-Cylce D=0,6. 11 zeigt das gleiche Beispiel mit einem Duty Cycle D=0,4. In beiden Fällen (10 und 11) verlaufen die Signale V₁ und V₂ immer noch symmetrisch (ähnlich wie in 9), jedoch verschieben sich die Schnittpunkte der Signalverläufe von V₁ und V₂.
Die Änderung der Schnittpunkte der Signalverläufe von V₁ und V₂ ist stärker als die Änderung des Duty-Cylces, weshalb im Fall von 10, das Ausgangssignal S_PWM,x einen Duty-Cycle Δt_x+/(Δt_x+ + Δt_x-) von deutlich mehr als 0,6 aufweist. Im Fall von 11 weist das Ausgangssignal S_PWM,x einen „verstärkten“ Duty-Cycle D*=Δt_x+/(Δt_x+ + Δt_x-) von deutlich weniger als 0,4 auf. Das heißt, die vom effektiven Primärstrom abhängigen Abweichungen des Duty-Cycles vom Wert 0,5 werden durch den Duty-Cycle-Verstärker verstärkt (in beide Richtungen). Da mit Hilfe des Duty-Cycle-Verstärkers auch kleine Stromänderungen des effektiven Primärstroms schon nennenswerte Änderungen des Duty-Cycles hervorrufen können, können kleine Änderungen des effektiven Primärstroms und damit auch kleine Änderungen eines Differenzstromes im Falle der Differenzstrommessung genauer aufgelöst werden, ohne dass die Taktfrequenz der Zähler erhöht werden muss. Bekannte Ansätze zur Erhöhung der Empfindlichkeit benutzen mehrere umschaltbare Messwiderstände (siehe 7, Messwiderstand R_CS) mit unterschiedlichen Widerstandswerten, was mit erhöhtem Aufwand und Kosten verbunden ist.
In dem Beispiel aus 7 ist die Zeitmessschaltung 111 dazu ausgebildet, die Zeiten Δt_x+ und Δt_x- zu ermitteln. Die Zeitmessschaltung 111 kann gleich aufgebaut sein wie die Zeitmessschaltung 110 und wie erwähnt einen oder mehrere Zähler enthalten. In manchen Ausführungsbeispielen kann auch nur eine einzige Zeitmessschaltung vorgesehen sein. In manchen Ausführungsbeispielen kann die Zeitmessschaltung 110 weggelassen werden. In diesem Fall werden nur die Zeiten Δt_x+ und Δt_x- für die Strommessung ausgewertet (nicht die Zeiten Δt₊ und Δt-). In manchen Anwendungen ist es jedoch sinnvoll beides auszuwerten, die Zeiten Δt_x+ und Δt_x- im Ausgangssignal S_PWM,x des Duty-Cycle-Verstärkers 112 sowie die Zeiten Δt₊ und Δt- im Eingangssignal S_PWM des Duty-Cycle-Verstärkers 112. In diesem Fall können zwei Messbereiche mit unterschiedlicher Empfindlichkeit implementiert werden, ohne den Widerstandswert des Messwiderstands Res anpassen zu müssen. In manchen Anwendungen kann es auch nützlich sein, mehrere Messbereiche zu vorzusehen, wobei für jeden Messbereich ein anderer Duty-Cycle-Verstärker mit unterschiedlicher Charakteristik (z.B. unterschiedlicher Zeitkonstante der Tiefpässe) verwendet werden kann.
Der Mikrocontroller 115 (siehe 7) empfängt die gemessenen Zeitwerte Δt_x+ und Δt_x- und berechnet gemäß einem Ausführungsbeispiel die Differenz ΔT_x= Δt_x- - Δt_x+ als Messwert für den effektiven Primärstrom. In anderen Ausführungsbeispielen wird der verstärkte Duty-Cycle D*=Δt_x+/(Δt_x+ + Δt_x-) oder das Verhältnis R*=Δt_x+/Δt_x- als Messwert für den effektiven Primärstrom (z.B. die Stromdifferenz Δi_P) berechnet. Wie bereits erwähnt ist in digitalen Rechenschaltungen eine Differenz wesentlich einfacher zu implementieren als eine Division. Der Weiteren kann in dem Mikrocontroller die Sensorfrequenz f_SENSOR = (Δt_x+ + Δt_x-)^-1 berechnet werden. In der Praxis wird die Periodendauer f_SENSOR ^-1 = (Δt_x+ + Δt_x-) berechnet, um die Berechnung des Kehrwertes zu vermeiden, wofür ebenfalls eine Division notwendig wäre. Wie erwähnt, hängt die Sensorfrequenz bzw. die Periodendauer ebenfalls von dem effektiven Primärstrom ab und kann als Messwert für den effektiven Primärstrom dienen.
In einem Ausführungsbeispiel ist der Mikrocontroller 115 dazu ausgebildet, eine Plausibilitätsprüfung durchzuführen, indem der Primärstrom auf zwei oder mehr Arten ermittelt wird. Ein erster Messwert kann basierend auf einer Messung des Sekundärstromes ermittelt werden (vgl. 5 und Gleichungen 3 und 4). Ein zweiter Messwert kann basierend auf der Zeitdifferenz ΔT_x= Δt_x- - Δt_x+ (bei Verwendung eines Duty-Cylce-Verstärkers) oder ΔT= Δt- - Δt₊ (falls kein Duty-Cylce-Verstärker verwendet wird) ermittelt werden. Alternativ kann der Duty-Cycle D oder D* berechnet werden. Ein dritter Messwert kann basierend auf der Sensorfrequenz f_SENSOR (oder der Periodendauer f_SENSOR ^-1) ermittelt werden. Der Mikrocontroller 115 kann prüfen, ob beispielsweise der erste und der zweite Messwert konsistent sind und (unter Berücksichtigung der üblichen Toleranzen) zusammen passen. Ist dies nicht der Fall, kann der Mikrocontroller einen Fehler anzeigen oder ein Warnsignal ausgeben, welches darauf hinweist, dass die Messergebnisse womöglich unzuverlässig sind.
12 illustriert eine alternative Implementierung der steuerbaren Spannungsquelle 104. Anstelle der Transistor-H-Brücke aus 7 werden nur zwei einzelne elektronische Schalter S₁ und S₂ benötigt. Die Sekundärspule ist in diesem Fall zweigeteilt (Teilwicklungen 102a und 102b) oder weist eine Mittelanzapfung auf, die z.B. über den Messwiderstand Res mit einem Masseknoten verbunden ist. Die äußeren Anschlüsse der Sekundärwicklung werden mit Hilfe der Schalter S₁ und S₂ abwechselnd mit der Versorgungsspannung Us verbunden. Um die Richtung des Sekundärstromes umzukehren, wird der Schalter S₁ ausgeschaltet du der Schalter S₂ eingeschaltet oder umgekehrt. Dabei fließt der Sekundärstrom immer nur durch einen Teil der Sekundärspule 102. Im Übrigen funktioniert das Ausführungsbeispiel aus 12 gleich wie das Beispiel aus 7 und es wird auf die dazugehörige Beschreibung weiter oben verwiesen. Die hier beschriebenen Stromsensoren sind Relaxationsoszillatoren (Kippschwinger), wobei es auf die konkrete Implementierung des Oszillators nicht ankommt.
Im Folgenden werden die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele kurz zusammengefasst. Es handelt sich dabei nicht um eine vollständige Auflistung, sondern lediglich um eine exemplarische Zusammenfassung einiger wichtiger Aspekte. Ein erstes Ausführungsbeispiel betrifft eine Schaltung zur Strommessung. Diese umfasst eine Oszillatorschaltung mit einem Magnetkern, mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Primärleiter und mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiter (vgl. z.B. 7, Magnetkern 103, Primärleiter 101a und 101b und Sekundärleiter 102). Die Oszillatorschaltung ist dazu ausgebildet, durch Ansteuern des mindestens einen Sekundärleiters den Magnetkern regelmäßig in entgegengesetzte Richtungen bis zu einem Maximalwert (z.B. Sättigungsmagnetisierung M_SAT, vgl. 2) zu magnetisieren. Die Oszillatorschaltung ist weiter dazu ausgebildet, ein Oszillatorsignal (vgl. 7, Signal S_PWM) zu erzeugen, welches von einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand, oder umgekehrt, wechselt (z.B. Wechsel von High-Pegel auf Low-Pegel und umgekehrt), wenn der Maximalwert (in positive oder negative Richtung) erreicht ist. Die Zeiten, die das Oszillatorsignal im ersten und zweiten Zustand verweilt, sind abhängig von dem effektiven Primärstrom (z.B. Differenzstrom Δi_P), der durch den mindestens einen Primärleiter fließt.
Die Schaltung zur Strommessung umfasst gemäß einem Ausführungsbeispiel weiter eine Zeitmessschaltung (siehe 7, Ziffer 110), die dazu ausgebildet ist, regelmäßig eine erste Zeitdauer Δt₊ und eine zweite Zeitdauer Δt- zu bestimmen, welche das Oszillatorsignal in einer Schwingungsperiode im ersten bzw. im zweiten Zustand verweilt. Eine Auswerteeinheit (siehe 7, Mikrocontroller 115) ermittelt eine Differenz ΔT zwischen der ersten Zeitdauer Δt₊ und der zweiten Zeitdauer Δt-. Basierend auf der Differenz kann ein Messwert für den effektiven Primärstrom ermitteln werden.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel weist die Schaltung zur Strommessung neben der erwähnten Oszillatorschaltung eine Duty-Cycle-Verstärkerschaltung (siehe 7, Ziffer 112, und 8). Das Oszillatorsignal wechselt wie erwähnt zwischen zwei Zuständen (High-Pegel und Low-Pegel) und weist daher einen Duty-Cycle D = Δt₊/(Δt₊ + Δt-) auf. Die Duty-Cycle-Verstärkerschaltung ist dazu ausgebildet, eine vom effektiven Primärstrom (z.B. Differenzstrom Δi_P) abhängige Abweichung des Duty-Cycle D von einem Referenzwert zu vergrößern. Der Referenzwert ist beispielsweise 0,5, was gleichbedeutend ist mit Δt₊ = Δt-. Der Referenzwert entspricht jenem Duty-Cycle-Wert, der bei einem effektiven Primärstrom von null vorliegt. In einem Ausführungsbespiel weist die Duty-Cycle-Verstärkerschaltung mindestens einen Tiefpass auf. Die Vergrößerung des Duty-Cycles wird im Wesentlichen von einer Zeitkonstante des Tiefpasses bestimmt. Der Tiefpass kann ein Tiefpass erster Ordnung sein und/oder insbesondere einen oder mehrere RC-Tiefpässe aufweisen. Die Steilheit der Kondensatorladekurve(n) bestimmt die Charakteristik der Duty-Cycle-Verstärkerschaltung. Für die Messung des effektiven Primärstroms können wie beim vorherigen Beispiel die Verweilzeiten Δt_x+ und Δt- im High-Pegel- bzw. Low-Pegel-Zustand herangezogen werden. Es kann entweder die Differenz ΔT_x zwischen der ersten Zeitdauer Δt_x+ und der zweiten Zeitdauer Δt_x-, das Verhältnis Δt_x+/Δt_x- oder der „verstärkte“ Duty-Cycle D* = Δt_x+/(Δt_x+ + Δt_x-) für die Ermittlung eines Messwerts für den effektiven Primärstrom verwendet werden.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel weist die Schaltung zur Strommessung neben der erwähnten Oszillatorschaltung und der erwähnten Zeitmessschaltung (zur Messung der Zeiten Δt₊ und Δt- und/oder der Δt_x+ und Δt_x-). Die Schaltung umfasst des Weiteren eine Auswerteeinheit (z.B. einen Mikrocontroller 115, siehe 7), der dazu ausgebildet ist, basierend auf den Zeiten (z.B. Δt₊ und Δt-), die das Oszillatorsignal S_PMW im ersten und im zweiten Zustand verweilt, einen ersten Messwert (z.B. Δt₊ - Δt-) für den effektiven Primärstrom zu ermitteln und - parallel dazu - basierend auf einem in dem Sekundärleiter fließenden Sekundärstrom (siehe 7, Sekundärstrom is, und 5) einen zweiten Messwert für den effektiven Primärstrom zu ermitteln.
Durch die gleichzeitige Verwendung voneinander unabhängiger Prinzipien zur Auswertung der Oszillation des Sensors, nämlich einmal die Auswertung des Sekundärstroms die in 5 dargestellt und einmal die Auswertung der Zeiten Δt₊ und Δt- des pulsweitenmodulierten Oszillatorsignals (und/oder der Zeiten Δt_x+ und Δt_x- des pulsweitenmodulierten Ausgangssignals des Duty-Cycle-Verstärkers) kann einerseits eine Plausibilitätsprüfung durchgeführt werden und andererseits eine Verbesserung der Genauigkeit des Messergebnisses durch Mittelwertbildung (Mittelung des erwähnten ersten und zweiten Messwertes). Für die Plausibilitätsprüfung werden die beiden Messwerte verglichen, und bei einer zu hohen Abweichung der beiden Messwerte voneinander kann davon ausgegangen werden, dass der Stromsensor nicht ordnungsgemäß arbeitet und die Messergebnisse ggf. unzuverlässig sein können. Die Mittelung zweier parallel zueinander ermittelter Messwerte reduziert - anders als die Mittelung mehrerer zeitlich hintereinander ermittelter Messwerte - nicht die verfügbare Bandbreite des Stromsensors.
Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele können auf unterschiedliche Weise implementiert werden. Beispielsweise können sämtliche elektronischen Schaltungen (abgesehen von Primär- und Sekundärwicklungen und einiger weniger anderer separater Bauelemente) in einem einzigen anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC) integriert werden. Der integrierte Schaltkreis kann insbesondere einen Mikrocontrollerkern mit einem Prozessor enthalten (vgl. 7, Mikrocontroller 115), der mittels Softwareinstruktionen so programmiert ist, dass die hier beschriebenen Funktionen ausgeführt werden. Alternativ können - zumindest teilweise - auch festverdrahtete oder einmal-programmierbare (OTP, one-timeprogrammable) Logikschaltungen verwendet werden. Die Schaltungen können auch ohne programmierbare Logik implementiert werden.
Teile der z.B. in 7 dargestellten Schaltungen wie z.B. die Schaltung zur Sättigungsdetektion 108 können auch in dem Mikrocontroller 115 enthalten sein. So kann die Schaltung zur Sättigungsdetektion 108 einerseits durch einen einfachen Komparator mit zwei Schaltschwellen (+i_SMAX, -i_SMAX, vgl. 5) realisiert werden. Die Detektion des Erreichens des Maximalstroms ±i_SMAX kann aber auch durch den Mikrocontroller anhand des digitalisierten Stromsignals durgeführt werden (je nachdem, ob die Sampling-Rate dafür ausreicht).
Schließlich sei erwähnt, dass die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele kombiniert werden können. Die erwähnte Differenzbildung Δt₊ - Δt- kann mit oder ohne Duty-Cycle-Verstärkung eingesetzt werden. Auch die Mittelwertbildung und die erwähnte Plausibilitätsprüfung kann mit und ohne Duty-Cycle-Verstärkung durchgeführt werden. In allen Ausführungsbeispielen kann statt der Differenz Δt₊ - Δt- auch ein der „verstärkte“ Duty-Cycle oder das Verhältnis der beiden Zeiten Δt_x+ und Δt_x- für die Ermittlung eines Strommesswertes herangezogen werden. Die Umrechnung von Zeiten/Zählerstände kann kalibriert werden und z.B. mittels im Mikrocontroller hinterlegter Kennlinien realisiert werden. Hier kommt beispielsweise auch eine Interpolation zwischen in einem Lookup-Table hinterlegten Werten in Betracht.

Claims

Eine Schaltung, die folgendes aufweist: eine Oszillatorschaltung mit einem Magnetkern (103) mit mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Primärleiter (101; 101a, 101b) und mit mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiter (102; 102a, 102b), wobei die Oszillatorschaltung dazu ausgebildet ist, durch Ansteuern des mindestens einen Sekundärleiters (102; 102a, 102b) den Magnetkern regelmäßig in entgegengesetzte Richtungen bis zu einem Maximalwert zu magnetisieren, und die weiter dazu ausgebildet ist, ein Oszillatorsignal (S_PWM) zu erzeugen, welches von einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand, oder umgekehrt, wechselt, wenn der Maximalwert erreicht ist; eine Zeitmessschaltung (110), die dazu ausgebildet ist, regelmäßig eine erste Zeitdauer (Δt₊) und eine zweite Zeitdauer (Δt-) zu bestimmen, welche das Oszillatorsignal (S_PWM) in einer Schwingungsperiode im ersten bzw. im zweiten Zustand verweilt; und eine Auswerteeinheit (115), die dazu ausgebildet ist, eine Differenz zwischen der ersten Zeitdauer (Δt₊) und der zweiten Zeitdauer (Δt-) zu bestimmen und basierend darauf einen Messwert für den effektiven Primärstrom (Δi_P) zu ermitteln, der durch den mindestens einen Primärleiter fließt (101; 101a, 101b).
Die Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei der mindestens eine Primärleiter einen ersten und einen zweiten Leiter (101a, 101b) umfasst, die so mit dem Magnetkern (103) gekoppelt sind, dass der effektive Primärstrom der Differenz der Ströme entspricht, die durch den ersten und den zweiten Leiter (191a, 101b) fließen.
Die Schaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, die weiter aufweist: eine Duty-Cycle-Verstärkerschaltung (112), die dazu ausgebildet ist, eine vom effektiven Primärstrom (ip, Δi_P) abhängige Abweichung des Duty-Cycles des Oszillatorsignals (S_PWM) von einem Referenzwert zu vergrößern und ein modifiziertes Oszillatorsignal mit dem vergrößerten Duty-Cycle bereitzustellen.
Die Schaltung gemäß Anspruch 3, die weiter aufweist: eine weitere Zeitmessschaltung (111), die dazu ausgebildet ist, regelmäßig eine dritte Zeitdauer (Δt_x+) und eine vierte Zeitdauer (Δt_x-) zu bestimmen, welche das modifizierte Oszillatorsignal (S_PWM,x) in einer Schwingungsperiode in einem ersten und in einem zweiten Zustand verweilt, wobei die Auswerteeinheit (115) weiter dazu ausgebildet ist, basierend auf der dritten und vierten Zeitdauer (Δt_x+, Δt_x-) einen Messwert für den effektiven Primärstrom (Δi_P) zu ermitteln.
Die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Auswerteeinheit (115) dazu ausgebildet ist, basierend auf der ersten und der zweiten Zeitdauer (Δt₊, Δt-) einen ersten Messwert für einen effektiven Primärstrom zu ermitteln und parallel dazu basierend auf einem in dem Sekundärleiter (102; 102a, 102b) fließenden Sekundärstrom (is) einen zweiten Messwert für den effektiven Primärstrom (Δi_P) zu ermitteln.
Eine Schaltung, die folgendes aufweist: eine Oszillatorschaltung mit einem Magnetkern (103) mit mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Primärleiter (101; 101a, 101b) und mit mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiter (102; 102a, 102b), wobei die Oszillatorschaltung dazu ausgebildet ist, durch Ansteuern des mindestens einen Sekundärleiters (102; 102a, 102b) den Magnetkern (103) regelmäßig in entgegengesetzte Richtungen bis zu einem Maximalwert zu magnetisieren, und die weiter dazu ausgebildet ist, ein Oszillatorsignal (S_PWM) zu erzeugen, welches einen Duty-Cycle aufweist, der von dem effektiven Primärstrom (ip, Δi_P) abhängt; und eine Duty-Cycle-Verstärkerschaltung (112), die dazu ausgebildet ist, eine vom effektiven Primärstrom (ip, Δi_P) abhängige Abweichung des Duty-Cycles von einem Referenzwert zu vergrößern.
Die Schaltung gemäß Anspruch 6, wobei der Referenzwert jenem Duty-Cycle entspricht, der sich einstellt, wenn der effektive Primärstrom null ist.
Die Schaltung gemäß Anspruch 5 oder 6, wobei die Duty-Cycle-Verstärkerschaltung (112) mindestens einen Tiefpass aufweist, und wobei die Vergrößerung des Duty-Cycles von einer Zeitkonstante des Tiefpasses abhängt.
Die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 6 bis 8, die weiter aufweist: eine Auswerteeinheit (115), die dazu ausgebildet ist, basierend auf den Zeiten (Δt₊, Δt-), die ein von der Duty-Cycle- Verstärkerschaltung (112) bereitgestelltes modifizierte Oszillatorsignal (S_PMW,x) in einem ersten und einem zweiten Zustand verweilt, einen Messwert für den effektiven Primärstrom zu ermitteln.
Eine Schaltung, die folgendes aufweist: eine Oszillatorschaltung mit einem Magnetkern (103) mit mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Primärleiter (101; 101a, 101b) und mit mindestens einem mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiter (102; 102a, 102b), wobei die Oszillatorschaltung dazu ausgebildet ist, durch Ansteuern des mindestens einen Sekundärleiters (102; 102a, 102b) den Magnetkern (103) regelmäßig in entgegengesetzte Richtungen bis zu einem Maximalwert zu magnetisieren, und die weiter dazu ausgebildet ist, ein Oszillatorsignal (S_PWM) zu erzeugen, welches von einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand, oder umgekehrt, wechselt, wenn der Maximalwert erreicht ist; und eine Auswerteeinheit (115), die dazu ausgebildet ist, basierend auf den Zeiten (Δt₊, Δt-), die das Oszillatorsignal (S_PMW) im ersten und im zweiten Zustand verweilt, einen ersten Messwert für einen effektiven Primärstrom zu ermitteln, der durch den mindestens einen Primärleiter (101; 101a, 101b) fließt, und parallel dazu basierend auf einem in dem Sekundärleiter (102; 102a, 102b) fließenden Sekundärstrom (is) einen zweiten Messwert für den effektiven Primärstrom zu ermitteln.
Die Schaltung gemäß Anspruch 10, wobei die Auswerteeinheit (115) weiter dazu ausgebildet ist, durch Vergleich des ersten mit dem zweiten Messwerts die Messwerte auf Plausibilität zu prüfen.
Die Schaltung gemäß Anspruch 11, wobei die Auswerteeinheit (115) weiter dazu ausgebildet ist, aus den ersten und dem zweiten Messwert einen dritten Messwert zu berechnen, insbesondere den ersten und den zweiten Messwert zu mitteln.
Ein Verfahren, das aufweist: alternierendes Magnetisieren eines Magnetkerns (103) mit zu einem Maximalwert in die positive und negative Richtung durch Ansteuern mindestens eines mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiters (102; 102a, 102b); Erzeugen eines Oszillatorsignals (S_PWM), welches zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand hin und her wechselt, wodurch die alternierenden Magnetisierungsvorgänge angezeigt werden; Ermitteln eine ersten Zeitdauer (Δt₊) und einer zweiten Zeitdauer (Δt-), welche das Oszillatorsignal (S_PWM) in einer Schwingungsperiode im ersten bzw. im zweiten Zustand verweilt; und Bestimmen eines Messwert für einen effektiven Primärstrom (Δi_P), der durch mindestens einen mit dem Magnetkern (103) magnetisch gekoppelten Primärleiter fließt, basierend auf einer Differenz zwischen der ersten Zeitdauer (Δt₊) und der zweiten Zeitdauer (Δt-).
Ein Verfahren, das aufweist: alternierendes Magnetisieren eines Magnetkerns (103) mit zu einem Maximalwert in die positive und negative Richtung durch Ansteuern mindestens eines mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiters (102; 102a, 102b); Erzeugen eines Oszillatorsignals (S_PWM), welches zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand hin und her wechselt, wodurch die alternierenden Magnetisierungsvorgänge angezeigt werden; Erzeugen eines modifizierten Oszillatorsignals (S^pwm,x) mit einem Duty-Cycle, der von einem Referenzwert mehr abweicht als ein korrespondierender Duty-Cycle des Oszillatorsignals (S_PWM), der von einem einen effektiven Primärstrom (Δi_P) abhängt, der durch mindestens einen mit dem Magnetkern (103) magnetisch gekoppelten Primärleiter fließt.
Ein Verfahren, das aufweist: alternierendes Magnetisieren eines Magnetkerns (103) mit zu einem Maximalwert in die positive und negative Richtung durch Ansteuern mindestens eines mit dem Magnetkern magnetisch gekoppelten Sekundärleiters (102; 102a, 102b); Erzeugen eines Oszillatorsignals (S_PWM), welches zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand hin und her wechselt, wodurch die alternierenden Magnetisierungsvorgänge angezeigt werden; Ermitteln eines ersten Messwertes für einen effektiven Primärstrom (Δi_P), der durch mindestens einen mit dem Magnetkern (103) magnetisch gekoppelten Primärleiter fließt, basierend auf den Zeiten (Δt₊, Δt-), die das Oszillatorsignals (S_PWM) im ersten und im zweiten Zustand verweilt, und parallel dazu Ermitteln eines zweiten Messwertes für den effektiven Primärstrom (Δi_P) basierend auf einem Sekundärstromsignal, welches den durch den mindestens einen Sekundärleiter fließenden Strom repräsentiert.
Das Verfahren gemäß Anspruch 15, das weiter aufweist: Berechnen eines dritten Messwertes basierend auf dem ersten und dem zweiten Messwert für den effektiven Primärstrom; und/oder Durchführen einer Plausibilitätsprüfung durch Vergleichen des ersten mit dem zweiten Messwert.