DE19526878A1 - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Frequenzteilung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und die zugehörige Schaltungsanordnung zur Frequenzteilung, bei dem ein Eingangstaktsignal in seiner Frequenz um einen Faktor geteilt wird.

Es sind Multivibratorschaltungen (vgl. Tietze/Schenk: Halbleiter-Schaltungstechnik, 10. Auflage, Springer-Verlag 1993, Abb. 8.50: Multivibrator mit Komparator, S. 186) bekannt, die aus einem Operationsverstärker bestehen, deren einer Rückkoppelzweig über einen Spannungsteiler (Tietze/Schenk: R₁, R₂) an den nichtin­ vertierenden Eingang des Operationsverstärkers geht und deren anderer Rückkoppelzweig aus einem Widerstand (Tietze/Schenk: R) und einem Kondensator (Tietze/Schenk: C) besteht.

Ferner ist die Verwendung von Flip-Flops zur Fre­ quenzteilung bekannt, wofür handelsübliche integrierte Schaltkreise zur Verfügung stehen. Dabei entsteht aber zwangsweise ein Zusammenhang zwischen Anzahl n der Flip-Flops und Teilungsfaktor F der Art

F=2ⁿ.

Die Teilerfaktoren sind damit also nicht ohne weiteres beliebig wählbar bzw. erfordern eine unter Umständen problematische Umschaltung der frequenzentsprechenden Rückführungen und unterliegen zudem einem exponentiellen Zusammenhang, was insbesondere für meßtechnische Probleme ungeeignet ist.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine einfache Lö­ sung zur Frequenzteilung zu realisieren, die es ermög­ licht, in einen großen Bereich die Frequenzteilerfakto­ ren frei ohne Umschaltung von Rückführungen zu bestimmen.

Diese Aufgabe ist durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst, indem ein als Multivibra­ tor geschalteter Operationsverstärker, bevorzugt mit FET-Eingang, mit frequenzbestimmendem Kondensator am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verwandt wird und im Eingangs- und Rückkoppelzweig mittels Dioden die Stromrichtung und mittels Wider­ ständen die Ladungsmenge definiert wird, welche der Kondensator trägt und durch Aufladung des Kondensators über mehrere, frei in Schritten wählbare Taktzyklen erfolgt.

Vorteilhafte Weiterbildungen zeigen die Patentansprüche 2 bis 4.

Die Erfindung soll anhand von Ausführungsbeispielen, bezugnehmend auf die folgend aufgeführten Figuren erläutert werden.

Die Figuren zeigen:

Fig. 1 die erfindungsgemäße Schaltung mit einge­ fügten Dioden 3 und 9,

Fig. 2a möglicher Spannungsverlauf der Spannung U₁ am Eingang,

Fig. 2b entsprechender Spannungsverlauf der Konden­ satorspannung U₂,

Fig. 2c Spannung am Ausgang U₃,

Fig. 3 die Erweiterung der erfindungsgemäßen Schal­ tung mittels einer Konstantstromquellenschal­ tung I_const sowie der mögliche Einsatz als Treppenfunktionsgenerator,

Fig. 4 erweiterte Schaltung mit Einkopplung des Ein­ gangssignals über die Bauelemente 19 und 20 auf dem Schwellwertbildenden Eingang mit Spannung U₄,

Fig. 5a Eingangsspannung,

Fig. 5b die beiden am Komparator anliegenden Spannun­ gen U₂* und U₄,

Fig. 5c die zu U₁ flankengenaue Ausgangsspannung U₃ sowie der Verlauf ohne 19 und 20.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 enthält einen Operationsverstärker 7, mit einem "+" und einem "-"-Ein­ gang sowie einem Ausgang, wobei an den "+"-Eingang ein Widerstand 6 auf Masse und ein Widerstand 5 rückge­ koppelt auf den Ausgang geschaltet ist und am "-"-Ein­ gang ein Kondensator 4 auf Masse und ein Widerstand 8 in Reihe mit Diode 9 auf den Ausgang sowie eine Diode 3 in Reihe mit einem Widerstand 2 an den Taktgeber 1 geschaltet ist.

Die Wirkungsweise der Schaltung soll nun näher erläutert werden.

Wird in Fig. 1 Widerstand 2 und Diode 3 entfernt und Diode 9 überbrückt (d. h. Widerstand 8 direkt zwischen U₂ und U₃ geschaltet), erhält man die Schaltung eines gebräuchlichen Multivibrators auf der Basis eines Ope­ rationsverstärkers. Wird z. B. die Ausgangsspannung positiv und Widerstand 5 und Widerstand 6 mit gleichem Widerstandswert gewählt, so liegt am "+"-Eingang vom Operationsverstärker 7 ebenfalls eine positive Spannung von der Größe von (annähernd) der halben Retriebsspannung an. Gleichzeitig wird über Widerstand 8 aufgeladen, solange, bis der Spannungswert am "+"-Ein­ gang vom Operationsverstärker 7 erreicht wurde. Beim Überschreiten dieser (oberen) Schaltschwelle beginnt nun die Ausgangsspannung sich in negative Richtung zu verändern und damit auch der Spannungswert der Schaltschwelle, was eine weitere Veränderung der Ausgangsspannung bewirkt. Die Spaltung kippt also um, wodurch jetzt Kondensator 4 über Widerstand 8 entladen wird, solange bis die untere Schaltschwelle erreicht wurde und die Schaltung erneut umkippt.

Durch das Einfügen der Diode 3 in den Eingangskreis in Reihe mit dem Widerstand 2 sowie der Diode 9 in Reihe zum Widerstand 4 kann der Kondensator nur noch über den Widerstand 2 auf und über Widerstand 8 entladen werden. Wählt man Widerstand 2 im Verhältnis zu Widerstand 8 um ein Vielfaches größer, so kann mit einem Spannungstakt nur noch eine dementsprechend kleinere Ladungsmenge über Widerstand 2 auf den Kondensator 4 gebracht werden, so daß der Kondensator 4 mehrere Takte benötigt, bis er den Spannungsschwellwert erreicht und der Operationsverstärker 7 kippt. Wie die zugehörigen Oszillogramme in Fig. 2a-c zeigen, wird die obere Schwellenspannung hier erst durch 5 Impulse erreicht, was einer Frequenzteilung von 5 : 1 entspricht.

Die Ladegeschwindigkeit, d. h. die Anzahl der benötigten Impulse ist abhängig vom Wert des Widerstandes 2, so daß mit diesem durch einfaches Verändern seines Wertes (vorzugsweise in relevanten Stufen) auf einfachste Weise das Frequenzteilungsverhältnis eingestellt werden kann.

Ähnliche Wirkung läßt sich auch durch Variation des Verhältnisses von Widerstand 5 zu Widerstand 6 oder auch, durch Variation von Kondensatorkapazität 4 errei­ chen.

Nachteilig ist bei dieser einfachen Schaltungsform, daß wegen des e-funktionsförmigen Verlaufs der Spannung an dem Kondensator 4 während des Ladevorganges zwischen dem Teilungsverhältnis und dem Wert von Widerstand 2 kein proportionaler Zusammenhang besteht.

Dies wird in einer Schaltung gemäß Fig. 3 vermieden, indem der Kondensator 4 durch eine Konstantstromquel­ lenschaltung I_const gespeist wird, welche von den Bau­ teilen 10 bis 15 gebildet wird. Wird an U₁ das Takt­ signal angelegt, so schaltet der Transistor 13 aufgrund des Basisstroms durch und gibt einen Strom ab.

Zum Unterschied zur Fig. 1 wird bei diesem Ausfüh­ rungsbeispiel in Fig. 3 der Kondensator 4 jeweils bei dem negativen Periodenanteil t₂ (vgl. Fig. 2a) von U₁ geladen.

Zur Stabilisierung des Stromes soll die Diode 12 den Temperaturgang der Basis-Emitterstrecke des Transistors 13 kompensieren.

Für beide Realisierungsformen ergibt sich, daß das Tei­ lungsverhältnis innerhalb relativ weiter Grenzen unab­ hängig von der Dauer des Ruheimpulses ist.

Bei der einfachen Variante gemäß Fig. 1 ist dieser Ruheimpuls der negative Periodenanteil t₂, bei der Variante mit Konstantstromquelle gemäß Fig. 3 ist dies der positive Periodenanteil t₁.

Dagegen stellt die Schaltung an die Genauigkeit hohe Anforderungen, was konstante Dauer und Amplitude be­ trifft. Dies kann durch Zwischenschaltung eines mono­ stabilen Multivibrators umgangen werden.

Bei Verkürzung der Ladephase von Kondensator 4 läßt sich eine solche Schaltung gemäß Patentanspruch 4 auch als "Treppengenerator" einsetzen, was jedoch in der Regel die Zwischenschaltung eines Impedanzwandlers bedeutet, wie in Fig. 3 gestrichelt angedeutet.

Bei den bisherigen Ausführungsbeispielen trat jeweils eine Verschiebung der Ausgangsspannung t bzgl. der Flanke des Eingangssignals auf (vgl. Fig. 2a, b, c), was daran liegt, daß der schwellwertauslösende Span­ nungspunkt im Verlaufe des letzten Ladeimpulses erreicht wird und nicht genau auf einen Flankenpunkt dimensioniert werden kann, da Temperatureinflüsse diese Dimensionierung dauernd beeinflussen würden. Es wird also ein gewisser Sicherheitsabstand notwendig, wie er als Schaltverzögerung in Fig. 2 deutlich wird.

Flankenübereinstimmung zwischen U₁ und U₃ kann durch eine dritte Weiterführung gemäß Patentanspruch 5 er­ reicht werden, indem bezugnehmend auf Fig. 4 das RC-Glied (Widerstand 19, Kondensator 20) zwischen U₁ und den schwellwertbildenden Potentialpunkt am "+"-Eingang des Operationsverstärkers 7 geschaltet wird.

Dadurch schwankt der Schwellwert U₄, wie in Fig. 5a-c dargestellt, im Takt der Eingangsflanken mit. Bezüglich der Widerstände s und 6 ist der Widerstand 19 so dimensioniert, daß U₁ nur einen kleinen Amplitudenbeitrag leistet. Die Kapazität von C₂₀ wirkt dabei differenzierend.

Damit wird der Schwellwert immer genau zu Beginn jeder Ladeflanke leicht abgesenkt, was einer Prüfung dessen gleichkommt, ob innerhalb dieser Flanke der Schwellwert von der Kondensatorspannung U₂* überschritten wird. Es kommt also, wie in Fig. 7b zu erkennen, bereits im Punkt P₁ zum Auslösen des Multivibrators, während ohne die Erweiterung um die Bauelemente 19 und 20 erst in Punkt P₂, also im Verlauf des Ladeimpulses, der Schwellwert erreicht wurde. Es entsteht dadurch eine Flankenübereinstimmung von U₁ und U₃, wie in Fig. 7c als t bzgl. der Variante ohne 19 und 20 zu sehen ist.

Claims (6)

1. Verfahren zur Frequenzteilung, dadurch gekennzeich­ net, daß

• a) ein als Multivibrator geschalteter Operationsver­ stärker (7) mit frequenzbestimmendem Kondensator (4) an einem ersten Eingang des Operationsverstär­ kers verwandt wird, wobei der Kondensator mittels eines Rückkoppelzweiges auf den Ausgang des Opera­ tionsverstärkers geführt wird,
• b) zusätzlich ein Ladezweig an den ersten Eingang des Operationsverstärkers geschaltet wird, dem das frequenzumzusetzende Taktsignal als Eingangssignal (U₁) zugeführt wird, so daß sich die Spannung am Kondensator mit jedem Taktzyklus um ein frei wähl­ bares Maß erhöht und somit die Ladezeit beeinflußt und
• c) der Rückkopplungszweig als Entladezweig ausgebil­ det ist und so eine definierte Entladung reali­ siert wird, wenn der Operationsverstärker (7) kippt.

2. Schaltung zur Durchführung des Verfahrens zur Fre­ quenzteilung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ladezweig durch einen Widerstand (2) in Reihe mit einer eingangsgerichteten Diode (3) sowie der Ent­ ladezweig durch eine ausgangsgerichtete Diode (9) in Reihe mit einem Multivibratorwiderstand (8) gebildet wird.

3. Schaltung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (2) über eine temperaturstabili­ sierte Konstantstromquellenschaltung I_const als Lade­ zweig angesteuert wird und so eine lineare Aufladung des Kondensators (4) erreicht wird.

4. Schaltung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsspannung (U₁) differenziert und ge­ dämpft derart auf den "+"-Eingang des Operationsver­ stärkers (7) gekoppelt wird, daß der Spannungsschwell­ wert (U₄) des Operationsverstärkers (7) entsprechend der Flanken des Eingangssignals (U₁) schwankt und so eine Flankenübereinstimmung zwischen Eingangssignals (U₁) und Ausgangssignals (U₃) erzielt wird.

5. Verwendung der Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4 als Treppenspannungsgenerator durch Angreifen der Spannung über den Kondensator (4) eingesetzt wird.

6. Treppenspannungsgenerator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung über den Kondensator (4) abgegriffen und an einem "+"-Eingang eines Impe­ danzwandlers (19) geschaltet wird, an dessen Ausgang dann ein Treppenspannungssignal abgegriffen werden kann.